KR101452995B1

KR101452995B1 - 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 아이/큐 불균형파라미터를 추정하는 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101452995B1
Application number: KR1020080014749A
Authority: KR
Inventors: 배정화; 배상민
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2008-02-19
Filing date: 2008-02-19
Publication date: 2014-10-23
Anticipated expiration: 2028-02-19
Also published as: US8467479B2; EP2243266A4; CN101946478A; EP2243266B1; JP2011512770A; WO2009104909A2; EP2243266A2; US20100329394A1; CN101946478B; JP5576300B2; WO2009104909A3; KR20090089531A

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 아이/큐 불균형 파라미터를 추정하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 불균형 파라미터 추정기와, 상기 불균형 파라미터 추정기에 의해 추정된 진폭차와 위상차를 통해 I/Q 불균형을 보상하는 I/Q 보상회로를 포함함으로써 구현이 간단하고 I/Q 불균형의 실시간 교정이 가능하다.

I/Q mismatch, 프리앰블(Preamble), OFDM, 진폭차, 위상차

Description

직교 주파수 분할 다중 수신기에서 아이/큐 불균형 파라미터를 추정하는 장치 및 방법{APARATUS AND METHOD FOR ESTIMATION I/Q MISMATCH PARAMETER IN OFDM RECEIVER}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 아이/큐 불균형 파라미터를 추정하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히, 상기 휴대용 단말기의 외장 메모리에 저장된 파일을 효율적으로 관리하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

대부분의 무선 통신 단말기는 수신 신호를 여러 개의 믹서를 통과하여 여러단의 IF단을 거쳐 기저대역(Baseband)이나 낮은 중간주파수(IF)단으로 하향변환(down-conversion)하는 아날로그 헤테로다인(heterodyne) 수신방식을 채택하여 사용되어 왔으며 현재도 널리 사용되고 있다.

그러나, 다수의 아날로그의 부품을 사용하는 기존의 수신구조는 그 회로가 복잡하여 하나의 칩으로 집적화(integration)하기 어려우며, 또한 수신기 부피가 커지게 되는 단점이 있다. 더욱이 전력소모도 많아지게 되어 PDA나 무선단말기 같 은 소형화 및 이동성을 중요시하는 개인 이동통신기기에 적합하지 않다.

상술한 문제점들을 해결하기 위하여 현재의 단말기에는 직접변환(direct-conversion)방식을 수신기의 기본 구조로 채택하고 있으며, 앞으로 이 구조는 더욱 널리 사용될 것이다. 이런 방식은 하나의 믹서를 사용하여 단 한번의 주파수 하향변환을 수행하게 되므로 RF부분을 최소화시킬 수 있는 장점이 있고 하드웨어 측면에서 헤테로다인 방식보다 좀 더 유연한(flexible) 특징을 지닌다. 그러므로 소프트웨어의 기능이 중요시되는 차세대 통신기술인 software-defined radio(SDR)개념에 더욱 근접하는 수신기 구조라고 할 수 있다. 상기 SDR시스템은 하드웨어 교체 없이 소프트웨어의 변경만으로 새로운 통신표준을 수용할 수 있는 시스템이므로 시스템 유연성(flexibility) 및 재구성이 가장 중요한 요소이기 때문이다.

따라서, 이러한 SDR을 구현하기 위해서 먼저 RF부분의 최소화, 즉 ADC(analog-to-digital converter)를 안테나에 최대한 가깝게 설계하여야 한다. 그러나 이상적인 SDR 시스템은 현재 기술로는 아직까지 불가능하기 때문에 하나의 믹서를 사용하는 직접변환 방식이 좀 더 현실적이라고 할 수 있다.

하지만, 이러한 직접변환 방식은 국부 발진기의 주파수의 누설(leakage)에 의한 DC옵셋 문제와 1/f 잡음이라고도 불리는 플리커(flicker)잡음을 포함한 DC대역 부근에서 발생되는 잡음에 의해 큰 영향을 받는다. 또한 I채널과 Q채널 사이의 위상 및 진폭이 서로 어긋나 발생하는 I/Q 불균형 문제도 발생한다. 이 문제들 중에서 DC부근의 잡음들은 최근에 회로 및 칩 기술의 발달로 인해 상당한 진전이 이루어지고 있다.

그러나, I/Q 불균형 문제는 믹서 통과 후 I채널과 Q채널의 서로 다른 증폭기 및 필터를 사용하므로 불균형이 전체 수신기 성능을 열화시키는 요소로서 여전히 작용하므로 이를 보상하는 회로 또는 신호처리가 반드시 요구된다.

이러한 I/Q 불균형은 자기 신호의 스펙트럼이 반전되고 complex conjugate된 신호가 기저대역 수신신호에 간섭으로 작용하게 되어 악영향을 미치게 된다. 다시 말하면 RF부분의 쿼드러쳐 믹싱(quadrature mixing) 구조는 수신된 RF 신호를 믹서에 의하여 하향변환이 되어 직접 기저대역으로 이동시키지만, 이러한 쿼드러쳐 구조는 아날로그 회로이기 때문에 완전하게 이상적이지 못해 I/Q 불균형이 조금이나마 남아 있게 된다. 상기 불균형에 의해 음의 주파수 대역의 RF신호의 일부가 오히려 상향 변환(up-conversion)되어 기저대역으로 이동하게 된다. 즉, 이 신호가 우리가 원하는 하향변환된 신호와 간섭을 일으키게 되는 것이다.

더욱이 이 불균형 정도가 커질수록 상향 변환된 신호의 성분이 더욱 크게 증가되어, 수신신호 복구가 불가능한 상태에 이르게 될 수도 있다. 또한, 이러한 I/Q 불균형은 수신신호의 성상점(constellation)도 크게 회전시켜, 결과적으로 비트에러율(BER)성능을 크게 떨어뜨린다.

상기 I/Q 불균형을 보상하는 가장 일반적인 방법에는 단말을 제작한 후 최종 테스트 할 때 적절한 test tone을 발생시켜 I/Q 불균형을 직접 측정한 후 교정하여 공장에서 출하하는 방법을 사용한다. 이 방법은 I/Q 불균형에 의해 발생하는 이미지 tone을 검출하여 I/Q 불균형 보상기에 적용하는 방법이다. 또한 디지털 영역에서 I/Q 불균형을 보상하는 방법에는 LMS(least mean square)나 RLS(recursive least square)같은 적응신호처리 방식이나 SAD(symmetric adaptive decorrelation)기법 등의 DSP 신호처리방식을 사용하고 있다.

최근에는 OFDM 시스템에서도 I/Q불균형을 제거하는 여러 방식들이 제안되고 있으나, 상기 OFDM 시스템에서도 위와 같은 적응신호 처리 방식을 채택하고 있거나, 다수의 OFDM 심볼로부터 I/Q 불균형값을 추정하여 보상하는 방법을 사용하고 있어 3GPP LTE나 Mobile WiMAX등의 표준에 적합하지 않으며 정현파인 테스트 톤(test tone)을 칩 내부에서 발생시켜 I/Q 불균형을 보상하는 방법은 실제 데이터 송수신시 테스트 톤을 발생하게 되면 데이터와 충돌이 발생하기 때문에 I/Q를 교정하는 것이 불가능하다. 그러므로, 이 방식은 온도 변화등 환경에 따른 영향에 적응적으로 대처하기가 매우 어렵다. 또한, 실시간으로 교정이 가능한 DSP 신호처리 방식은 반복 및 수렴 과정들을 포함하고 있으므로 여러 개의 훈련심볼과 많은 계산시간을 필요로 하는 단점이 있다.

또한, 상기 OFDM 방식에서도 I/Q 불균형을 제거하는 방식들이 제안되고 있으나 이러한 방식에서도 마찬가지로 상기와 같은 수렴과정이 필요하거나, I/Q 불균형 추정만을 위한 특정한 파일럿 구조가 요구된다. 또한, 정확한 추정을 위해 다수의 OFDM preamble로부터 I/Q 불균형값을 얻어서 보상하는 방법도 제안되고 있지만 이러한 프리앰블 구조나 방식들이 현재의 표준인 3GPP LTE나 Mobile WiMAX에 적용하기 힘든 점과 구현이 복잡한 문제가 있다.

본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 아이/큐 불균형 파라미터를 추정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 수신된 OFDM 프리앰블 값을 통해 I/Q 불균형을 보상하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상술한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1견지에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 I/Q 불균형 파라미터를 추정하는 장치는, 수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 불균형 파라미터 추정기와, 상기 불균형 파라미터 추정기에 의해 추정된 진폭차와 위상차를 통해 I/Q 불균형을 보상하는 I/Q 보상회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2견지에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 I/Q 불균형 파라미터를 추정하는 방법은, 수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 과정과, 상기 추정된 진폭차와 위상차를 I/Q 보상회로에 입력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 수신된 한 개의 OFDM 프리앰블 값을 통해 I/Q 불균형으로 인해 발생하는 I와 Q 채널사이의 위상차와 진폭차를 추정하여 보상함으로써 구현이 간단하고 I/Q 불균형의 실시간 교정이 가능한 효과가 있다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하 본 발명에서는 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 수신된 한 개의 OFDM 프리앰블 값을 통해 I/Q 불균형으로 인해 발생하는 I와 Q채널사이의 위상차와 진폭차를 추정하여 보상하는 장치 및 방법에 관해 설명할 것이다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기에서 I/Q 파라미터를 추정하기 위한 블록구성을 도시하고 있다. 여기서, 상기 OFDM 수신기는 ADC(300), I/Q 보상회로(302), S/P(304), CP 제거기(306), FFT(308), Zero 제거기(310), 프래임블 확인부(312), 파일럿 톤 위치파악부(314), 불균형 파라미터 ε,φ추정기(316), 평균 및 선택기(318), 적분기(320), 컨주게이트(322), 부반송파 미러링부(324), OFDM 심 볼확인부(326), 채널추정기(328), 등화기(330), 검출기(332)를 포함하여 구성할 수 있다.

상기 도 3을 참조하면, 상기 ADC(300)는 RF 전단부(미도시)로부터 수신한 신호를 디지털 신호로 양자화하여 상기 I/Q 보상회로(302)로 출력한다.

상기 I/Q 보상회로(302)는 ADC(300)으로부터 입력된 신호를 상기 적분기(320)를 통해 입력된 위상차와 진폭차를 통해 보상하여 상기 S/P(304)로 출력된다.

상기 S/P(304)에서 병렬데이터로 변환된 신호는 CP제거기(306)에서 CP(Cyclic Prefix)제거 후 상기 FFT(308)에서 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)되고 Zero 제거기(310)에서 , 상기 Zero 제거기(310)에서 0값이 제거되어 상기 프리앰블확인부(312), 컨쥬게이트(322), OFDM 심볼확인부(326)로 출력된다.

상기 프리앰블확인부(312)는 상기 출력된 신호에서 프리앰블을 확인하여 상기 프리앰블 신호를 파일럿 톤 위치파악부(314)로 출력하고 상기 프리앰블의 파일럿 신호를 상기 불균형 파라미터 ε,φ추정기(316)로 출력한다.

상기 파일럿 톤 위치파악부(314)는 상기 프리앰블 신호에서 파일럿 톤의 위치를 파악하여 상기 불균형 파라미터 ε,φ추정기(316)로 출력한다

상기 불균형 파라미터 ε,φ추정기(316)는 상기 파일럿 톤의 위치가 파악된 프리앰블 신호와 상기 컨주케이트(conjugate)(322)와 부반송파 미러링(mirroring)부(324)를 거쳐 입력된 신호를 통해 진폭차와 위상차를 추정하여 상기 평균 및 선 택기(318)에 출력하는데 도 1과 같이 상기 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재할 경우에는 방법 1을 통해 진폭차와 위상차를 추정하여 상기 평균 및 선택기(318)로 출력하고 도 2와 같이 상기 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하지 않을 경우 방법 2를 통해 진폭차와 위상차를 추정하여 상기 평균 및 선택기(318)로 출력한다. 여기서, 상기 방법 1은 <수학식 1>에 의해 방법 2는 <수학식 2>에 의해 진폭차(ε)와 위상차(φ)를 산출한다.

상기 <수학식 1>을 얻기 위한 과정을 설명하면, OFDM심볼의 서브캐리어 인덱스 k에서 수신신호는 <수학식 3>과 같이 표현되는데 여기서, k의 범위는 -(n/2)-1 부터 n/2까지로 FFT 인덱스를 의미하며, K₁=(1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ)), K₂=(1/2)(1-(1+ε)exp(jφ)), ε는 I 채널과 Q 채널의 진폭 차, φ는 두 채널의 위상 차 H_m(k)는 서브캐리어 k의 채널, S_m(k)는 전송된 데이터 심볼, N_m(k)=K₁W_m(k)+K₂W^* _m(-k)(W_m(k))는 m번째 OFDM 심볼의 서브캐리어 인덱스 k에서 잡음을 각각 나타내고 있다. 그리고, I/Q 불균형 추정을 위해 또 다른 하나의 수식이 필요하게 되는데 즉, 같은 m번째 OFDM 심볼의 subcarrier k+l에서의 수식이 요구되며, 표현은 <수학식 4>와 같이 할 수 있다.

상기 <수학식 3>과 <수학식 4>로부터 I와 Q사이의 위상차와 진폭차와 관련있는 K₁과 K₂의 값을 얻기 위해 채널의 관련항목을 H₁(k)=H₁(k+l)=H(k)의 조건을 가정하고 두 연립 방정식의 해를 구하게 된다. 위의 채널 조건에 의해 미러(mirror)측면의 채널도 H₁(-k)=H₁(-k-l)=H(-k)의 가정이 성립된다. 먼저 상기 <수학식 3>과 <수학식 4>에서 오른쪽의 두 번째 항들을 없애면 K₁에 대한 정보를 얻을 수 있다. 이것은 <수학식 5>와 <수학식 6>처럼 적절한 파일럿 신호의 값을 각각 양변에 곱하여 두 수식을 빼게 되면 K₁H(k)에 관련된 값을 얻게 된다.

즉, 정리하면 수학식 7과 같이 면 K₁H(k)에 관련된 값이 얻어진다.

단, 상기 <수학식 7>은 분모가 0이 되지 않기 위해 <수학식 8>의 조건을 만족해야 한다.

또한, 상기 <수학식 3>과 <수학식 4>를 통해 방정식을 풀면 <수학식 9>를 얻을 수 있다.

여기서, I/Q 불균형 관련된 항목인 위상차와 진폭차에 관련된 것만 얻기 위해 상기 <수학식 8>과 <수학식 9>를 통해 <수학식 10>을 얻을 수 있다.

상기 <수학식 10>에서 N₁과 N₂는 잡음관련 항목으로 <수학식 11>과 같이 정리되므로 잡음전력은 같다.

그러므로 상기 방법 1에서는 하나의 위상차와 진폭의 추정값을 얻기 위해 자신의 서브캐리어와 인접 서브캐리어, 그리고 상기 서브캐리어 들에 대한 mirrored 된 서브캐리어 두 개, 죽, 서브캐리어 인덱스 k, k+l, -k, -k-l의 4개의 수신된 프리앰블 데이터와 파일럿 톤의 정보가 필요함을 알 수 있다.

그리고 상기 <수학식10>의 결과에서 잡음이 없다면 <수학식 12>와 같이 위상차와 진폭에 관련된 항목으로 정리된다.

상기 <수학식 12>에서 a₁ ^*(-k)는 <수학식 7>에 의해 <수학식 13>과 같이 얻어진다.

따라서 최종 예측된 진폭차와 위상차가 상기 <수학식1>과 같이 얻어지는 것이다.

또한, 상기 <수학식 2>를 얻기 위한 과정을 설명하면, 상기 방법 2의 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하지 않을 때에는 mirrored된 파일럿에는 값이 0인 널(null)값이 존재하기 때문에 널 서브캐리어 인덱스 k에서의 수신신호는 <수학식 14>와 같다

상기 <수학식 14>에서는 자기 신호가 0의 값이므로 K₁에 관련된 항목은 없어지게 된다. 또한 파일럿이 있는 DC반대편의 서브캐리어 인덱스 -k에서는 <수학식 15>가 된다.

따라서, 상기 <수학식 14>와 <수학식 15>를 통해 <수학식 16>이 얻어지게 된다.

상기 <수학식 16으로 채널의 영향과 파일럿 신호의 게인 (gain)영향과 상관없이 I/Q 불균형을 추정할 수 있으며, 한 프리앰블에서 모든 파일럿을 평균하여 추정 에러를 줄인 진폭과 위상차는 <수학식 2>와 같이 예측된다.

상기 평균 및 선택기(318)는 상기 방법 1의 경우 채널이득이 잡음의 전력보다 크고, 인접 파일럿 톤보다 상관성이 높은 추정값들만 평균을 산출하여 상기 적분기를 통해 I/Q 보상기에 출력하고, 방법 2의 경우 상기 채널이득이 잡음의 전력보다 큰 파일럿에 대한 추정값들만 평균을 산출하여 상기 I/Q 보상기에 출력한다. 여기서, 상기 방법 1의 경우 상기 <수학식 10>의 H^*(-k)의 값이 잡음에 비해 작은 값을 가지게 되면 추정 오차가 매우 커지게 되므로 상기 채널추정기(328)에서 채널 추정 후, 채널 이득이 좋은 파일럿에 대한 것들만 포함시켜, 즉, <수학식 17>의 조 건을 만족하지 않는 항목은 제외하여 추정 에러를 낮춘다.

여기서, σ_N는 잡음전력을α는 어떤 실수값으로서 <수학식 1>의 계산시 선택되어지는 갯수를 조정할 수 있다. 또한, 상기 방법 1은 해를 얻을때 기본적으로 H₁(k)=H₁(k+l)=H(k)를 가정하였기 때문에 주파수 선택도가 큰 값을 갖게되는 서브캐리어들도 제외하여 성능향상을 가져올 수 있다. 즉, <수학식 18>을 만족하는 서브캐리어들만 선택하여 상기<수학식 1>에 적용할 수 있다.

상기 <수학식 18>에서 β는 상관성을 의미하는 실수 값으로, 적절한 값을 사용하여 선택되는 수를 조절할 수 있다.

또한, 방법 2에서도 <수학식 17>을 이용하여 잡음이 큰 부분의 파일럿들은 <수학식 2>의 과정에서 제외한다. 다시 말하면, 상기 방법 2는 널 캐리어에 간섭된 파일럿 톤의 값과 원래 자기 신호의 파일럿 톤인 널(null)값과 서로 비교하여 추정에러를 얻기 때문에 간섭 파일럿 톤들이 잡음보다 좋은 이득을 가져야만 추정에 오차를 줄일 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기에서 I/Q 파라미터를 추정하기 위한 절차를 도시하고 있다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 401단계에서 상기 OFDM 수신기는 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하는지 검사한다. 여기서, 상기 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하는 것은 상기 도 1과 같이 파일럿신호가 DC를 중심으로 대칭형태로 존재하는 구조이고 상기 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하지 않는 경우는 상기 도 2와 같이 섹터별로 파일럿이 하나씩 이동되어 서로 간에 간섭을 받지 않는 구조이다.

만일, 상기 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하면, 상기 OFDM 수신기는 첫번째 방법으로 I/Q 불균형을 추정하기 위해 403단계로 진행하여 상기 <수학식 1>에 의해 진폭차(ε)와 위상차(φ)를 산출한다.

이후, 상기 OFDM 수신기는 405단계에서 수신된 OFDM 신호에 대한 채널 추정을 수행하고 407단계로 진행하여 채널 이득이 잡음의 전력보다 큰지 검사한다. 여기서, 상기 채널이득이 잡음의 전력보다 큰지 검사하는 것은 파일럿 신호의 크기가 잡음에 비해 작은 값을 가지게 되면 추정 오차가 매우 커지므로 상기 <수학식 17>의 조건을 만족하지 않는 항목은 제외하여 I/Q 불균형 보상기에 오차가 작은 추정값을 입력하기 위함이다.

만일, 상기 채널 이득이 잡음의 전력보다 작으면, 상기 OFDM 수신기는 415단계로 진행하여 조건을 만족하지 않는 파일럿을 제외하고 410단계로 되돌아가 이하 단계를 수행한다.

한편, 상기 채널 이득이 잡음의 전력보다 크면, 상기 OFDM 수신기는 408단계로 진행하여 수신되는 파일럿 신호가 인접 파일럿 신호와 상관성이 높은지 검사한다. 여기서, 수신되는 파일럿 신호가 인접 파일럿 신호와 상관성이 높은지 검사하는 것은 추정오차를 더욱 작게 하기 위함으로 상기 <수학식 18>의 조건을 만족하지 않는 항목, 즉, 상관성이 낮은 파일럿 톤을 제외하여 추정오차를 작게 하기 위함이다.

만일, 상기 수신되는 파일럿 신호가 인접 파일럿 신호와 상관성이 낮으면, 상기 OFDM 수신기는 상기 415단계로 진행하여 이하 단계를 수행한다. 한편, 상기 수신되는 파일럿 신호가 인접 파일럿 신호와 상관성이 높으면, 상기 OFDM 수신기는 409단계에서 해당 파일럿 톤을 선택하고 410 단계로 진행하여 모든 파일럿 톤을 검사했는지 확인한다.

만일, 상기 모든 파일럿 톤을 검사하지 않았으면 상기 OFDM 수신기는 407 단계로 되돌아가 다른 파일럿 톤에 대한 검사를 수행한다. 한편, 상기 모든 파일럿 톤을 검사하였으면 상기 OFDM수신기는 411단계에서 상기 선택된 파일럿 톤에 대한 추정값들의 평균을 산출하고 413단계로 진행하여 I/Q 보상기에 산출된 평균을 입력한다. 이후, 상기 OFDM 수신기는 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.

한편, 상기 401단계에서 상기 프리앰블에 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하지 않으면, 상기 OFDM 수신기는 두번째 방법으로 I/Q 불균형을 추정하기 위해 416단계로 진행하여 <수학식 2>에 의해 진폭차(ε)와 위상차(φ)를 산출한다.

이후, 상기 OFDM 수신기는 418단계에서 수신된 OFDM 신호에 대한 채널 추정 을 수행하고 407단계로 진행하여 채널 이득이 잡음의 전력보다 큰지 검사한다. 여기서, 상기 채널이득이 잡음의 전력보다 큰지 검사하는 것은 파일럿 신호의 크기가 잡음에 비해 작은 값을 가지게 되면 추정 오차가 매우 커지므로 조건을 만족하지 않는 항목은 제외하여 I/Q 불균형 보상기에 오차가 작은 추정값을 입력하기 위함이다.

만일, 상기 채널 이득이 잡음의 전력보다 작으면, 상기 OFDM 수신기는 426단계로 진행하여 조건을 만족하지 않는 파일럿을 제외하고 421 단계로 진행하여 이하 단계를 수행한다.

한편, 상기 채널 이득이 잡음의 전력보다 크면, 상기 OFDM 수신기는 420단계로 진행하여 해당 파일럿 톤을 선택하고 421 단계에서 모든 파일럿 톤을 검사했는지 확인한다. 만일, 상기 모든 파일럿 톤을 검사하지 않았으면 상기 OFDM 수신기는 419단계로 되돌아가 다른 파일럿 톤에 대한 검사를 수행한다. 한편, 상기 모든 파일럿 톤을 검사하였으면 상기 OFDM수신기는 422단계로 진행하여 상기 선택된 파일럿에 대한 추정값들의 평균을 산출하고 424단계로 진행하여 I/Q 보상기에 산출된 평균을 입력한다. 이후, 상기 OFDM 수신기는 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.

도 5와 6은 현재 사용되고 있는 802.16e Moble WiMAX(와이브로)의 프리앰블을 사용하여 추정한 진폭과 위상 에러의 값을 보여주고 있다. 이 결과는 I/Q 불균형의 진폭에러가 10%이고 위상에러 5°일 때 컴퓨터 모의실험을 통하여 얻은 rms값을 나타낸 것이다. 와이브로에서는 도 2에서와 같이 l=3인 프리앰블을 사용하고 있 으나, 한 셀에는 세개의 섹터가 사용되므로 이들 섹터간에 간섭을 없애기 위해 프리앰블의 파일럿 톤들을 하나씩 이동하여 사용된다. 그러므로 세개의 섹터중 하나의 섹터에서만 DC를 중심으로 대칭으로 파일럿이 존재하여 상기 방법1이 사용되며, 나머지 두 섹터는 파일럿 대칭인 곳에 널 캐리어(null carrier)가 존재하게 되어 상기 방법 2가 사용된다.

상기 방법1을 사용한 결과를 살펴보면 상기 <수학식 17>과 <수학식 18>을 적용한 rms값이 작음을 알 수 있으며, 방법 2의 경우는 방법 1의 결과보다 그 폭이 더 크게 됨이 관찰할 수 있다. 이것은 와이브로에서는 l=3 이기 때문에 H₁(k)=H₁(k+3)=H(k)의 가정이 필요없는 방법 2가 더 좋은 성능을 보여주게 된다. 특히 낮은 SNR에서 <수학식 17>의 조건을 적용하면 큰 이득을 볼 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 l=2인 OFDM의 프리앰블 구조를 도시하는 도면,

도 2는 l=3인 OFDM의 프리앰블 구조를 도시하는 도면,

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기에서 I/Q 파라미터를 추정하기 위한 블록구성을 도시하는 도면,

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기에서 I/Q 파라미터를 추정하기 위한 절차를 도시하는 도면,

도 5와 6은 현재 사용되고 있는 802.16e Moble WiMAX(와이브로)의 프리앰블을 사용하여 추정한 진폭과 위상 에러의 값을 도시하는 도면.

Claims

직교 주파수 분할 다중 수신기에서 I/Q 불균형 파라미터를 추정하는 장치에 있어서,

수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 불균형 파라미터 추정기와,

상기 불균형 파라미터 추정기에 의해 추정된 진폭차와 위상차를 통해 I/Q 불균형을 보상하는 I/Q 보상회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 것은,

상기 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하면 <수학식 19>를 이용하여 상기 진폭차와 위상차를 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, α₁ ^*(-k)는 k₁ ^*H^*(-k), α₂ ^*(-k)는 k₂ ^*H^*(-k), k₁는 (1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ), K₂는 (1/2)(1-(1+ε)exp(jφ)), ε는 I 채널과 Q 채널의 진폭 차, φ는 두 채널의 위상 차, H_m(k)는 서브캐리어 k의 채널을 의미함.
제 2항에 있어서,

상기 <수학식 19>를 통해 진폭차와 위상차를 추정할 시, 상기 파일럿 톤을 잡음과 비교하여 상기 잡음보다 큰 파일럿 톤을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 2항에 있어서,

상기 <수학식 19>를 통해 진폭차와 위상차를 추정할 시, 인접 파일럿 톤보다 상관성이 높은 파일럿 톤을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 것은,

상기 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하지 않으면 <수학식 20>을 이용하여 상기 진폭차와 위상차를 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, Dm(k)는 m번째 OFDM 심볼의 서브캐리어에서 수신된 신호를 의미함.
제 5항에 있어서,

상기 <수학식 20>을 통해 진폭차와 위상차를 추정할 시, 상기 파일럿 톤을 잡음과 비교하여 상기 잡음보다 큰 파일럿 톤을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
직교 주파수 분할 다중 수신기에서 아이/큐 불균형 파라미터를 추정하는 방법에 있어서,

수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 과정과,

상기 추정된 진폭차와 위상차를 I/Q 보상회로에 입력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 7항에 있어서,

상기 수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 과정은,

상기 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하면 <수학식 21>를 이용하여 상기 진폭차와 위상차를 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, α₁ ^*(-k)는 k₁ ^*H^*(-k), α₂ ^*(-k)는 k₂ ^*H^*(-k), k₁는 (1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ), K₂는 (1/2)(1-(1+ε)exp(jφ)), ε는 I 채널과 Q 채널의 진폭 차, φ는 두 채널의 위상 차, H_m(k)는 서브캐리어 k의 채널을 의미함.
제 8항에 있어서,

상기 <수학식 21>을 통해 진폭차와 위상차를 추정할 시, 상기 파일럿 톤을 잡음과 비교하여 상기 잡음보다 큰 파일럿 톤을 선택하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 8항에 있어서,

상기 <수학식 21>를 통해 진폭차와 위상차를 추정할 시, 인접 파일럿 톤보다 상관성이 높은 파일럿 톤을 선택하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 7항에 있어서,

상기 수신되는 신호의 프리앰블(Preamble)에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 것은,

상기 파일럿 톤이 DC에 대하여 대칭적으로 존재하지 않으면 <수학식 22>을 이용하여 상기 진폭차와 위상차를 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, Dm(k)는 m번째 OFDM 심볼의 서브캐리어에서 수신된 신호를 의미함.
제 11항에 있어서,

상기 <수학식 22>를 통해 진폭차와 위상차를 추정할 시, 상기 파일럿 톤을 잡음과 비교하여 상기 잡음보다 큰 파일럿 톤을 선택하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 불균형 파라미터 추정기는, 상기 수신되는 신호의 프리앰블에서 파일럿톤의 위치가 DC(Direct Current)에 대하여 대칭적인지 여부를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 13항에 있어서,

상기 불균형 파라미터 추정기는, 상기 파일롯 톤의 위치가 DC에 대해 대칭적인 경우, k번째 서브캐리어, 상기 k번째 서브캐리어에 인접한 k+1번째 서브 캐리어, 및 상기 k번째 서브캐리어 및 k+1번째 서브캐리어에 대해 미러드된(mirrored) 두 개의 서브캐리어들에서의 수신신호를 이용하여 상기 위상차 및 진폭차를 추정하고,

상기 파일럿 톤의 위치가 DC에 대해 비대칭적인 경우, k번째 서브캐리어와 파일럿 톤이 있는 DC 반대편의 k번째 서브캐리어에서의 수신 신호를 이용하여 위상차 및 진폭차를 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 7항에 있어서,

상기 진폭차와 위상차를 추정하는 과정은,

상기 수신되는 신호의 프리앰블에서 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치가 DC(Direct Current)에 대칭적인지 여부를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 15항에 있어서,

상기 파일럿톤(Pilot Tone)의 위치가 DC(Direct Current)에 대칭적인지 여부를 기반으로 진폭차와 위상차를 추정하는 과정은,

상기 파일롯 톤의 위치가 DC에 대해 대칭적인 경우에는 k번째 서브캐리어, 상기 k번째 서브캐리어에 인접한 k+1번째 서브 캐리어, 및 상기 k번째 서브캐리어 및 k+1번째 서브캐리어에 대해 미러드된(mirrored) 두 개의 서브캐리어들에서의 수신신호를 이용하여 상기 위상차 및 진폭차를 추정하는 과정을 포함하며,

상기 파일럿 톤의 위치가 DC에 대해 비대칭적인 경우에는 k번째 서브캐리어와 파일럿 톤이 있는 DC 반대편의 k번째 서브캐리어에서의 수신 신호를 이용하여 위상차 및 진폭차를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.