JP2007244005A

JP2007244005A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2007244005A
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Inventors: Kosaburo Murakami; 幸三郎村上
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Filing date: 2006-03-03
Publication date: 2007-09-20
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Abstract

【課題】出力負荷の変化によらず、スイッチング周波数を高くするように任意に制御することができるスイッチング電源装置を実現する。
【解決手段】ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧を用い、ある時定数で所定箇所の電位を上昇させ、オフ状態にあるＭＯＳＦＥＴＱ１を、リンギングによりオンさせる前に、上記時定数に応じて上記所定箇所が所定電位となったタイミングでオンさせることにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を制御するオフ期間設定回路１を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、いわゆるＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ―ＤＣコンバータなどとして好適に実施され、直流安定電圧を出力するスイッチング電源装置に関するものである。

図１３は、従来のリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置１００を示している。

スイッチング電源装置１００は、図示のように、ヒューズＦ１、入力交流電圧のノイズ除去を行うアクロス・ザ・ラインコンデンサＣ１（以下、ラインコンデンサＣ１とする）、コモンモード・チョークコイルＬ１（以下、ラインフィルタＬ１とする）と、ラインコンデンサＣ１、ラインフィルタＬ１にてノイズ除去された上記交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換するブリッジダイオードＢＤ１、平滑コンデンサＣ４と、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、制御巻線Ｎ３を備えたトランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に下流側で直列に接続され、上記直流電圧をオン・オフすることで高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に接続された２次側整流平滑回路８と、２次側整流平滑回路８の出力電圧が一定となるように、主スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する主制御回路６とを備えている。

なお、抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５は、主スイッチング素子Ｑ１の起動抵抗であり、主スイッチング素子Ｑ１は、ここでは、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを使用しているが、他のスイッチング素子でもよい。以下、主スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴＱ１と記載する。また、トランスＴ１の各巻線の極性関係については、図中のトランスＴ１の各巻線に付記されている黒丸により示されている。１次巻線Ｎ１においては電流下流側端子に黒丸が付されており、２次巻線Ｎ２においては電流上流側端子に黒丸が付されており、制御巻線Ｎ３においては、ダイオードブリッジＤＢ１の直流側帰線に接続されているほうの端子に黒丸が付されている。詳細には、電源が投入されると、各巻線には、上記黒丸から上記黒丸が記載されていないほうへ向かって誘導起電力が発生する。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、各巻線には、上述の逆向き、ずなわち、上記黒丸が記載されていないほうから上記黒丸のほうへ向かって誘導起電力が発生する。

以後、１次巻線Ｎ１の黒丸が付されていないほうの端子を「１次巻線Ｎ１の一端」、１次巻線Ｎ１の黒丸が付されているほうの端子を「１次巻線Ｎ１の他端」、２次巻線Ｎ２の黒丸が付されているほうの端子を「２次巻線Ｎ２の一端」、２次巻線Ｎ２の黒丸が付されていないほうの端子を「２次巻線Ｎ２の他端」、制御巻線Ｎ３の黒丸が付されていないほうの端子を「制御巻線Ｎ３の一端」、制御巻線Ｎ３の黒丸が付されているほうの端子を「制御巻線Ｎ３の他端」と称する。

主制御回路６は、抵抗Ｒ１、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ３、Ｃ５、フォトカプラＰＣ１（フォトトランジスタ）、制御トランジスタＱ２（ＮＰＮ型）により構成されている。バイアス抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ５は、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端とＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続され、コンデンサＣ５とＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートとの接続点にフォトカプラＰＣ１（フォトトランジスタのコレクタ）が接続され、フォトカプラＰＣ１（フォトトランジスタのエミッタ）は、制御トランジスタＱ２のベースに接続されている。

また、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端とバイアス抵抗Ｒ４との接続点には、抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端は、コンデンサＣ３を介して、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の他端に接続されている。さらに、抵抗Ｒ１の他端とコンデンサＣ３の一端との接続点には、制御トランジスタＱ２のベースが接続され、制御トランジスタＱ２のコレクタは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートと起動抵抗Ｒ５の一端との接続点に接続され、制御トランジスタＱ２のエミッタは、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の他端と起動抵抗Ｒ５の他端との接続点に接続されている。

２次側整流平滑回路８は、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の一端に直列に接続されたダイオードＤ１と、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に並列に接続された平滑コンデンサＣ２および電圧検出回路７とにより構成されている。

次に、スイッチング電源装置１００の動作を説明する。

スイッチング電源装置１００に電源が投入されると、入力された交流電圧は、ノイズフィルタＦ１、ラインコンデンサＣ１、およびラインフィルタＬ１を介してノイズ除去され、その後、ブリッジダイオードＢＤ１および平滑コンデンサＣ４を介して整流平滑され直流電圧に変換される。平滑コンデンサＣ４の上記直流電圧が上昇することにより主電源電圧が上昇し、起動抵抗Ｒ２、Ｒ３とＲ５とでの分圧値が、ＭＯＳＦＥＴＱ１の動作電圧以上になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンし、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積される。

それと同時に、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３には、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と同一方向の電圧Ｖ１が誘起され、その誘起電流は、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられ、これによってＭＯＳＦＥＴＱ１はオン状態を維持する。

次に、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３に誘起された上記誘起電流は、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３に充電され、充電された電圧が制御トランジスタＱ２の動作電圧以上になると、制御トランジスタＱ２がオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位が低下し、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオフとなる。このとき、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３には、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時に誘起されていた電圧Ｖ１とは逆向きの電圧Ｖ３が誘起されるため、抵抗Ｒ１を介して、コンデンサＣ３の電荷が引き抜かれ、ＭＯＳＦＥＴＱ１の次のオン動作のための準備が行われる。

また、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に蓄積されていた上記励磁エネルギが、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２へ供給され、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２を介して電圧検出回路７で出力電圧が検出される。該出力電圧は、図示しないフォトカプラＰＣ１（発光素子）から主制御回路６のフォトカプラＰＣ１（フォトトランジスタ）へ伝達され、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン・オフが制御される。

その後、上記励磁エネルギの放出が終了すると、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する寄生容量と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１のインダクタとの間で共振が起こり、リンギング電圧が発生する。該リンギング電圧はトランスＴ１の制御巻線Ｎ３にも伝達され、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられ、ＭＯＳＦＥＴＱ１は再びオンとなる。以上の動作を繰り返すことにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン・オフする。

以上の様なスイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆは、下記の（１）式で示され、下記のそれぞれの値が一定であれば、スイッチング周波数ｆは一定となる。

f＝（Ｖｉ−Ｖｄｓ）^２／８ＬｐＶｏＩｏ（１）
Ｖｉ：トランスＴ１の入力電圧
Ｖｄｓ：ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン―ソース間電圧
Ｌｐ：トランスＴ１の一次巻線Ｎ１のインダクタンス
Ｖｏ：出力電圧
Ｉｏ：出力電流
特開平６−１８９５４５号公報（１９９４年７月８日公開）

ところで、上記従来の構成では、出力電流Ｉｏが大きくなると、スイッチング周波数ｆが低下し、その結果、ノイズ性能や効率の低下等の問題が生じていた。これは、スイッチング周波数ｆが上記それぞれのパラメータによって決定されるためであった。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力負荷の変化によらず、スイッチング周波数ｆを高くするように任意に制御することができるスイッチング電源装置を実現することである。

本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、１次巻線、２次巻線、および制御巻線を備えるトランスと、上記トランスの１次巻線に接続され、直流電圧をオン・オフすることにより高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子とを備えたＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、上記主スイッチング素子のオフ時に上記主スイッチング素子の高電位側端子に現れる電圧を用い、ある時定数で所定箇所の電位を上昇させる電位上昇手段を備え、オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前に、上記電位上昇手段により、上記時定数に応じて上記所定箇所が所定電位となったタイミングでオンさせることにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御するオフ期間設定手段を備えていることを特徴としている。

従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の主スイッチング素子は、オン状態からオフ状態となり、その後再びオンするとき、リンギングによりオンする。

そこで、本発明に係るスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段は、上記電位上昇手段により、オフ状態にある上記主スイッチング素子を、従来のようにリンギングによりオンさせる前に、オンさせる。これにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御、すなわち、上記リンギングで決定するオフ期間より短くすることができる。その結果、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を高くすることができる。

また、上記時定数を所望の値にすることで、上記主スイッチング素子のオフ期間を任意に短くすることができる。その結果、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を任意に高くすることができる。これにより、本発明に係るスイッチング電源装置は、出力負荷の変化によらず、上記スイッチング周波数を高くするように任意に制御することができるという効果を奏する。

ところで、本発明の課題を解決するために、従来では、トランスに補助巻線（追加の巻線）を設けている（特許文献１参照）。ところが、この場合、上記トランスのピンの使用数が増加するため、上記トランスのピン配置の自由度を低下させてしまう。しかしながら、本発明に係るスイッチング電源装置では、上記オフ期間設定手段により本発明の課題を解決するため、上記のような余分な巻線の追加が必要なく、これに伴い、トランスのピン配置の自由度を低下させることがないという効果も奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置は、１次巻線、２次巻線、および制御巻線を備えるトランスと、上記トランスの１次巻線に接続され、直流電圧をオン・オフすることにより高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子とを備えたＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧を用い、第１の所定箇所の電位を上昇させるとともに、第２の所定箇所を所定電位より低い電位にし、上記主スイッチング素子のオフ時に、上記第１の所定箇所の電位を用い、ある時定数で上記第２の所定箇所の電位を上昇させる電位上昇手段を備え、オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前に、上記電位上昇手段により、上記時定数に応じて上記第２の所定箇所が上記所定電位となったタイミングでオンさせることにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御するオフ期間設定手段を備えていることを特徴としている。

最初に記載したスイッチング電源装置のオフ期間設定手段は、上述のように、上記主スイッチング素子のオフ時に上記主スイッチング素子の高電位側端子に現れる電圧を用いて、本発明の課題を解決している。しかしながら、本発明の課題を解決する手段が、上記構成に限られるわけではない。このスイッチング電源装置のオフ期間設定手段では、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧を用いて、本発明の課題を解決している。

詳細には、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧により、上記第１の所定箇所の電位を上昇させる。しかし、該上記第２の所定箇所の電位を所定電位まで上昇させて上記主スイッチング素子をオンさせるため、上記主スイッチング素子のオン時に、予め上記第２の所定箇所の電位を上記所定電位より低い電位にしておく。

次に、上記主スイッチング素子のオフ時に、上記第１の所定箇所の電位を用い、ある時定数で上記第２の所定箇所の電位を上記所定電位まで上昇させ、この電位により、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段と同様に、オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンする前に、オンさせる。この結果、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段と同様の効果を奏することができる。

なお、上記主スイッチング素子のオフ時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧は、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧とは逆の極性である。従って、これを利用すれば、上記主スイッチング素子のオフ時に上記第１の所定箇所の電位を用いて上記第２の所定箇所の電位を上昇させるという、上記主スイッチング素子のオン時とは異なる動作を行わせることができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段は、上記の構成に加えて、上記スイッチング電源装置の出力負荷の大きさに応じて上記時定数を変更する時定数変更手段を備えていることが好ましい。

最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段は、上述のように、上記時定数を所定の値にすることで、上記主スイッチング素子のオフ期間を、従来の上記リンギングで決定するオフ期間より、任意に短くすることができる。

そこで、上記時定数変更手段により、上記出力負荷が大きい場合に、上記主スイッチング素子のオフ期間を、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間よりさらに短くするように上記時定数を変更することで、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数をさらに高くすることができる。一方、上記出力負荷が小さい場合には、上記時定数を変更しない、すなわち、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間とすることで、上記出力負荷が大きい場合に比べて上記スイッチング周波数を低くすることができる。

このように、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段に上記時定数変更手段を設けることで、上記出力負荷の大きさに応じて、上記スイッチング周波数を高くするように任意に制御することができ、その結果、上記出力負荷の変化によらず、高い効率を得ることができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記電位上昇手段は、上記の構成に加えて、上記所定箇所が上記時定数により上記所定電位に達するまでの期間を周期的に変動させることでオフ期間を変調するオフ期間変調手段を備えていることが好ましい。

上記の構成によれば、上記電位上昇手段は、上記所定箇所が上記時定数により上記所定電位に達するまでの期間を周期的に変動させることでオフ期間を変調するオフ期間変調手段を備えている。上記オフ期間変調手段手段により、上記主スイッチング素子のオフ期間を変調することができるため、これに伴い、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を変調させることができる。これにより、上記スイッチング周波数の高調波に依存するノイズのエネルギが、特定の周波数に集中することを防止することができ、この結果、上記スイッチング電源装置のフィルタ構成を最小限にすることができるという効果を奏する。

ところで、全世界に対応した電源装置の定格入力電圧はＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖというワイドレンジに対応する必要がある。ところが、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、上記のようなワイドレンジ入力の場合、スイッチング周波数が広範囲に変動し、その結果、特にノイズ性能が悪化してしまう。

そこで、本発明に係るスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段は、上記の構成に加えて、上記スイッチング電源装置の入力電圧の大きさに応じて上記時定数を変更する時定数変更手段を備えていることが好ましい。

そこで、上記時定数変更手段により、上記入力電圧が小さい場合に、上記時定数を変更しない、すなわち、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間とすることで、上記スイッチング周波数を高くすることができる。一方、上記入力電圧が大きい場合には、上記主スイッチング素子のオフ期間を、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間より長くするように上記時定数を変更することで、上記スイッチング周波数を低くすることができる。

このように、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段に上記時定数変更手段を設けることで、上記入力電圧の大きさに応じて、上記スイッチング周波数を任意に制御することができ、その結果、上記のようなワイドレンジ入力の場合でも上記スイッチング周波数が変動することを防ぐことができ、ワイドレンジ入力に対応した電源装置を得ることができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段は、上記主スイッチング素子のオフ時に上記主スイッチング素子の高電位側端子に現れる電圧を分圧する抵抗と、上記抵抗による分圧点から供給される電荷を上記時定数で蓄積することにより、上記所定箇所である自身の高電位側端子の電位を上昇させるコンデンサと、上記所定箇所が上記所定電位に達したときオンして、上記主スイッチング素子をオンさせるように動作するトランジスタとを備えており、上記電位上昇手段は、上記抵抗および上記コンデンサを含む回路により構成されていることが好ましい。

上記オフ期間設定手段は、上記のように構成されることで、上記主スイッチング素子のオフ時に上記主スイッチング素子の高電位側端子に現れる電圧を用い、オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前に、オンさせる。これにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御、すなわち、上記リンギングで決定するオフ期間より短くすることができる。その結果、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を高くすることができる。

また、上記回路の構成を変更することで、上記時定数を所望の値にすることができる。この結果、上記主スイッチング素子のオフ期間を任意に短くすることができ、これに伴い、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を任意に高くすることができる。これにより、本発明に係るスイッチング電源装置は、出力負荷の変化によらず、上記スイッチング周波数を高くするように任意に制御することができるという効果を奏する。また、余分な巻線の追加が必要ないため、トランスのピン配置の自由度を低下させることがないという効果も奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段は、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧を整流するダイオードと、上記ダイオードにより整流された電圧による電荷を蓄積することにより、上記第１の所定箇所である自身の高電位側端子の電位を上昇させる第１のコンデンサと、上記ダイオードにより整流された電圧によりオンし、上記第２の箇所に供給される上記電荷を放出することにより、上記第２の所定箇所を上記所定電位より低い電位にするトランジスタと、上記主スイッチング素子のオフ時に、上記第１のコンデンサの電圧による電荷を上記時定数で蓄積することにより、上記第２の所定箇所である自身の高電位側端子の電位を上記所定電位に上昇させる上記第２のコンデンサとを備え、上記電位上昇手段は、上記ダイオードと上記第１のコンデンサと上記トランジスタと上記第２のコンデンサとを含む回路により構成されていることが好ましい。

上記オフ期間設定手段は、上記のように構成されることで、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧を用い、オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前に、オンさせる。これにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御、すなわち、上記リンギングで決定するオフ期間より短くすることができる。その結果、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を高くすることができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記時定数変更手段は、上記主スイッチング素子のオフ時に上記トランスの制御巻線に現れる、上記スイッチング電源装置の出力負荷の大きさに応じて変動する電圧を整流平滑するダイオードおよびコンデンサと、上記ダイオードおよび上記コンデンサにより整流平滑された電圧のレベルに応じてオン・オフするツェナダイオードと、上記ツェナダイオードのオンによりオンし、上記時定数を決定する回路に新たな素子を加えるようにすることで、上記時定数を決定する回路構成を変化させ、上記時定数を変更するフォトカプラとを備えていることが好ましい。

上記時定数変更手段は、上記のように構成されることで、上記出力負荷が大きい場合に、上記主スイッチング素子のオフ期間を、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間よりさらに短くすることができ、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数をさらに高くすることができる。一方、上記出力負荷が小さい場合には、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間とすることができ、上記出力負荷が大きい場合に比べて上記スイッチング周波数を低くすることができる。

このように、上記時定数変更手段は、上記のように構成されることで、上記出力負荷の大きさに応じて、上記スイッチング周波数を高くするように任意に制御することができ、その結果、上記出力負荷の変化によらず、高い効率を得ることができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記オフ期間変調手段は、入力ラインの電圧を分圧する抵抗を備え、上記抵抗から供給される周期的に量が変化する電荷を上記電位上昇手段が処理する電荷の一部として上記電位上昇手段に供給することにより、上記オフ期間を変調することが好ましい。

上記オフ期間変調手段は、上記のように構成されることで、上記主スイッチング素子のオフ期間を変調することができ、これに伴い、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を変調させることができる。これにより、上記スイッチング周波数の高調波に依存するノイズのエネルギが、特定の周波数に集中することを防止することができ、この結果、上記スイッチング電源装置のフィルタ構成を最小限にすることができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の上記時定数変更手段は、上記入力電圧の整流後電圧を平滑する平滑コンデンサの電圧を分圧する抵抗と、上記抵抗に直列に接続され、上記平滑コンデンサの電圧のレベルに応じてオン・オフするツェナダイオードと、上記ツェナダイオードのオンにより上記抵抗の分圧点から供給される電圧でオンし、上記時定数を決定する回路に新たな素子を加えるようにすることで、上記時定数を決定する回路構成を変化させ、上記時定数を変更するトランジスタとを備えていることが好ましい。

上記時定数変更手段は、上記のように構成されることで、上記入力電圧が小さい場合に、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間とすることができ、上記スイッチング周波数を高くすることができる。一方、上記入力電圧が大きい場合には、上記主スイッチング素子のオフ期間を、最初に記載したスイッチング電源装置の上記オフ期間設定手段により決定するオフ期間より長くすることができ、上記スイッチング周波数を低くすることができる。

このように、上記時定数変更手段は、上記のように構成されることで、上記入力電圧の大きさに応じて、上記スイッチング周波数を任意に制御することができ、その結果、上記のようなワイドレンジ入力の場合でも上記スイッチング周波数が変動することを防ぐことができ、ワイドレンジ入力に対応した電源装置を得ることができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置は、オフ状態にある主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前にオンさせる電位上昇手段により、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御するオフ期間設定手段を備えているため、出力負荷の変化によらず、上記スイッチング電源装置のスイッチング周波数を高くするように任意に制御することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図に基づいて説明すると以下の通りである。

図１は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１１の回路構成を示している。なお、スイッチング電源装置１１は、上記従来技術で示したスイッチング電源装置１００に、スイッチング電源装置１００が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１（主スイッチング素子）のオフ期間を制御するオフ期間設定回路１（オフ期間設定手段）を付加したものである。よって、ここでは、オフ期間設定回路１について説明する。また、下記に示す図において、図１３に示したスイッチング電源装置１００と同一の符号を付した部材は、特に説明しない限り同一の機能を有するものとする。

オフ期間設定回路１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ時にＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン（高電位側端子）に発生するドレイン電圧を使用して、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を制御するものである。なお、上記従来技術でも述べたように、ＭＯＳＦＥＴＱ１は主スイッチング素子の一例であるため、他のスイッチング素子でもよい。

始めに、オフ期間設定回路１の構成を示す。

オフ期間設定回路１は、ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４、コンデンサＣ６〜Ｃ９、トランジスタＱ３（ＰＮＰ型）、Ｑ４（ＮＰＮ型）、および抵抗Ｒ６〜Ｒ１３により構成されている。なお、ダイオードＤ２、コンデンサＣ６、Ｃ７、および抵抗Ｒ６〜Ｒ９、抵抗Ｒ１２により電位上昇手段が構成されている。

抵抗Ｒ６の一端は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインとトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の他端との接続点に接続され、抵抗Ｒ６の他端は、抵抗Ｒ７を介して、抵抗Ｒ８の一端と直列に接続されている。抵抗Ｒ６、Ｒ７と、抵抗Ｒ８との分圧点には、コンデンサＣ６の一端が接続され、さらに、ダイオードＤ２のアノード側が接続されている。

ダイオードＤ２のカソード側には、抵抗Ｒ９の一端が接続され、抵抗Ｒ９の他端にはトランジスタＱ４のベースが接続され、トランジスタＱ４のベースには、さらに、抵抗Ｒ１２、およびコンデンサＣ７の一端が接続されている。また、ブリッジダイオードＢＤ１の直流側帰線に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース、Ｑ４のエミッタ、Ｒ１２の他端、Ｃ７の他端、Ｃ６の他端、および抵抗Ｒ８の他端が接続されている。

また、トランジスタＱ４のコレクタには、抵抗Ｒ１１を介して、トランジスタＱ３のベースが接続され、トランジスタＱ３のエミッタには、ダイオードＤ４を介してトランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端が接続され、同様に、コンデンサＣ８を介して、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の他端が接続されている。

さらに、トランジスタＱ３のコレクタには、コンデンサＣ９、ダイオードＤ３を介して、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートが接続されている。なお、トランジスタＱ３のエミッタとベースとは、抵抗Ｒ１０によって接続され、コンデンサＣ９と並列に抵抗Ｒ１３が接続されている。

次に、オフ期間設定回路１の動作を示す。

まず、スイッチング電源装置１１に電源が投入されると、入力された交流電圧は、ヒューズＦ１を介してラインコンデンサＣ１、およびラインフィルタＬ１でノイズ除去され、その後、ブリッジダイオードＢＤ１および平滑コンデンサＣ４を介して整流平滑され直流電圧に変換される。平滑コンデンサＣ４の上記直流電圧が上昇することにより主電源電圧が上昇し、起動抵抗Ｒ２、Ｒ３とＲ５とでの分圧値が、ＭＯＳＦＥＴＱ１の動作電圧以上になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンし、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積される。

それと同時に、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３には、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と同一方向の電圧Ｖ１が誘起され、その誘起電流は、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられ、これによってＭＯＳＦＥＴＱ１はオン状態を維持する。また、上記誘起電流は、オフ期間設定回路１のコンデンサＣ８に、ダイオードＤ４を介して流れ、電荷が蓄積される。

さらに、上記誘起電流は、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３に充電され、充電された電圧が制御トランジスタＱ２の動作電圧以上になると、制御トランジスタＱ２がオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位が低下し、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオフとなる。

このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインには、平滑コンデンサＣ４の上記直流電圧と同等の高いドレイン電圧が発生し、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３には、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時に誘起されていた電圧Ｖ１とは逆向きの電圧Ｖ３が誘起される。該電圧Ｖ３が誘起されることにより抵抗Ｒ１を介して電流が流れ、コンデンサＣ３の電荷が引き抜かれ、ＭＯＳＦＥＴＱ１の次のオン動作のための準備が行われる。

ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に蓄積されていた上記励磁エネルギがトランスＴ１の２次巻線Ｎ２へ供給され、これ以降従来技術で示したように動作が行われるが、それと同時に、オフ期間設定回路１の動作も行われる。

オフ期間設定回路１は、まず、抵抗Ｒ６により上記ドレイン電圧をプローブし、抵抗Ｒ６およびＲ７の抵抗値の和と、抵抗Ｒ８の抵抗値との比により、上記ドレイン電圧を分圧する。抵抗Ｒ６およびＲ７を経由した電荷は、コンデンサＣ６に蓄積される。コンデンサＣ６の電流は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ７、抵抗Ｒ１２に流れ、トランジスタＱ４のベース（所定箇所）に印加される。トランジスタＱ４のベース電位が、トランジスタＱ４の動作電圧（所定電位）以上になると、トランジスタＱ４がオンする。トランジスタＱ４がオンすることにより、トランジスタＱ３のベース電位が低下し、トランジスタＱ３がオンする。なお、トランジスタＱ４のベース電位は、抵抗Ｒ６〜Ｒ９、Ｒ１２の各抵抗値、コンデンサＣ６、Ｃ７の容量、およびダイオードＤ２の電流定格で決定される時定数により上昇する。

トランジスタＱ３がオンすると、コンデンサＣ８から電流が、トランジスタＱ３、コンデンサＣ９、ダイオードＤ３を介して起動抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５に与えられ、その電圧がＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられ、ＭＯＳＦＥＴＱ１の動作電圧以上になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が終了する。なお、コンデンサＣ９に蓄積された電荷は、抵抗Ｒ１３により放出される。

ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が終了するのは、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に蓄積されていた上記励磁エネルギの２次側への放出が終了し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する寄生容量と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１のインダクタとの間で発生したリンギング電圧がトランスＴ１の制御巻線Ｎ３に伝達され、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられる前である。

すなわち、オフ期間設定回路１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１が従来のように上記リンギング電圧でオンする前に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ時にＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに発生するドレイン電圧を用いて、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせることで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を短くすることができる。

また、オフ期間設定回路１は、抵抗Ｒ６〜Ｒ９、Ｒ１２の各抵抗値、コンデンサＣ６、Ｃ７の容量、およびダイオードＤ２の電流定格を変化させることにより、上記時定数を変化させることで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができる。その結果、出力負荷ＶＲ１の変化によらず、スイッチング周波数ｆ２を高くするように任意に制御することができる。

なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンした後は、上記ドレイン電圧はほぼ０となる。従って、コンデンサＣ６およびＣ７に蓄積された電荷は、抵抗Ｒ１２およびＲ８を介して放出される。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン期間に、オフ期間設定回路１は初期の状態になり、次回の動作に備えられる。

以上、オフ期間設定回路１の動作について説明した。次に、オフ期間設定回路１が奏する効果について、図２〜図６を用いて詳細に説明する。

図２は、従来のスイッチング電源装置１００が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧およびドレイン電流Ａ１を示している。また、図３は、スイッチング電源装置１１が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１の上記ドレイン電圧およびドレイン電流Ａ２を示している。

図示より、スイッチング電源装置１１のＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間は、スイッチング電源装置１００のＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間より短くなっていることがわかる。すなわち、オフ期間設定回路１が、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができることを示している。

また、図示より、スイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１が三角波であり、電流ピーク値が大きいことがわかる。これにより、スイッチング電源装置１００は、自身の構成部品の発熱を余儀なくされていた。しかしながら、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２は台形波であり、電流ピーク値が小さいことがわかる。このスイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値を詳細に示したものが図４である。

図４は、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値の出力電流依存性を示している。なお、図中の太線は、図２で示したスイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１のピーク値を示しており、図中の一点鎖線は、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値を示している。

図示より、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値は、おおよそ出力電流が３Ａ以上になると、スイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１のピーク値より小さくなっていることがわかり、これにより、オフ期間設定回路１の動作が有効であることわかる。また、スイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１のピーク値は、出力電流に対して線形に増加を続けるが、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値は、出力電流が４Ａ以上になると、その増加が抑えられていることがわかる。

以上のように、スイッチング電源装置１１は、出力電流の変化によらず、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができるオフ期間設定回路１を備えているため、図２および図４に示したように、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値を、スイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１のピーク値に比べて小さくすることができる。その結果、自身の構成部品の発熱を抑制することができる。また、電流連続モードでの駆動が可能となるため、トランスＴ１のサイズ、ＭＯＳＦＥＴＱ１の電流定格、およびダイオードＤ１の電流定格など、より小さいものを採用することができ、大幅なコストダウンを見込める。

次に、図５は、スイッチング電源装置１１の効率の出力電流依存性を示している。なお、図中の太線は、従来のスイッチング電源装置１００の効率を示しており、図中の二点鎖線および点線は、スイッチング電源装置１１の効率を示している。詳細には、上記一点鎖線は、出力電流が３Ａ以上でスイッチング周波数ｆ２が約７５ｋＨｚの場合の効率、上記点線は、出力電流が２Ａ以上でスイッチング周波数ｆ２が約１２０ｋＨｚの場合の効率を示している。

図示より、上記一点鎖線および上記点線で示すように、それぞれ出力電流が２Ａ以上、または出力電流が１Ａ以上になると、スイッチング電源装置１１は、リンギングによらず本実施の形態の周波数制御により動作していることが明白である。

また、出力電流が５Ａ以上になると、銅損等によるロスが、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングによるロスに比べ支配的となる領域である。オフ期間設定回路１を備えたスイッチング電源装置１１は、銅損等によるロスが顕著になる領域で、従来より効率が改善されていることがわかる。

最後に、図６は、スイッチング電源装置１１のスイッチング周波数ｆ２の出力電流依存性を示している。なお、図中の太線は、従来のスイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆ１を示しており、図中の二点鎖線および点線は、スイッチング電源装置１１のスイッチング周波数ｆ２を示している。詳細には、上記二点鎖線が、出力電流が３Ａ以上でスイッチング周波数ｆ２が約７５ｋＨｚ、上記点線が、出力電流が２Ａ以上でスイッチング周波数ｆ２が約１２０ｋＨｚの場合を示している。

図示より、上記二点鎖線および上記点線で示すように、それぞれ出力電流が２Ａ以上、または出力電流が１Ａ以上になると、スイッチング電源装置１１は、リンギングによらず本実施の形態の周波数制御により動作し、その結果、スイッチング電源装置１１の上記２つのスイッチング周波数ｆ２は、スイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆ１よりも高くなっていることがわかる。また、スイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆ１は、出力電流が増加するにつれて低下を続けるが、スイッチング電源装置１１の上記２つのスイッチング周波数ｆ２は出力電流が増加しても低下するのを防いでいることがわかる。これにより、オフ期間設定回路１の動作が有効であることわかる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ時にＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに発生するドレイン電圧を用いて、リンギング電圧でＭＯＳＦＥＴＱ１がオンする前に、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせることができるオフ期間設定回路１を備えている。

これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができるため、出力負荷ＶＲ１の変化によらず、スイッチング周波数ｆ２を高くするように任意に制御することができる。その結果、上述したような効果を奏することができる。なお、従来では、本発明の課題を解決するために、トランスに補助巻線（追加の巻線）を設けている（特許文献１参照）。ところが、この場合、トランスのピンの使用数が増加するため、トランスのピン配置の自由度を低下させてしまうという新たな問題を生じてしまう。しかしながら、本実施形態に係るスイッチング電源装置１１では、上記のような問題を生じることなく、上記課題を解決できる。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について図に基づいて説明すると以下の通りである。

図７は、本実施形態に係るスイッチング電源装置２１の回路構成を示している。なお、スイッチング電源装置２１は、上記従来技術で記載したスイッチング電源装置１００に、スイッチング電源装置１００が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１（主スイッチング素子）のオフ期間を制御するオフ期間設定回路２（オフ期間設定手段）を付加した回路である。よって、ここでは、オフ期間設定回路２について説明する。また、下記に示す図において、図１３に示したスイッチング電源装置１００と同一の符号を付した部材は、特に説明しない限り同一の機能を有するものとする。

なお、オフ期間設定回路２は、実施の形態１で示したオフ期間設定回路１と同様な効果を奏する回路であるが、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くするために、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ時に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに発生するドレイン電圧ではなく、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時に、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３に誘起される電圧Ｖ１を使用する。

始めに、オフ期間設定回路２の構成を示す。

オフ期間設定回路２は、ダイオードＤ５〜Ｄ８、コンデンサＣ１０、Ｃ１１、トランジスタＱ５（ＮＰＮ型）、および抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６により構成されている。なお、ダイオードＤ５〜Ｄ７、コンデンサＣ１０、Ｃ１１、トランジスタＱ５、および抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６により電位上昇手段が構成されている。

ダイオードＤ５のアノード側が、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端に接続され、ダイオードＤ５のカソード側には、抵抗Ｒ１４およびコンデンサＣ１０の一端、ダイオードＤ６のアノード側が接続されている。

抵抗Ｒ１４の他端には、ダイオードＤ７を介して、トランジスタＱ５のコレクタが接続され、ダイオードＤ７のカソード側とトランジスタＱ５のコレクタとの接続点には、コンデンサＣ１１の一端およびダイオードＤ８のアノード側が接続されている。また、ダイオードＤ８のカソード側には、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートが接続されている。

トランジスタＱ５のベースには、ダイオードＤ６のカソード側に接続された抵抗Ｒ１５が接続されている。なお、トランジスタＱ５のベースと抵抗Ｒ１５との接続点に抵抗Ｒ１６の一端が接続されている。

トランジスタＱ３のエミッタには、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース、コンデンサＣ１１の他端、抵抗Ｒ１６の他端、およびコンデンサＣ１０の他端が接続されている。

次に、オフ期間設定回路２の動作を示す。

まず、スイッチング電源装置２１に電源が投入されると、入力された交流電圧は、ヒューズＦ１を介してラインコンデンサＣ１、およびラインフィルタＬ１でノイズ除去され、その後、ブリッジダイオードＢＤ１および平滑コンデンサＣ４を介して整流平滑され直流電圧に変換される。平滑コンデンサＣ４の上記直流電圧が上昇することにより主電源電圧が上昇し、起動抵抗Ｒ２、Ｒ３とＲ５とでの分圧値が、ＭＯＳＦＥＴＱ１の動作電圧以上になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンし、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積される。

上記誘起電流は、オフ期間設定回路２のダイオードＤ５を介して、コンデンサＣ１０、抵抗Ｒ１４、ダイオードＤ７を介してコンデンサＣ１１、ダイオードＤ６を介して抵抗Ｒ１５およびＲ１６に流れる。これにより、コンデンサＣ１０（第１の所定箇所）およびＣ１１（第２の所定箇所）には電荷が蓄積される。しかしながら、抵抗Ｒ１５の抵抗値と、Ｒ１６の抵抗値とで分圧された分圧値が、トランジスタＱ５のベースに供給され、トランジスタＱ５をオンさせる。

その結果、抵抗Ｒ１４、ダイオードＤ７を介してコンデンサＣ１１に蓄積されるはずの電荷が、トランジスタＱ５を介して放出され、コンデンサＣ７の電圧は、ＭＯＳＦＥＴＱ１に作用するほどの電圧にはならない。すなわち、スイッチング電源装置２１のオン期間には、オフ期間設定回路２の動作は影響しない。

また、上記誘起電流は、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３に充電され、充電された電圧が制御トランジスタＱ２の動作電圧以上になると、制御トランジスタＱ２がオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位が低下し、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオフとなる。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインには、平滑コンデンサＣ４の上記直流電圧と同等の高いドレイン電圧が発生し、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３には、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時に誘起されていた電圧Ｖ１とは逆向きの電圧Ｖ３が誘起される。該電圧Ｖ３が誘起されることにより抵抗Ｒ１を介して電流が流れ、コンデンサＣ３の電荷が引き抜かれ、ＭＯＳＦＥＴＱ１の次のオン動作のための準備が行われる。

ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフとなり、電圧Ｖ１とは逆向きの電圧Ｖ３が誘起されると、オフ期間設定回路２のダイオードＤ５のアノード側がマイナスとなる。このとき、トランジスタＱ５が瞬時にオフとなるように、抵抗Ｒ１５およびＲ１６の抵抗値を設定しておく。

コンデンサＣ１０に蓄積された電荷は、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ１５、およびＲ１６を介して徐々に放出され、コンデンサＣ１０の電圧は徐々に減少する。他方では、抵抗Ｒ１４、ダイオードＤ７を介してコンデンサＣ１１に電荷が蓄積され、コンデンサＣ１１の電圧が上昇し、該コンデンサＣ１１の電圧がＭＯＳＦＥＴＱ１の動作電圧（所定電位）を超えると、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンする。すなわち、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が終了する。なお、コンデンサＣ１１の電圧は、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６の各抵抗値、コンデンサＣ１０、Ｃ１１の容量、ダイオードＤ５〜Ｄ７の電流定格、およびトランジスタＱ５で決定される時定数により上昇する。

ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が終了するのは、オフ期間設定回路１と同様に、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に蓄積されていた上記励磁エネルギの２次側への放出が終了し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する寄生容量と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１のインダクタとの間で発生したリンギング電圧がトランスＴ１の制御巻線Ｎ３に伝達され、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられる前である。

また、オフ期間設定回路２は、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６の各抵抗値、コンデンサＣ１０、Ｃ１１の容量、ダイオードＤ５〜Ｄ７の電流定格、およびトランジスタＱ５を変化させることにより、上記時定数を変化させることで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができる。その結果、出力負荷ＶＲ１の変化によらず、スイッチング周波数ｆ２を高くするように任意に制御することができる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置２１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン時に、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３に誘起される電圧Ｖ１を使用して、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くするオフ期間設定回路２を備えている。

これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができるため、出力負荷ＶＲ１の変化によらず、スイッチング周波数ｆ２を高くするように任意に制御することができる。その結果、オフ期間設定回路１が奏する効果と同様な効果を奏することができる。

〔実施の形態３〕
本発明の他の実施形態について図に基づいて説明すると以下の通りである。

図８は、本実施形態に係るスイッチング電源装置３１の回路構成を示している。なお、スイッチング電源装置３１は、上記実施の形態１で記載したオフ期間設定回路１に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を決定する時定数をスイッチング電源装置３１の出力負荷ＶＲ１の大きさに応じて変更するための時定数変更回路３（時定数変更手段）を付加した回路である。よって、ここでは、時定数変更回路３について説明する。また、下記に示す図において、図１に示したスイッチング電源装置１１と同一の符号を付した部材は、特に説明しない限り同一の機能を有するものとする。

まず、時定数変更回路３の構成を示す。

時定数変更回路３は、ツェナダイオードＤ９、ダイオードＤ１０、コンデンサＣ１２、フォトカプラＰＣ２、および抵抗Ｒ１７、Ｒ１８により構成されている。

トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端に、抵抗Ｒ１７の一端が接続され、抵抗Ｒ１７の他端には、フォトカプラＰＣ２（発光素子）を介してツェナダイオードＤ９のアノード側が接続され、ツェナダイオードＤ９のカソード側には、ダイオードＤ１０のカソード側が接続されている。また、ダイオードＤ１０のアノード側には、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の他端が接続され、ツェナダイオードＤ９とダイオードＤ１０との接続点と、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端との間に、コンデンサＣ１２が接続されている。

また、抵抗Ｒ１８とフォトカプラＰＣ２（フォトトランジスタ）とは、オフ期間設定回路１のダイオードＤ２と抵抗Ｒ９との接続点と、トランジスタＱ４のベースとの間に直列に接続されている。なお、トランジスタＱ４のベースには、フォトカプラＰＣ２（フォトトランジスタのエミッタ）が接続されている。

次に、時定数変更回路３の動作を説明する。

まず、スイッチング電源装置３１に電源が投入されると、入力された交流電圧は、ヒューズＦ１を介してラインコンデンサＣ１、およびラインフィルタＬ１でノイズ除去され、その後、ブリッジダイオードＢＤ１および平滑コンデンサＣ４を介して整流平滑され直流電圧に変換される。平滑コンデンサＣ４の上記直流電圧が上昇することにより主電源電圧が上昇し、起動抵抗Ｒ２、Ｒ３とＲ５とでの分圧値が、ＭＯＳＦＥＴＱ１の動作電圧以上になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンし、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積される。

次に、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３に誘起された上記誘起電流は、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３に充電され、充電された電圧が制御トランジスタＱ２の動作電圧以上になると、制御トランジスタＱ２がオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電位が低下し、ＭＯＳＦＥＴＱ１はオフとなる。

ところで、電圧Ｖ３は、出力負荷ＶＲ１が大きくなれば、大きくなり、出力負荷ＶＲ１が小さくなれば、小さくなる。このような電圧Ｖ３を用いて、時定数変更回路３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を決定する時定数を、出力負荷ＶＲ１の大きさに応じて変更することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を出力負荷ＶＲ１の大きさに応じて任意に制御する。

詳細には、電圧Ｖ３が誘起されると、電圧Ｖ３は、時定数変更回路３のダイオードＤ１０、コンデンサＣ１２により整流平滑される。なお、この整流平滑された電圧Ｖ３、すなわち、コンデンサＣ１２の電圧は、図８のコンデンサＣ１２に付記されたように、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端側がマイナス、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の他端側がプラスとなる。

コンデンサＣ１２の電圧がツェナダイオードＤ９にかかり、コンデンサＣ１２の電圧がツェナダイオードＤ９のツェナ電圧を上回れば、図８に付記された矢印の方向のように、トランスＴ１の制御巻線Ｎ３の他端側からトランスＴ１の制御巻線Ｎ３の一端側への方向へ多くの電流が流れ、コンデンサＣ１２の電圧がツェナダイオードＤ９のツェナ電圧を下回れば、上記電流は流れない。

すなわち、出力負荷ＶＲ１が大きければ、コンデンサＣ１２の電圧が大きくなるため、上記矢印の方向へ電流が流れる。これにより、フォトカプラＰＣ２のフォトダイオードが発光し、このフォトカプラＰＣ２のフォトダイオードにより発光された光は、オフ期間設定回路１内に接続されているフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタにより受光される。

これにより、オフ期間設定回路１内の時定数変更回路３にも電流が流れるようになり、コンデンサＣ６の電流が、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ９およびＲ１８の並列接続された抵抗値を介してコンデンサＣ７、抵抗Ｒ１２に流れ、トランジスタＱ４のベースに印加される。この結果、出力負荷ＶＲ１が大きい場合には、オフ期間設定回路１によりオンさせるタイミングより早く、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせることができ、スイッチング周波数ｆ４を高くすることができる。

一方、出力負荷ＶＲ１が小さければ、コンデンサＣ１２の電圧が小さくなるため、上記電流が微量流れ、フォトカプラＰＣ２の発光素子が弱く発光するか、あるいは、上記電流が流れず、フォトカプラＰＣ２のフォトダイオードが発光しなくなる。この場合、オフ期間設定回路１内に接続されているフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタは受光できないため、オフ期間設定回路１内の時定数変更回路３に電流が流れず、トランジスタＱ４のベースには、コンデンサＣ６の電圧が、抵抗Ｒ９およびＲ１２の抵抗値によって分圧されて印加される。

この結果、出力負荷ＶＲ１が小さい場合には、オフ期間設定回路１によりオンさせる場合と同じタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が、出力負荷ＶＲ１が大きい場合に比べて長くなる。すなわち、スイッチング周波数ｆ４を出力負荷ＶＲ１が大きい場合に比べて低くすることができる。

なお、実施の形態１および２同様、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が終了するのは、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に蓄積されていた上記励磁エネルギの２次側への放出が終了し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する寄生容量と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１のインダクタとの間で発生したリンギング電圧がトランスＴ１の制御巻線Ｎ３に伝達され、バイアス抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられる前である。

以上、時定数変更回路３の動作について説明した。次に、時定数変更回路３が奏する効果について、図を用いて詳細に説明する。

図９は、スイッチング電源装置３１のドレイン電流Ａ３のピーク値の出力電流依存性を示している。なお、図中の太線は、図２で示した従来のスイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１のピーク値を、図中の二点鎖線は、図４で示した実施の形態１に係るスイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値を、図中の点線は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置３１のドレイン電流Ａ３のピーク値を示している。

実施の形態１で、図４を用いて、スイッチング電源装置１００のドレイン電流Ａ１のピーク値は、出力電流に対して線形に増加していくが、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２のピーク値は、出力電流が４Ａ以上になると、その増加が抑えられていることを述べた。しかしながら、図９から明らかであるように、スイッチング電源装置３１のドレイン電流Ａ３のピーク値は、出力電流が４Ａ以上になると、その増加が、スイッチング電源装置１１のドレイン電流Ａ２よりもさらに抑えられていることがわかる。これにより、時定数変更回路３の動作が有効であることわかる。

これにより、自身の構成部品の発熱をさらに抑制することができる。また、トランスＴ１のサイズ、ＭＯＳＦＥＴＱ１の電流定格、およびダイオードＤ１の電流定格など、スイッチング電源装置１１に比べてさらに小さいものを採用することができ、大幅なコストダウンを見込める。

次に、図１０は、スイッチング電源装置３１のスイッチング周波数ｆ４の出力電流依存性を示している。なお、図中の太線は、図６で示した従来のスイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆ１を示しており、二点鎖線および点線は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１１のスイッチング周波数ｆ２を示している（上記二点鎖線が、出力電流が３Ａ以上でスイッチング周波数ｆ２が約７５ｋＨｚ、上記点線が、出力電流が２Ａ以上でスイッチング周波数ｆ２が約１２０ｋＨｚ）。また、実線は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置３１のスイッチング周波数ｆ４を示している。

実施の形態１における図６の説明において、スイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆ１は、出力電流が増加するにつれて低下していくが、スイッチング電源装置１１の上記２つのスイッチング周波数ｆ２は出力電流が増加しても低下するのを防いでいることを述べたが、本実施の形態におけるスイッチング電源装置３１のスイッチング周波数ｆ４は、スイッチング周波数ｆ２と同様に、出力電流が増加しても低下するのを防ぐことができるだけでなく、出力電流が３Ａ以上になると、スイッチング周波数ｆ４を増加させるように動作していることがわかる。これにより、時定数変更回路３の動作が有効であることわかる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置３１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができるオフ期間設定回路１に、出力負荷ＶＲ１の大きさに応じて変動する電圧Ｖ３の大きさに基づいて電流を流す、もしくは流さないツェナダイオードＤ９と、該電流に応じて、オフ期間設定回路１内の時定数変更回路３をオン・オフさせるように動作するフォトカプラＰＣ２とを備える時定数変更回路３を備えている。

これにより、スイッチング電源装置３１の出力負荷ＶＲ１が大きい場合には、オフ期間設定回路１によりオンさせるタイミングより早く、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせることができ、スイッチング周波数ｆ４を高くするように任意に制御することができる。この結果、出力負荷ＶＲ１が大きい場合に、スイッチング周波数ｆ４を低下させてしまうことがなく、オフ期間設定回路１より高い効率を得ることができる。

一方、スイッチング電源装置３１の出力負荷ＶＲ１が小さい場合には、オフ期間設定回路１によりオンさせる場合と同じタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間が、出力負荷ＶＲ１が大きい場合に比べて長くなる。すなわち、スイッチング周波数ｆ４を出力負荷ＶＲ１が大きい場合に比べて低くするように任意に制御することができる。この結果、出力負荷ＶＲ１が小さい場合に、むやみにスイッチング周波数ｆ４を高くしてしまうことがなく、オフ期間設定回路１より高い効率を得ることができる。

〔実施の形態４〕
本発明の他の実施形態について図１１に基づいて説明すると以下の通りである。

図１１は、本実施形態に係るスイッチング電源装置４１の回路構成を示している。なお、スイッチング電源装置４１は、上記実施の形態１で記載したオフ期間設定回路１に、オフ期間設定回路１が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を変調させるためのオフ期間変調回路４（オフ期間変調手段）を付加した回路である。よって、ここでは、オフ期間変調回路４について説明する。また、下記に示す図において、図１に示したスイッチング電源装置１１と同一の符号を付した部材は、特に説明しない限り同一の機能を有するものとする。

まず、オフ期間変調回路４の構成を示す。

オフ期間変調回路４は、抵抗Ｒ１９およびＲ２０により構成され、抵抗Ｒ１９およびＲ２０は、オフ期間設定回路１の抵抗Ｒ６、Ｒ７と、抵抗Ｒ８との分圧点に接続されているコンデンサＣ６の一端とラインフィルタＬ１とブリッジダイオードＢＤ１との間の入力ライン（Ｌライン）との間に直列に接続されている。

次に、オフ期間変調回路４の動作を示す。

上記入力ラインに接続された抵抗Ｒ１９およびＲ２０は、コンデンサＣ６へ上記入力ラインから電荷を供給する。この電荷量は、上記交流電圧のレベルと、図示しないＧＮＤとの差により決定されるため、上記入力交流電圧の周期に依存して変動する。

このように、周期的に量が変動する電荷をコンデンサＣ６へ供給し、トランジスタＱ４のベース電位が、トランジスタＱ４の動作電圧以上に達するまでの期間を周期的に変動させることで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を変調させることができる。これにより、スイッチング周波数を変調させることができるため、上記スイッチング周波数の高調波に依存するノイズのエネルギが、特定の周波数に集中することを防止することができ、この結果、スイッチング電源装置４１のフィルタ構成を最小限にすることができる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置４１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができるオフ期間設定回路１に、周期的に量が変動する電荷をコンデンサＣ６へ供給することでＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を変調させるオフ期間変調回路４を備えている。

これにより、オフ期間設定回路１により奏する効果に加えて、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を変調させることができるため、上記スイッチング周波数も変調させることができ、ノイズが、特定の周波数に集中することを防止することができるため、フィルタ構成を最小限にすることができる。

〔実施の形態５〕
本発明の他の実施形態について図１２に基づいて説明すると以下の通りである。図１２は、本実施形態に係るスイッチング電源装置５１の回路構成を示している。

ところで、全世界に対応した電源装置の定格入力電圧はＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖというワイドレンジ入力に対応する必要がある。ところが、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、上記のようなワイドレンジ入力の場合、スイッチング周波数が広範囲に変動し、その結果、特にノイズ性能が悪化してしまうという問題を生じていた。

そこで、上記問題を解決するために、スイッチング電源装置５１は、上記実施の形態１で記載したオフ期間設定回路１に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を決定する時定数をスイッチング電源装置５１に入力される交流電圧の大きさに応じて変更するための時定数変更回路５（時定数変更手段）を付加している。よって、ここでは、時定数変更回路５について説明する。また、下記に示す図において、図１に示したスイッチング電源装置１１と同一の符号を付した部材は、特に説明しない限り同一の機能を有するものとする。

まず、時定数変更回路５の構成を示す。

時定数変更回路５は、ツェナダイオードＤ１１、トランジスタＱ６（ＮＰＮ型）、および抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５により構成され、抵抗Ｒ２１の一端は、平滑コンデンサＣ４のプラス側端子に接続され、抵抗Ｒ２１の他端には、抵抗Ｒ２２および抵抗Ｒ２３が直列に接続されている。抵抗Ｒ２３の他端には、ツェナダイオードＤ１１を介して抵抗Ｒ２４の一端が直列に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ２１の他端と抵抗Ｒ２４の一端との間には、抵抗Ｒ２２、抵抗Ｒ２３、ツェナダイオードＤ１１が接続されている。

また、抵抗Ｒ２４の他端は、平滑コンデンサＣ４のマイナス側端子に接続され、さらに、ツェナダイオードＤ１１のアノード側と、抵抗Ｒ２４の一端との接続点には、トランジスタＱ６のベースが接続され、トランジスタＱ６のコレクタと、オフ期間設定回路１の抵抗Ｒ６およびＲ７と抵抗Ｒ８との分圧点との間には、抵抗Ｒ２５が接続されている。トランジスタＱ６のエミッタは、平滑コンデンサＣ４のマイナス側端子に接続されている。

次に、時定数変更回路５の動作を示す。

まず、スイッチング電源装置５１に電源が投入されると、入力された交流電圧は、ヒューズＦ１を介してラインコンデンサＣ１、およびラインフィルタＬ１でノイズ除去され、その後、ブリッジダイオードＢＤ１および平滑コンデンサＣ４を介して整流平滑され直流電圧に変換される。

該直流電圧、すなわち平滑コンデンサＣ４の電圧は、上記入力交流電圧が大きければ、大きくなり、上記入力交流電圧が小さければ、小さくなる。このような平滑コンデンサＣ４の電圧を用いて、時定数変更回路５は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を決定する時定数を、上記入力交流電圧の大きさに応じて変更することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を上記入力交流電圧の大きさに応じて任意に制御する。

まず、上記入力交流電圧が小さい場合について詳細に説明すると、上述したように、上記入力交流電圧が小さい場合、平滑コンデンサＣ４の電圧も小さくなる。また、これに伴い、スイッチング周波数ｆ５も低くなる。そこで、この場合は、平滑コンデンサＣ４の電圧が、ツェナダイオードＤ１０のツェナ電圧を越えないように抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４の抵抗値を選定し、トランジスタＱ６をオフのままにしておく。

これにより、オフ期間設定回路１によりオンさせる場合と同じタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を短くすることができ、スイッチング周波数ｆ５を高くすることができる。

一方、上記入力交流電圧が大きい場合、平滑コンデンサＣ４の電圧も大きくなる。また、これに伴い、スイッチング周波数ｆ５も高くなる。そこで、この場合は、平滑コンデンサＣ４の電圧が、ツェナダイオードＤ１０のツェナ電圧を越えるように抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４の抵抗値を選定し、トランジスタＱ６をオンさせるようにする。

トランジスタＱ６がオンすると、コンデンサＣ６の電圧を決定する抵抗Ｒ６、Ｒ７、およびＲ８のうち、抵抗Ｒ８に、抵抗Ｒ２５が並列に接続される。これにより、コンデンサＣ６の電圧の増加が緩やかに推移することになり、この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を長くすることができ、スイッチング周波数ｆ５を低くすることができる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置５１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができるオフ期間設定回路１に、上記入力交流電圧の大きさに基づいて電流を流す、もしくは流さないツェナダイオードＤ１１と、該電流に応じてオン・オフすることにより、コンデンサＣ６の電圧を設定するトランジスタＱ６とを備える時定数変更回路５を備えている。

これにより、上記入力交流電圧が小さい場合には、オフ期間設定回路１によりオンさせる場合と同じタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ１をオンさせるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を任意に短くすることができる。すなわち、スイッチング周波数ｆ５を高くするように任意に制御することができ、高い効率を得ることができる。

一方、上記入力交流電圧が大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴＱ１のコンデンサＣ６の電圧を設定することにより、コンデンサＣ６の電圧の増加を緩やかなものとして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ期間を長くすることができる。この結果、むやみにスイッチング周波数ｆ５が高くなることを防ぎ、高い効率を得ることができる。

すなわち、本実施形態に係るスイッチング電源装置５１は、スイッチング電源装置１００のスイッチング周波数ｆ１の入力電圧依存性と逆の依存性を付加することで、上記入力交流電圧の大きさに応じてスイッチング周波数が変動することを防ぎ、比較的上記スイッチング周波数の入力電圧依存性の小さな電源を得ることができる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ―ＤＣコンバータなどとして好適に使用できる。

本発明の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。従来のスイッチング電源装置が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧およびドレイン電流を示す波形図である。本実施形態のスイッチング電源装置が備えるＭＯＳＦＥＴＱ１の上記ドレイン電圧およびドレイン電流を示す波形図である。本実施形態のスイッチング電源装置の上記ドレイン電流ピーク値の出力電流依存性を示すグラフである。本実施形態のスイッチング電源装置の効率の出力電流依存性を示すグラフである。本実施形態のスイッチング電源装置のスイッチング周波数の出力電流依存性を示すグラフである。本発明の他の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。本発明のさらに他の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。本発明のさらに他の実施形態のスイッチング電源装置のドレイン電流ピーク値の出力電流依存性を示すグラフである。本発明のさらに他の実施形態のスイッチング電源装置のスイッチング周波数の出力電流依存性を示すグラフである。本発明のさらに他の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。本発明のさらに他の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。上記従来のスイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。

符号の説明

１、２オフ期間設定回路（オフ期間設定手段）
３時定数変更回路（時定数変更手段）
５オフ期間変調回路（オフ期間変調手段）
４時定数変更回路（時定数変更手段）
６主制御回路
１１、２１、３１、４１、５１スイッチング電源装置
ＭＯＳＦＥＴＱ１主スイッチング素子
Ｔ１トランス
Ｎ１１次巻線
Ｎ２２次巻線
Ｎ３制御巻線

Claims

１次巻線、２次巻線、および制御巻線を備えるトランスと、
上記トランスの１次巻線に接続され、直流電圧をオン・オフすることにより高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子とを備えたＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、
上記主スイッチング素子のオフ時に上記主スイッチング素子の高電位側端子に現れる電圧を用い、ある時定数で所定箇所の電位を上昇させる電位上昇手段を備え、
オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前に、上記電位上昇手段により、上記時定数に応じて上記所定箇所が所定電位となったタイミングでオンさせることにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御するオフ期間設定手段を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
１次巻線、２次巻線、および制御巻線を備えるトランスと、
上記トランスの１次巻線に接続され、直流電圧をオン・オフすることにより高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子とを備えたＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、
上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧を用い、第１の所定箇所の電位を上昇させるとともに、第２の所定箇所を所定電位より低い電位にし、
上記主スイッチング素子のオフ時に、上記第１の所定箇所の電位を用い、ある時定数で上記第２の所定箇所の電位を上昇させる電位上昇手段を備え、
オフ状態にある上記主スイッチング素子を、リンギングによりオンさせる前に、上記電位上昇手段により、上記時定数に応じて上記第２の所定箇所が上記所定電位となったタイミングでオンさせることにより、上記主スイッチング素子のオフ期間を制御するオフ期間設定手段を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
上記オフ期間設定手段は、上記スイッチング電源装置の出力負荷の大きさに応じて上記時定数を変更する時定数変更手段を備えていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
上記電位上昇手段は、上記所定箇所が上記時定数により上記所定電位に達するまでの期間を周期的に変動させることでオフ期間を変調するオフ期間変調手段を備えていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
上記オフ期間設定手段は、上記スイッチング電源装置の入力電圧の大きさに応じて上記時定数を変更する時定数変更手段を備えていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
上記オフ期間設定手段は、上記主スイッチング素子のオフ時に上記主スイッチング素子の高電位側端子に現れる電圧を分圧する抵抗と、
上記抵抗による分圧点から供給される電荷を上記時定数で蓄積することにより、上記所定箇所である自身の高電位側端子の電位を上昇させるコンデンサと、
上記所定箇所が上記所定電位に達したときオンして、上記主スイッチング素子をオンさせるように動作するトランジスタとを備えており、
上記電位上昇手段は、上記抵抗および上記コンデンサを含む回路により構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
上記オフ期間設定手段は、上記主スイッチング素子のオン時に上記トランスの制御巻線に現れる電圧を整流するダイオードと、
上記ダイオードにより整流された電圧による電荷を蓄積することにより、上記第１の所定箇所である自身の高電位側端子の電位を上昇させる第１のコンデンサと、
上記ダイオードにより整流された電圧によりオンし、上記第２の箇所に供給される上記電荷を放出することにより、上記第２の所定箇所を上記所定電位より低い電位にするトランジスタと、
上記主スイッチング素子のオフ時に、上記第１のコンデンサの電圧による電荷を上記時定数で蓄積することにより、上記第２の所定箇所である自身の高電位側端子の電位を上記所定電位に上昇させる上記第２のコンデンサとを備え、
上記電位上昇手段は、上記ダイオードと上記第１のコンデンサと上記トランジスタと上記第２のコンデンサとを含む回路により構成されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
上記時定数変更手段は、上記主スイッチング素子のオフ時に上記トランスの制御巻線に現れる、上記スイッチング電源装置の出力負荷の大きさに応じて変動する電圧を整流平滑するダイオードおよびコンデンサと、
上記ダイオードおよび上記コンデンサにより整流平滑された電圧のレベルに応じてオン・オフするツェナダイオードと、
上記ツェナダイオードのオンによりオンし、上記時定数を決定する回路に新たな素子を加えるようにすることで、上記時定数を決定する回路構成を変化させ、上記時定数を変更するフォトカプラとを備えていることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
上記オフ期間変調手段は、入力ラインの電圧を分圧する抵抗を備え、上記抵抗から供給される周期的に量が変化する電荷を上記電位上昇手段が処理する電荷の一部として上記電位上昇手段に供給することにより、上記オフ期間を変調することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
上記時定数変更手段は、上記入力電圧の整流後電圧を平滑する平滑コンデンサの電圧を分圧する抵抗と、
上記抵抗に直列に接続され、上記平滑コンデンサの電圧のレベルに応じてオン・オフするツェナダイオードと、
上記ツェナダイオードのオンにより上記抵抗の分圧点から供給される電圧でオンし、上記時定数を決定する回路に新たな素子を加えるようにすることで、上記時定数を決定する回路構成を変化させ、上記時定数を変更するトランジスタとを備えていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。