JP2000262056A

JP2000262056A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2000262056A
Application number: JP11064208A
Authority: JP
Inventors: Saburo Kitano; 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-03-11
Filing date: 1999-03-11
Publication date: 2000-09-22

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置の出力電力が減少した
場合に発振周波数が高くなることにより生ずるスイッチ
ング損失及び変換効率の改善を図る。【解決手段】変圧器２３の制御巻線２３ｃに接続さ
れ、スイッチング電源装置の出力電力を検出する出力電
力検出回路６０と、独立して主スイッチング素子１７を
規定時間だけ強制的にオフさせるように動作する第２の
制御素子４１と、規定時間をカウントするタイマー回路
４６とからなる発振周波数制御回路４０とを備え、タイ
マー回路４０が、コンデンサ４８と抵抗４７からなるＣ
Ｒ時定数回路で構成され、出力電力検出回路６０の検出
信号に基づき、出力電力が漸次減少した場合、コンデン
サ４８の充電電流を漸次増加することにより充電電荷を
増加させ、この充電電荷が抵抗４７を介しての放電時間
を延長させることにより、規定時間を漸次延長するよう
に制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は産業用や民生用の機
器に直流安定化電圧を供給するリンギングチョークコン
バータ（以下ＲＣＣと略称する）方式のスイッチング電
源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来例のＲＣＣ方式のスイッチン
グ電源装置の回路図である。以下、図４を用い従来の技
術を説明する。

【０００３】図４の従来例のスイッチング電源装置１０
０は以下の回路構成からなる。図４において、変圧器１
２３は、１次巻線１２３ａ、２次巻線１２３ｂ、制御巻
線１２３ｃを有している。各巻線の丸印（●印）は巻線
の巻始め端を示す。

【０００４】１次巻線１２３ａの巻終わり端と入力端子
１１１とが接続され、これがハイレベル側の主電源ライ
ン１２１となる。また、制御巻線１２３ｃの巻始め端と
入力端子１１２とが接続され、これがローレベル側の主
電源ライン１２２となっている。そして、ハイレベル側
の主電源ライン１２１とローレベル側の主電源ライン１
２２との間には、平滑コンデンサ１１３が接続されてい
る。

【０００５】１次巻線１２３ａの巻始め端は、主スイッ
チング素子１１７を介してローレベル側の主電源ライン
１２２に接続されている。主スイッチング素子１１７
は、例えばバイポーラトランジスタや電界効果型トラン
ジスタなどで実現され、図４では電界効果型トランジス
タで示している。そして、主スイッチング素子１１７の
ドレイン・ソース間には、抵抗１１５とコンデンサ１１
６との直列回路からなるスナバー回路１１４が接続され
ている。

【０００６】ハイレベル側の主電源ライン１２１とロー
レベル側の主電源ライン１２２との間には、抵抗１１９
と抵抗１２０との直列回路からなる起動回路１１８が接
続され、さらに、抵抗１１９と抵抗１２０の接続点は、
主スイッチング素子１１７のゲートに接続されている。

【０００７】また、主スイッチング素子１１７のゲート
は抵抗１３３とコンデンサ１３４を介して、制御巻線１
２３ｃの巻終わり端に接続されている。また、主スイッ
チング素子１１７のゲートは制御トランジスタ１３２の
コレクタ・エミッタを介してローレベル側の主電源ライ
ン１２２に接続されている。

【０００８】制御巻線１２３ｃの巻始め端と巻終わり端
との間には、抵抗１３５とコンデンサ１３６との直列回
路が接続されており、さらに、抵抗１３５とコンデンサ
１３６の接続点は、制御トランジスタ１３２のベースに
接続されている。また、制御巻線１２３ｃの巻始め端と
巻終わり端との間の１３７は、制御巻線１２３ｃが有す
る寄生容量を示したものである。

【０００９】そして、制御トランジスタ１３２のコレク
タ・ベース間には、フォトカプラ１２８のフォトトラン
ジスタ１２８ａが接続されている。

【００１０】変圧器１２３の２次巻線１２３ｂの巻始め
端は、整流ダイオード１２４を介して出力端子１３０が
接続され、これが出力電源ライン１２６となる。また、
二次巻線１２３ｂの巻終わり端と出力端子１３１とが接
続され、これが出力電源ライン１２７となる。そして、
出力電源ライン１２６と出力電源ライン１２７との間に
は、平滑コンデンサ１２５とフォトカプラ１２８の発光
ダイオード１２８ｂを有する電圧検出回路１２９が接続
されている。

【００１１】次に図４の従来例のスイッチング電源装置
１００の動作について説明する。図示しない主電源回路
によって商用交流を整流して得られた直流電流が、入力
端子１１１，１１２間に入力される。この直流電流は、
平滑コンデンサ１１３によって平滑化され、この平滑コ
ンデンサ１１３からは、ハイレベル側の主電源ライン１
２１と、ローレベル側の主電源ライン１２２との間に、
主電源電圧が出力される。

【００１２】入力端子１１１，１１２間に電源電圧が印
加され、平滑コンデンサ１１３の出力電圧、即ち主電源
電圧が上昇してゆき、起動回路１１８の抵抗１１９、抵
抗１２０による分圧値が、主スイッチング素子１１７の
しきい値電圧（例えば３Ｖ）以上となると、主スイッチ
ング素子１１７がオンし、１次巻線１２３ａに電圧（●
と逆方向）が印加され、２次巻線１２３ｂに誘起電圧
（●と逆方向）が発生するが、整流ダイオード１２４を
逆バイアス方向に電圧が印加されるため２次側に直流電
流は流れないで、変圧器１２３には励磁エネルギーが蓄
積される。後述するようにして、主スイッチング素子１
１７がオフすると、前記励磁エネルギーによって２次巻
線１２３ｂに誘起電圧（●と同方向）が発生する。ま
た、このオフ時に１次巻線１２３ａと他の２次巻線１２
３ｂ、制御巻線１２３ｃとの間の漏洩インダクタンスに
よって発生する振動は、スナバー回路１１４によって吸
収されて除去される。

【００１３】前記２次巻線１２３ｂに発生した誘起電圧
（●と同方向）は整流ダイオード１２４を順バイアスす
る方向にあるため、前記変圧器１２３に蓄積された励磁
エネルギーは、２次巻線１２３ｂを介して直流電流とし
て放出され、整流ダイオード１２４により整流された
後、平滑コンデンサ１２５により平滑されて、出力電源
ライン１２６，１２７を介して出力端子１３０，１３１
から、図示しない負荷回路に出力される。電圧検出回路
１２９は、図示しない分圧抵抗やフォトカプラ１２８な
どを備えて構成されており、フォトカプラ１２８の発光
ダイオード１２８ｂが出力電源ライン１２６，１２７間
の出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、出力電圧の
値が一次側へフィードバックされる。

【００１４】制御巻線１２３ｃには、主スイッチング素
子１１７のオン時に、誘起電圧（●と逆方向）が発生
し、その誘起電流は直流カット用のコンデンサ１３４及
び抵抗１３３を介して主スイッチング素子１１７のゲー
トに与えられ、これによって主スイッチング素子１１７
のゲート電圧はさらに引き上げられ、主スイッチング素
子１１７はオン状態に維持される。

【００１５】また、前記誘起電流はコンデンサ１３４及
び抵抗１３３から、フォトカプラ１２８のフォトトラン
ジスタ１２８ａを介して、コンデンサ１３６の一方の端
子に与えられる。従って、出力電源ライン１２６，１２
７間の出力電圧が高くなるほどフォトトランジスタ１２
８ａを介してコンデンサ１３６に流れ込む充電電流が大
きくなり、コンデンサ１３６の端子電圧は速く上昇す
る。そして、このコンデンサ１３６の端子電圧は制御ト
ランジスタ１３２のベースに与えられており、コンデン
サ１３６の端子電圧が制御トランジスタ１３２のしきい
値電圧（例えば０．６Ｖ）以上となると、制御トランジ
スタ１３２がオンし、主スイッチング素子１１７のゲー
ト電圧が急速に低下し、主スイッチング素子１１７はオ
フされる。

【００１６】上述のように、出力端子１３０，１３１か
ら、図示しない負荷回路に出力される出力電力が減少す
る程、出力電源ライン１２６，１２７間の出力電圧が高
くなるため、コンデンサ１３６の端子電圧は速く上昇
し、主スイッチング素子１１７が速くオフされる。即
ち、出力電力が減少する程、スイッチング電源装置１０
０の発振周波数は高くなる。

【００１７】また、前記誘起電流は抵抗１３５を介して
コンデンサ１３６に流れ込み、コンデンサ１３６を充電
することにより、出力端子１３０，１３１間の短絡など
で、出力電源ライン１２６，１２７間の出力電圧が低く
ても、主スイッチング素子１１７のオン時間が所定時間
に制限され、主スイッチング素子１１７が保護されてい
る。

【００１８】また、変圧器１２３の１次巻線１２３ａの
巻数をｎ１、２次巻線１２３ｂの巻数をｎ２、制御巻線
１２３ｃの巻数をｎ３とし、出力端子１３０，１３１間
の出力電圧をＶ₀とすると、主スイッチング素子１１７
がオフすることにより、制御巻線１２３ｃには、（ｎ３
／ｎ２）Ｖ₀の誘起電圧（●と同方向）が発生し、この
誘起電圧（●と同方向）によりコンデンサ１３６の電荷
が引き抜かれて、主スイッチング素子１１７が次にオン
するためのリセット動作が行われる。

【００１９】この主スイッチング素子１１７のオフ後、
変圧器１２３の１次巻線１２３ａに蓄積されていた励磁
エネルギーの２次側への出力が終了すると、主に制御巻
線１２３ｃが有する寄生容量１３７とこの制御巻線１２
３ｃとの間でリンギングが発生し、寄生容量１３７に電
圧（ｎ３／ｎ２）Ｖ₀で蓄積されていた静電エネルギー
が放出され、振動の１／４周期後には制御巻線１２３ｃ
の励磁エネルギーに変換される。その後、再び寄生容量
１３７を充電するために、制御巻線１２３ｃに電圧（ｎ
３／ｎ２）Ｖ₀の起電圧（●と逆方向）が発生する。リ
ンギングパルスであるこの起電圧（●と逆方向）は、主
スイッチング素子１１７のしきい値電圧以上となるよう
に設定されており、この起電圧（●と逆方向）によって
主スイッチング素子１１７が再びオンされる。上述のよ
うにして、自動的に負荷に対応した発振周波数で、継続
して主スイッチング素子１１７がオン・オフ駆動され、
所望とする２次側出力電圧を出力するように構成されて
いる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】従来の技術のスイッチ
ング電源装置１００において、損失の大部分は、主スイ
ッチング素子１１７のドレイン・ソース間の寄生容量に
蓄積された電荷の引き抜きに要する消費電力や変圧器１
２３の鉄損などであり、これらは一般に、スイッチング
電源装置１００の発振周波数が高くなるほど大きくな
る。

【００２１】図３（ａ）に従来の技術のスイッチング電
源装置１００の出力電力に対する発振周波数特性を示
す。図３（ａ）に示すように、出力電力が大きい重負荷
時と比較し、出力電力が減少する即ち軽負荷となるにつ
れて連続的に発振周波数は高くなっている。従って、上
述のように従来の技術のスイッチング電源装置１００で
は、出力電力が減少する即ち軽負荷となる程、発振周波
数が高くなるので、変換した電力に対する損失の占める
割合が増大し、変換効率が低下するという問題があっ
た。

【００２２】一方、このような不具合を解決するための
他の従来技術として、例えば特開平９−４７０２３号公
報が挙げられる。特開平９−４７０２３号公報で示す従
来技術では、ＲＣＣ方式のスイッチング電源回路に、発
振周波数を抑える発振周波数抑制回路と、この発振周波
数抑制回路の動作を開始または停止させる動作切替回路
とを設け、動作切替回路の信号電圧の印加により、軽負
荷時には発振周波数抑制回路の動作をオンにし、重負荷
時には発振周波数抑制回路の動作をオフにして通常のＲ
ＣＣ動作を行わせることにより、軽負荷時に、発振周波
数を下げて効率を向上させるものである。

【００２３】図３（ｂ）に特開平９−４７０２３号公報
の従来の技術のスイッチング電源装置の出力電力に対す
る発振周波数特性を示す（特開平９−４７０２３号公報
に記載の図７では「入力電力に対する発振周波数特性」
として、負荷状態を出力電力の代わりに入力電力で示し
ている）。図３（ｂ）に示すように、特開平９−４７０
２３号公報の従来の技術のスイッチング電源装置は、一
部の限られた軽負荷領域において、発振周波数を低くさ
せている。即ち、一部の限られた軽負荷領域でのみ、前
記動作切替回路の信号電圧の印加により、軽負荷時に発
振周波数抑制回路の動作をオンにし、発振周波数を低く
させて、効率を向上させるものである。

【００２４】従って、一部の限られた軽負荷領域では、
発振周波数を低くさせて、効率を向上させることができ
るが、重負荷領域から軽負荷領域に至る中間負荷領域に
おける発振周波数は図３（ａ）と同じであり、効率は改
善されていない。また、外部から前記動作切替回路の信
号電圧の供給が必要であり、前記信号電圧の供給が困難
である用途（例えばＡＣアダプターなど）には適さない
という問題があった。

【００２５】そこで、本発明は外部から前記動作切替回
路の信号電圧の供給を受けることなく、図３（ｃ）に示
すように全負荷領域にわたり、従来の図３（ａ）や図３
（ｂ）と比べて、連続的に発振周波数を低くさせて、全
負荷領域で効率を向上させることを目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
スイッチング電源装置は、少なくとも１次巻線、２次巻
線、制御巻線を備えた変圧器と、前記１次巻線に接続さ
れ、直流電圧をオン・オフし高周波交流電圧に変換する
主スイッチング素子と、前記２次巻線に接続された整流
平滑回路と、前記制御巻線に接続された第１の制御素子
を含む制御回路と、からなるリンギングチョークコンバ
ータ方式のスイッチング電源装置において、前記制御巻
線に接続され、前記スイッチング電源装置の出力電力を
検出する出力電力検出手段と、前記出力電力検出手段か
らの検出信号に基づき前記スイッチング電源装置のオフ
期間を制御することで、前記スイッチング電源装置の発
振周波数を制御する発振周波数制御手段とを備え、前記
発振周波数制御手段は、前記出力電力検出手段の検出信
号に基づき、前記出力電力が漸次減少した場合に、前記
主スイッチング素子のオフ期間を漸次延長するように制
御することで、前記発振周波数が漸次高くなるのを抑制
することを特徴とするものである。

【００２７】また、本発明の請求項２記載のスイッチン
グ電源装置は、前記発振周波数制御手段において、前記
第１の制御素子を含む制御回路とは別に、独立して前記
主スイッチング素子を規定時間だけ強制的にオフさせる
ように動作する第２の制御素子と、前記規定時間をカウ
ントするタイマー回路とを備え、前記出力電力検出手段
の検出信号に基づき、前記出力電力が漸次減少した場合
に、前記規定時間を漸次延長するように制御することを
特徴とするものである。

【００２８】また、本発明の請求項３記載のスイッチン
グ電源装置は、前記タイマー回路が、コンデンサと抵抗
からなるＣＲ時定数回路で構成され、前記出力電力検出
手段の検出信号に基づき、前記出力電力が漸次減少した
場合に、前記コンデンサの充電電流を漸次増加すること
により充電電荷を増加させ、この充電電荷が前記抵抗を
介しての放電時間を延長させることにより、前記規定時
間を漸次延長するように制御することを特徴とするもの
である。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１〜図３は、本発明の一実施の
形態よりなるスイッチング電源装置に関する図であり、
図１は本発明のスイッチング電源装置の実施例を示す回
路図、図２は本発明のスイッチング電源装置の動作波形
を示す説明図、図３は本発明のスイッチング電源装置の
出力電力に対する発振周波数特性図である。

【００３０】図１の本発明のスイッチング電源装置１０
は以下の回路構成からなる。図１において、図４の従来
のスイッチング電源装置と比較して、出力電力検出回路
６０（出力電力検出手段）と発振周波数制御回路４０
（発振周波数制御手段）とが追加されたものである。従
って、前記の追加された出力電力検出回路６０と発振周
波数制御回路４０とを除く他の回路は、図４の従来のス
イッチング電源装置と同一であり、図４と類似の番号を
付して説明を省略する。

【００３１】出力電力検出回路６０は、コンデンサ６１
と抵抗６３とダイオード６２との直列回路で構成され、
コンデンサ６１の一端が変圧器２３の制御巻線２３Ｃの
巻始め端に接続され、ダイオード６２の一端が変圧器２
３の制御巻線２３Ｃの巻終わり端に接続されている。そ
して、コンデンサ６１と抵抗６３との接続点が検出信号
の出力となり、発振周波数制御回路４０に接続されてい
る。

【００３２】発振周波数制御回路４０は、ＮＰＮ型の第
２の制御トランジスタ４１（ＴＲ２）とタイマー回路４
６とを備え、このタイマー回路４６は、コンデンサ４８
と抵抗４７とからなるＣＲ時定数回路で構成されてい
る。第２の制御トランジスタ４１（ＴＲ２）のコレクタ
は主スイッチング素子１７（Ｑ１）のゲートに、エミッ
タは制御巻線２３Ｃの巻終わり端に、ベースはタイマー
回路４６の抵抗４７の一端にそれぞれ接続されている。

【００３３】タイマー回路４６のコンデンサ４８と抵抗
４７との接続点は、抵抗４５とダイオード４４とコンデ
ンサ５０を介して１次巻線２３ａの巻始め端に接続さ
れ、さらに抵抗４９を介して前記発振周波数制御回路４
０のコンデンサ６１と抵抗６３との接続点に接続されて
いる。そして、コンデンサ４８の一端は制御巻線２３Ｃ
の巻始め端に接続されている。また、前記コンデンサ４
８と抵抗４７との接続点と前記制御巻線２３Ｃの巻始め
端のと間には抵抗４３が接続され、第２の制御トランジ
スタ４１（ＴＲ２）のベースと抵抗４７との接続点と前
記制御巻線２３Ｃの巻始め端の間にはダイオード４２が
接続されている。また、ダイオード４４とコンデンサ５
０との接続点と制御巻線２３Ｃの巻始め端との間にはダ
イオード５１が接続されている。

【００３４】次に図１の本発明のスイッチング電源装置
１０の動作について説明する。前述の図１の回路構成で
説明した通り、追加された出力電力検出回路６０と発振
周波数制御回路４０とを除く他の回路は、図４の従来の
スイッチング電源装置と同一であり、本発明に係わる部
分を除き、重複する部分は図４と類似の番号を付してそ
の説明を省略する。

【００３５】図１の出力電力検出回路６０の動作につい
て説明する。前述の図４の従来のスイッチング電源装置
の動作でも述べたように、変圧器２３の１次巻線２３ａ
の巻数をｎ１、２次巻線２３ｂの巻数をｎ２、制御巻線
２３ｃの巻数をｎ３とし、出力端子３０，３１間の出力
電圧をＶ₀とすると、主スイッチング素子１７（Ｑ１）
がオフすることにより、制御巻線２３ｃには、（ｎ３／
ｎ２）Ｖ₀の誘起電圧（●と同方向）が発生する。この
誘起電圧（●と同方向）により誘起電流が、制御巻線２
３ｃの巻始め端→コンデンサ６１→抵抗６３→ダイオー
ド６２→制御巻線２３ｃの巻終わり端の経路で流れ、コ
ンデンサ６１には、コンデンサ６１と抵抗６３との接続
点がマイナス電位となるように充電される。そしてコン
デンサ６１と抵抗６３との接続点の電圧は、スイッチン
グ電源装置１０の出力電力により次の通り変化する。

【００３６】出力電力が大きい重負荷時は、スイッチン
グ電源装置１０の発振周波数が低くなるため、主スイッ
チング素子１７（Ｑ１）のオフ期間が長くなり、誘起電
流が流れている期間が長くなり、コンデンサ６１の充電
量が増加するため、コンデンサ６１と抵抗６３との接続
点のマイナス電位は下降する。

【００３７】また、出力電力が減少する即ち軽負荷時と
なるにつれて、スイッチング電源装置１０の発振周波数
が高くなるため、主スイッチング素子１７（Ｑ１）のオ
フ期間が短くなり、誘起電流が流れている期間が短くな
り、コンデンサ６１の充電量が減少するため、コンデン
サ６１と抵抗６３との接続点のマイナス電位は上昇す
る。

【００３８】つまり、コンデンサ６１と抵抗６３との接
続点のマイナス電位は、出力電力の増減によって連続的
に変化し、出力電力が増加（重負荷）すれば下降し、出
力電力が減少（軽負荷）すれば上昇する。即ち、コンデ
ンサ６１と抵抗６３との接続点のマイナス電位の変動に
より、出力電力を検出できるため、コンデンサ６１と抵
抗６３との接続点のマイナス電位は検出信号として、発
振周波数制御回路４０に印加されている。

【００３９】図１の発振周波数制御回路４０の動作につ
いて、図２の動作波形図を用いて説明する。図２におい
て、（ａ）は主スイッチング素子１７（Ｑ１）のオン・
オフ動作、（ｂ）は主スイッチング素子１７（Ｑ１）の
ゲート電圧Ｖ_G、（ｃ）は第１の制御トランジスタ３２
（ＴＲ１）のオン・オフ動作、（ｄ）はコンデンサ３６
の充電電圧Ｖ_C36、（ｅ）は第２の制御トランジスタ４
１（ＴＲ２）のオン・オフ動作、（ｆ）はコンデンサ４
８の充電電圧Ｖ_C48、の各波形及び動作を横軸に共通の
時間軸をとって表してある。

【００４０】時間軸に沿って説明する。

【００４１】（１）時刻ｔ₀までのの動作（Ｑ１オン、
ＴＲ１オフ、ＴＲ２オフ）主スイッチング素子１７（Ｑ１）がオンしており、変圧
器２３の制御巻線２３ｃに誘起電圧（●と逆方向）が発
生している。このこの誘起電圧（●と逆方向）により誘
起電流が、制御巻線２３ｃの巻終わり端→コンデンサ３
４→抵抗３３→フォトカプラ２８のフォトトランジスタ
２８ａ→コンデンサ３６の経路で、コンデンサ３６を充
電し、このコンデンサ３６の充電電圧Ｖ_C36は時間と共
に上昇する。

【００４２】また、このとき、コンデンサ５０に後述す
る動作により充電されていた充電電荷は、コンデンサ５
０→主スイッチング素子１７（Ｑ１）ドレイン・ソース
→ダイオード５１の経路で放電され、０Ｖとなる。

【００４３】（２）期間ｔ₀−ｔ₁間の動作（Ｑ１オフ、
ＴＲ１オン→オフ、ＴＲ２オフ）時刻ｔ₀で、前記コンデンサ３６の充電電圧Ｖ_C36が、第
１の制御トランジスタ３２（ＴＲ１）のしきい値電圧
（例えば０．６Ｖ）となると、第１の制御トランジスタ
３２（ＴＲ１）がオンする。

【００４４】第１の制御トランジスタ３２（ＴＲ１）が
オンすると、主スイッチング素子１７（Ｑ１）がオフす
ることにより、変圧器２３の１次巻線２３ａに誘起電圧
（●と同方向）が発生し、この誘起電圧（●と同方向）
により誘起電流が、１次巻線２３ａの巻始め端→コンデ
ンサ５０→ダイオード４４→抵抗４５→コンデンサ４８
の経路でコンデンサ４８を充電し、このコンデンサ４８
の充電電圧Ｖ_C48が上昇する。

【００４５】また、前記主スイッチング素子１７（Ｑ
１）がオフ後、変圧器２３の１次巻線２３ａに蓄積され
ていた励磁エネルギーの２次側への出力が開始される。

【００４６】（３）期間ｔ₁−ｔ₂間の動作（Ｑ１オフ、
ＴＲ１オフ、ＴＲ２オン）時刻ｔ₁で、前記コンデンサ４８の充電電圧Ｖ_C48が、第
２の制御トランジスタ４１（ＴＲ２）のしきい値電圧
（例えば０．６Ｖ）以上となると、第２の制御トランジ
スタ４１（ＴＲ２）はオンする。その後も、このコンデ
ンサ４８の充電電圧Ｖ_C48は時間と共に上昇をつづけ
る。

【００４７】（４）期間ｔ₂−ｔ₃間の動作（Ｑ１オフ、
ＴＲ１強制オフ、ＴＲ２オン）時刻ｔ₂で、変圧器２３の１次巻線２３ａに蓄積されて
いた励磁エネルギーの２次側への出力が終了すると、主
に制御巻線２３ｃが有する寄生容量３７とこの制御巻線
２３ｃとの間でリンギングが発生し、寄生容量３７に電
圧（ｎ３／ｎ２）Ｖ₀で蓄積されていた静電エネルギー
が放出され、振動の１／４周期後には制御巻線２３ｃの
励磁エネルギーに変換される。その後、再び寄生容量３
７を充電するために、制御巻線２３ｃに電圧（ｎ３／ｎ
２）Ｖ₀の起電圧（●と逆方向）が発生し、この起電圧
（●と逆方向）によって主スイッチング素子１７（Ｑ
１）が再びオンしようとする。上記の動作を図２の
（ｂ）に点線の波形で示している。

【００４８】しかし、前記の第２の制御トランジスタ４
１（ＴＲ２）がオンしているため、主スイッチング素子
１７（Ｑ１）のゲートは、第２の制御トランジスタ４１
（ＴＲ２）のコレクタ・エミッタを介してローレベル側
の主電源ライン２２に短絡されているので、０レベルで
クリップされ、主スイッチング素子１７（Ｑ１）はオフ
を継続する。上記の動作を図２の（ｂ）に実線の波形で
示している。

【００４９】また、変圧器２３の１次巻線２３ａに蓄積
されていた励磁エネルギーの２次側への出力が終了する
と、１次巻線２３ａの誘起電圧（●と同方向）がなくな
り、１次巻線２３ａの巻始め端→コンデンサ５０→ダイ
オード４４→抵抗４５→コンデンサ４８の経路でコンデ
ンサ４８を充電していた誘起電流が減少方向に転じる。
一方、コンデンサ４８の充電電荷は、コンデンサ４８→
抵抗４７→第２の制御トランジスタ４１（ＴＲ２）のベ
ースの経路で放電されているため、このコンデンサ４８
の充電電圧Ｖ_C48は時間と共に下降する。

【００５０】（５）期間ｔ₃−ｔ₄間の動作（Ｑ１オフ、
ＴＲ１オフ、ＴＲ２オフ）時刻ｔ₃で、前記コンデンサ４８の充電電圧Ｖ_C48電圧
が、第２の制御トランジスタ４１（ＴＲ２）のしきい値
電圧（例えば０．６Ｖ）以下となると、第２の制御トラ
ンジスタ４１（ＴＲ２）はオフする。第２の制御トラン
ジスタ４１（ＴＲ２）がオフすると、主スイッチング素
子１７（Ｑ１）のゲートは、第２の制御トランジスタ４
１（ＴＲ２）のコレクタ・エミッタを介してローレベル
側の主電源ライン２２に短絡されていたことから開放さ
れるため、入力端子１１，１２間に印加されている電源
電圧が起動回路１８の抵抗１９を介して主スイッチング
素子１７（Ｑ１）のゲートに印加されるため、主スイッ
チング素子１７（Ｑ１）のゲート電圧は時間と共に上昇
する。

【００５１】そして、時刻ｔ₄で、主スイッチング素子
１７（Ｑ１）のゲート電圧は、主スイッチング素子１７
（Ｑ１）のしきい値電圧（例えば３Ｖ）以上となり、主
スイッチング素子１７（Ｑ１）はオンする。以後は上記
（１）から（５）までの動作を繰り返す。

【００５２】尚、コンデンサ５０とダイオード５１は、
前述のコンデンサ４８の充電用電源として、ハイレベル
側の主電源ライン２１に接続された変圧器２３の１次巻
線２３ａを使用していることから、充電電流を制限する
必要があるため配設されている。従って、コンデンサ４
８の充電用電源として、前記ハイレベル側の主電源ライ
ン２１とは分離された専用巻線を変圧器２３に追加し、
前記専用巻線を前記コンデンサ４８の充電用電源とする
場合は、前記コンデンサ５０及びダイオード５１は不要
となる。

【００５３】上記、（４）期間ｔ₂−ｔ₃間の動作で説明
したように、第２の制御トランジスタ４１（ＴＲ２）
は、期間ｔ₂−ｔ₃間において、主スイッチング素子１７
（Ｑ１）を強制的にオフさせるように動作する。

【００５４】そして、この強制オフ期間は、１次巻線２
３ａの巻始め端→コンデンサ５０→ダイオード４４→抵
抗４５→コンデンサ４８の経路でコンデンサ４８を充電
する充電電流によって決まり、充電電流が増加すると、
コンデンサ４８の充電電荷が増加し、この充電電荷がコ
ンデンサ４８→抵抗４７→第２の制御トランジスタ４１
（ＴＲ２）のベースの経路で放電される放電時間が長く
なり、前記強制オフ期間も長くなる。また、充電電流が
減少すると、コンデンサ４８の充電電荷が減少し、この
充電電荷がコンデンサ４８→抵抗４７→第２の制御トラ
ンジスタ４１（ＴＲ２）のベースの経路で放電される放
電時間が短くなり、前記強制オフ期間も短くなる。

【００５５】次に、前記出力電力検出回路６０の検出信
号と前記発振周波数制御回路４０の前記強制オフ期間と
の関係について説明する。前述の出力電力検出回路６０
の動作の説明で述べたように、検出信号であるコンデン
サ６１と抵抗６３との接続点のマイナス電位は、出力電
力の増減によって連続的に変化し、出力電力が増加（重
負荷）すれば下降し、出力電力が減少（軽負荷）すれば
上昇する。

【００５６】また、上記、（２）期間ｔ₀−ｔ₁間の動作
で説明したように、主スイッチング素子１７（Ｑ１）が
オフすることにより、変圧器２３の１次巻線２３ａに誘
起電圧（●と同方向）が発生し、この誘起電圧（●と同
方向）により誘起電流が、１次巻線２３ａの巻始め端→
コンデンサ５０→ダイオード４４→抵抗４５→コンデン
サ４８の経路でコンデンサ４８を充電するのと同時に、
誘起電流は、１次巻線２３ａの巻始め端→コンデンサ５
０→ダイオード４４→抵抗４５→抵抗４９→コンデンサ
６１と抵抗６３との接続点の経路でも流れる。つまり、
誘起電流は、１次巻線２３ａの巻始め端→コンデンサ５
０→ダイオード４４→抵抗４５の経路で流れた後、コン
デンサ４８の方に流れるコンデンサ４８の充電電流と、
抵抗４９を経由してコンデンサ６１と抵抗６３との接続
点に流れる電流とに分岐する。

【００５７】即ち、抵抗４９を経由してコンデンサ６１
と抵抗６３との接続点に流れる電流を増加させれば、コ
ンデンサ４８の方に流れるコンデンサ４８の充電電流は
減少し、逆に、抵抗４９を経由してコンデンサ６１と抵
抗６３との接続点に流れる電流を減少させれば、コンデ
ンサ４８の方に流れるコンデンサ４８の充電電流は増加
するように、抵抗４９を経由してコンデンサ６１と抵抗
６３との接続点に流れる電流を制御することにより、コ
ンデンサ４８の方に流れるコンデンサ４８の充電電流を
制御できるのである。

【００５８】つまり、出力電力が漸次減少（軽負荷）し
た場合、検出信号であるコンデンサ６１と抵抗６３との
接続点のマイナス電位は漸次上昇するため、抵抗４９の
両端の電位差が漸次小さくなり、抵抗４９を経由してコ
ンデンサ６１と抵抗６３との接続点に流れる電流が漸次
減少し、コンデンサ４８の方に流れるコンデンサ４８の
充電電流は漸次増加することで、コンデンサ４８の充電
電荷が漸次増加し、第２の制御トランジスタ４１（ＴＲ
２）が、期間ｔ₂−ｔ₃間において、主スイッチング素子
１７（Ｑ１）を強制的にオフさせるように動作する強制
オフ期間が漸次長くなり、スイッチング電源装置１０の
発振周波数が漸次高くなるのが抑制されるのである。

【００５９】図３（ｃ）に、前記スイッチング電源装置
１０の出力電力に対する発振周波数特性を実線で示す。
点線で示した従来の技術のスイッチング電源装置１００
と比較し、従来の技術のスイッチング電源装置は、出力
電力が大きい重負荷時と比較し、出力電力が減少する即
ち軽負荷となるにつれて連続的に発振周波数は高くなっ
ているのに対して、本発明のスイッチング電源装置１０
は、実線で示すように、全負荷領域にわたり、連続的に
発振周波数を低くさせている。

【００６０】

【発明の効果】本発明の請求項１記載のスイッチング電
源装置によれば、少なくとも１次巻線、２次巻線、制御
巻線を備えた変圧器と、前記１次巻線に接続され、直流
電圧をオン・オフし高周波交流電圧に変換する主スイッ
チング素子と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路
と、前記制御巻線に接続された第１の制御素子を含む制
御回路と、からなるリンギングチョークコンバータ方式
のスイッチング電源装置において、前記制御巻線に接続
され、前記スイッチング電源装置の出力電力を検出する
出力電力検出手段と、前記出力電力検出手段からの検出
信号に基づき前記スイッチング電源装置のオフ期間を制
御することで、前記スイッチング電源装置の発振周波数
を制御する発振周波数制御手段とを備え、前記発振周波
数制御手段は、前記出力電力検出手段の検出信号に基づ
き、前記出力電力が漸次減少した場合に、前記主スイッ
チング素子のオフ期間を漸次延長するように制御するこ
とで、前記発振周波数が漸次高くなるのを抑制すること
を特徴とするものである。

【００６１】従って、重負荷領域から軽負荷領域に至る
全負荷領域にわたり、連続的にスイッチング電源装置の
発振周波数を低くさせて、全負荷領域で効率を向上させ
ることができる。

【００６２】また、本発明の請求項２記載のスイッチン
グ電源装置によれば、前記発振周波数制御手段におい
て、前記第１の制御素子を含む制御回路とは別に、独立
して前記主スイッチング素子を規定時間だけ強制的にオ
フさせるように動作する第２の制御素子と、前記規定時
間をカウントするタイマー回路とを備え、前記出力電力
検出手段の検出信号に基づき、前記出力電力が漸次減少
した場合に、前記規定時間を漸次延長するように制御す
ることを特徴とするものである。

【００６３】従って、重負荷領域から軽負荷領域に至る
全負荷領域にわたり、連続的にスイッチング電源装置の
発振周波数を負荷に対して最適値に低く設定させて、全
負荷領域で効率を向上させることができる。

【００６４】また、本発明の請求項３記載のスイッチン
グ電源装置によれば、前記タイマー回路が、コンデンサ
と抵抗からなるＣＲ時定数回路で構成され、前記出力電
力検出手段の検出信号に基づき、前記出力電力が漸次減
少した場合に、前記コンデンサの充電電流を漸次増加す
ることにより充電電荷を増加させ、この充電電荷が前記
抵抗を介しての放電時間を延長させることにより、前記
規定時間を漸次延長するように制御することを特徴とす
るものである。

【００６５】従って、重負荷領域から軽負荷領域に至る
全負荷領域にわたり、連続的にスイッチング電源装置の
発振周波数を負荷に対して最適値に低く設定させて、全
負荷領域で効率を向上させることができるスイッチング
電源装置を簡単な回路で実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態よりなるスイッチング電
源装置の実施例を示す回路図である。

【図２】本発明の一実施の形態よりなるスイッチング電
源装置の動作波形を示す説明図である。

【図３】本発明の一実施の形態よりなるスイッチング電
源装置の出力電力に対する発振周波数特性図である。

【図４】従来例のスイッチング電源装置の実施例を示す
回路図である。

【符号の説明】

１０スイッチング電源装置１１、１２入力端子１３平滑コンデンサ１４スナバー回路１７（Ｑ１）主スイッチング素子１８起動回路２３変圧器２３ａ１次巻線２３ｂ２次巻線２３ｃ制御巻線２４整流ダイオード２５平滑コンデンサ２８フォトカプラ２９電圧検出回路３０、３１出力端子３２（ＴＲ１）第１の制御トランジスタ（第１の制御
素子）３３、３５抵抗３４、３６コンデンサ３７寄生容量４０発振周波数制御回路（発振周波数制御手段）４１（ＴＲ２）第２の制御トランジスタ（第２の制御
素子）４２、４４ダイオード４３、４５、４９抵抗４６タイマー回路４７抵抗（ＣＲ時定数回路）４８コンデンサ（ＣＲ時定数回路）５０コンデンサ５１ダイオード６０出力電力検出回路（出力電力検出手段）６１コンデンサ６２ダイオード６３抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくとも１次巻線、２次巻線、制御巻
線を備えた変圧器と、前記１次巻線に接続され、直流電
圧をオン・オフし高周波交流電圧に変換する主スイッチ
ング素子と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路
と、前記制御巻線に接続された第１の制御素子を含む制
御回路と、からなるリンギングチョークコンバータ方式
のスイッチング電源装置において、前記制御巻線に接続され、前記スイッチング電源装置の
出力電力を検出する出力電力検出手段と、前記出力電力検出手段からの検出信号に基づき前記スイ
ッチング電源装置のオフ期間を制御することで、前記ス
イッチング電源装置の発振周波数を制御する発振周波数
制御手段と、を備え、前記発振周波数制御手段は、前記出力電力検出手段の検
出信号に基づき、前記出力電力が漸次減少した場合に、
前記主スイッチング素子のオフ期間を漸次延長するよう
に制御することで、前記発振周波数が漸次高くなるのを
抑制することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記発振周波数制御手段において、前記第１の制御素子を含む制御回路とは別に、独立して
前記主スイッチング素子を規定時間だけ強制的にオフさ
せるように動作する第２の制御素子と、前記規定時間をカウントするタイマー回路と、を備え、前記出力電力検出手段の検出信号に基づき、前記出力電
力が漸次減少した場合に、前記規定時間を漸次延長する
ように制御することを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング電源装置。
【請求項３】前記タイマー回路は、コンデンサと抵抗
からなるＣＲ時定数回路で構成され、前記出力電力検出
手段の検出信号に基づき、前記出力電力が漸次減少した
場合に、前記コンデンサの充電電流を漸次増加すること
により充電電荷を増加させ、この充電電荷が前記抵抗を
介しての放電時間を延長させることにより、前記規定時
間を漸次延長するように制御することを特徴とする請求
項２記載のスイッチング電源装置。