JP2010193473A - マルチチャネル通信システムに対するレート制御 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチチャネル通信システムに対するレート制御。
【解決手段】各データストリームに対して使用されるべき伝送チャネルに関するグループが最初に識別される。各グループに対する等価システムは、ＡＷＧＮチャネル、及びグループ内の伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有すると定義される。各グループに対するメトリックは、組み合わせられた等価システム、たとえば平均スペクトル効率をサポートするために等価システムによって必要とされるＳＮＲに対するセットに基づいて導出される。各データストリームに対するレートは、データストリームと組み合わせられたメトリックに基づいて決定される。もしも通信システムによってデータレートをサポートするために必要とされるＳＮＲが、メトリックよりもより小さいかあるいは等しい場合は、レートは通信システムによってサポートされると見られる。
【選択図】 図２

Description

［分野］
本発明は一般的にデータ通信、そしてとくにマルチチャネル通信システムに対する、データ伝送のレートを制御するための技術に関する。

［背景］
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplex）通信システムは、全システムの帯域幅をそれはまた周波数サブチャネルあるいは周波数ビンとして参照されるかも知れない、複数（Ｎ_Ｆ）個のサブバンドに効率的に分割する。各周波数サブチャネルは、その上にデータを変調することが可能なそれぞれのサブキャリア（あるいはトーン）と組み合わせられる。ＯＦＤＭシステムに対しては、送信されるべきデータ（すなわち情報ビット）は符号化されたビットを発生するために特定の符号化方式を用いて最初に符号化され、そして符号化されたビットはさらにそこで、変調シンボルにマップされるマルチビットシンボルに分類される。各変調シンボルはデータ伝送のために使用される特定の変調方式（たとえばＭ-ＰＳＫあるいはＭ-ＱＡＭ）によって定義される信号コンスタレーション内の一つの点に対応する。各周波数サブチャネルに関する帯域幅によって異なることが可能な各時間間隔において、変調シンボルはＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルの各々の上に送信されることが可能である。ＯＦＤＭは、システム帯域幅に亙る減衰に関する異なった量によって特性づけられる、周波数選択性フェージングに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ：inter-symbol interference）に対抗するために使用することが可能である。

多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムはデータ伝送のために複数（Ｎ_Ｔ）個の送信アンテナおよび複数（Ｎ_Ｒ）個の受信アンテナを使用する。Ｎ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナによって形成されるＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛ Ｎ_Ｔ ， Ｎ_Ｒ ｝であるＮ_Ｓ個の独立したチャネルに分解することが可能である。 Ｎ_Ｓ個の独立したチャネルの各々はまた、ＭＩＭＯチャネルの空間的サブチャネルとして参照されるかも知れず、そしてディメンションに対応する。ＭＩＭＯシステムは、複数の送信および受信アンテナによって作り出された付加的な次元の数(dimensionalities)が利用される場合は、特性の改善（たとえば伝送容量の増加）を与えることが可能である。

ＯＦＤＭを使用するＭＩＭＯシステム（すなわちＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム）に対しては、 Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルがデータ伝送のためのＮ_Ｓ個の空間的サブチャネルの各々の上で利用可能である。各空間的サブチャネルに関する各周波数サブチャネルは、伝送チャネルとして参照されるかも知れない。したがって、 Ｎ_Ｆ ・ Ｎ_Ｓ個の伝送チャネルがＮ_Ｔ個の送信アンテナおよびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間のデータ伝送に対して利用可能である。

ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、各空間的サブチャネルに関するＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルは異なったチャネル条件（たとえば、異なったフェージングおよびマルチパス効果）を経験するかも知れず、そして異なった信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）に到達するかも知れない。各送信された変調シンボルは、それを経由してシンボルが送信される送信チャネルの応答によって影響される。送信機および受信機間の通信チャネルに関するマルチパス断面によって、周波数応答は各空間的サブチャネルに対するシステム帯域幅を通じて広く変化するかも知れず、そして空間的サブチャネルの中ではさらに広く変化するかも知れない。

平坦でない周波数応答をもったマルチパスチャネルに対しては、各伝送チャネル上に確実に送信することが可能な情報レート（すなわち変調シンボル当たりの情報ビットの数）は、伝送チャネルごとに異なるかも知れない。もしも特定のデータパケットに対する変調シンボルが複数の伝送チャネル上に送信される場合は、そしてもしもこれらの伝送チャネルの応答が広く変化する場合は、そこでこれらの変調シンボルは、広いＳＮＲ範囲をもって受信されるかも知れない。ＳＮＲはそこで受信されたパケット全体に亙って同様に変化するであろう。そしてそれはそこで、データパケットに対する妥当なレートを決定することを困難にするかも知れない。

異なった受信機は異なった（そして多分広く変化する）チャネル条件を経験するかも知れないために、すべての受信機に対して同じ送信電力および／あるいはデータレートでデータを送信することは実用的ではないであろう。これらの伝送パラメータを固定することは、多分送信電力の浪費、若干の受信機に対する最適以下の(sub-optimal)データレートの使用、そして若干の他の受信機に対する信頼できない通信をもたらすであろう。これらのすべてはシステム容量に関する望ましくない減少をもたらす。さらに、チャネル条件は時間とともに変化するかも知れない。その結果、伝送チャネルに対してサポートされるデータレートもまた時間とともに変化するであろう。異なった受信機およびマルチパスに対する、通信チャネルの異なった伝送能力、およびこれらの通信チャネルの時間とともに変化する性質(time-variant nature)は、ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムにおいてデータを効率的に送信することを興味あるものとしている。

その結果、当業界においては、 ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム等のマルチチャネル通信システムにおけるデータ伝送のレートを制御するための技術に対するニーズが存在する。

［概要］
この中には、複数の伝送チャネルを有するマルチチャネル通信システム内のデータ伝送に関するレートを制御するための技術が与えられている。一つの観点においては、各データストリームのレートは、データストリームと組み合わせられたメトリックに基づいて決定される。このメトリックはデータストリームに対して使用されるべき伝送チャネルのグループをモデルとする等価システムに基づいて導出することが可能である。等価システムは、ＡＷＧＮチャネル（すなわち平坦な周波数応答）、および伝送チャネルのグループの平均スペクトル効率Ｓ_avgに等しいスペクトル効率Ｓ_equivを有している（すなわち等価システムは伝送チャネルのグループの全容量に等しい全容量を有している）と定義されている。

特定の実施例は、マルチチャネル通信システム（たとえばＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム）内の無線通信チャネル上に送信されるべきデータストリームのセットに対する、レートのセットを決定するための方法を与える。この方法においては、各データストリームに対して使用されるべき伝送チャネルのグループが最初に識別される。

各伝送チャネルグループに対する等価システムはそこで、グループ内の伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて定義される。一つの実施例においては、各伝送チャネルグループに対する等価システムは、（１）各伝送チャネルに関するＳＮＲの推定値を取得し、（２）推定されたＳＮＲおよびスペクトル効率関数ｆ（ｘ）に基づいて各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定しそして（３）個々の伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて、グループ内の伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定することによって定義することが可能である。等価システムは、ＡＷＧＮチャネル、および伝送チャネルのグループの平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有していると定義される。

各伝送チャネルグループに対するメトリックはそこで、組み合わせられた等価システムに基づいて導出される。一つの実施例においては、メトリックは平均スペクトル効率をサポートするために等価システムによって必要とされるＳＮＲにセットされる。このＳＮＲは等価ＳＮＲとして参照され、そして逆関数ｆ^-1（ｘ）に基づいて決定することが可能
である。

各データストリームに対するレートはそこで、データストリームと組み合わせられたメトリックに基づいて決定される。これは１個あるいはそれ以上の利用可能なレートの数値を求めることによって達成することが可能である。各数値を求められたレートに対して通信システムによってこのデータレートをサポートするために必要とされるＳＮＲが決定され、そしてこのレートは、もしも必要とされるＳＮＲがメトリックよりもより小さいかあるいは等しい場合は通信システムによってサポートされるものと考えられる。

本発明に関する種々の観点および実施例が、以下にさらに詳細に記述される。発明はさらに、以下にさらに詳細に記述されるように、方法、受信機ユニット、送信機ユニット、受信機システム、送信機システム、システム、および本発明に関する種々の観点、実施例および特徴を実現する他の装置およびエレメントを与える。

図１Ａは、マルチチャネル通信システムのモデルに関する線図である。 図１Ｂは、マルチパスチャネルをもったマルチチャネル通信システムに対する等価システムに基づいたレート選択を図的に示す線図である。 図２は、等価システムに基づいてＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによってサポートされる最大データレートを決定するための処理の実施例に関するフロー線図である。 図３は、マルチパスチャネルをもったＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに関するスペクトル効率を示す線図である。 図４Ａは、ディスクリートデータレートのセットをサポートするシステムに対する必要とされるＳＮＲ対データレートに関するプロットを示している。 図４Ｂは、特定のデータレートがサポートされているか否かを評価する場合に使用するための、バックオフの量の決定を図的に示している。 図５Ａは、マルチパスチャネルをもったＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムにおける空間的サブチャネルに関するスペクトル効率を示す線図である。 図５Ｂは、図５Ａに示されたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムをモデル化するために使用された等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率を示す線図である。 図６は、マルチチャネルシステムにおける１個あるいはそれ以上の独立に処理されたデータストリームに関するレートを制御するための、処理の実施例に関するフロー線図である。 図７は、マルチチャネルシステムにおける送信機システムおよび受信機システムの実施例に関するブロック線図である。 図８は、送信機システム内の送信機ユニットに関するブロック線図である。 図９および１０は、受信機システム内の受信機処理装置の２個の実施例に関するブロック線図である。 図９および１０は、受信機システム内の受信機処理装置の２個の実施例に関するブロック線図である。

［詳細な説明］
本発明の特徴、性質および利点が、図面と関連させた場合に以下に記述する詳細な説明からより明白になろう。図面において同様の参照符号は、全体を通じておよびこの中で同一のものと認定する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムは、全システムの帯域幅を、周波数サブチャネルあるいは周波数ビンとしてもまた参照される、複数（Ｎ_Ｆ）個のサブバンドに効率的に分割する。各周波数サブチャネルは、その上にデータが変調されることが可能なそれぞれのサブキャリア（すなわちトーン）と組み合わせられている。

多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、データ伝送のために複数（Ｎ_Ｔ）個の送信アンテナおよび複数（Ｎ_Ｒ）個の受信アンテナを使用し、そして（Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ）システムとして表示される。 Ｎ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝であるＮ_Ｓ個の独立したチャネルに分解することが可能である。 Ｎ_Ｓ個の独立したチャネルの各々はまた、ＭＩＭＯチャネルの空間的サブチャネルとして参照することが可能である。空間的サブチャネルの数は、ＭＩＭＯチャネルに対する固有モードの数によって決定され、そしてそれは順に、 Ｎ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間の応答を記述するチャネル応答マトリクスＨ＿（ｋ）に依存する。 単純化のために、次の記述内においては、チャネル応答マトリクスＨ＿（ｋ）は、フルランクであると仮定され、そして空間的サブチャネルの数は、 Ｎ_Ｓ ＝ Ｎ_Ｔ≦ Ｎ_Ｒとして与えられる。

この中に記述されるレート制御技術は、データ伝送に対して使用することが可能な複数の伝送チャネルを有する、種々のマルチチャネル通信システムに対して使用することが可能である。このようなマルチチャネルシステムは、ＭＩＭＯシステム、ＯＦＤＭシステム、ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム等を含む。伝送チャネルは、（１）ＭＩＭＯシステム内の空間的サブチャネル、（２）ＯＦＤＭシステム内の周波数サブチャネル、あるいは（３）ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム内の空間的サブチャネルに関する周波数サブチャネルであることが可能である。

図１Ａは、マルチチャネル通信システム１００のモデルに関する線図である。送信機１１０において、トラフィックデータはデータソース１１２から送信（ＴＸ）データ処理装置１１４に与えられる。ＴＸデータ処理装置１１４は、トラフィックデータをＮ_Ｄ個のデータストリームにデマルチプレクスすることが可能である。 Ｎ_Ｄは、１あるいはより大きい任意の整数である。各データストリームは、独立に処理されることが可能であり、そしてそこで伝送チャネルのそれぞれのグループ上に送信される。各データストリームに対して、ＴＸデータ処理装置１１４は特定の符号化方式に従ってデータを符号化し、特定のインターリービング方式に従って符号化されたデータをインターリーブし、そして特定の変調方式に従ってインターリーブされたデータを変調する。変調（すなわちシンボルマッピング）は、マルチビットシンボルを形成するために符号化されそしてインターリーブされたビットのセットを分類し、そして各マルチビットシンボルを選択された変調方式（たとえば、ＱＰＳＫ，Ｍ-ＰＳＫ、Ｍ-ＱＡＭ）に対応する信号コンスタレーション内の点にマッピングすることによって達成可能である。

一つの実施例においては、各データストリームに対して、データレートはデータレート制御によって決定され、符号化方式は符号化制御によって決定され、そして変調方式は変調制御によって決定される。制御は、受信機１５０から受信された帰還情報に基づいて制御器１３０によって与えられる。

チャネル推定、取得、周波数およびタイミング同期、コヒーレントなデータ復調、等のいくつかの機能をそれが実行するのを補助するために、パイロットがまた送信されることが可能である。この場合、パイロットデータは、そこでパイロットデータをトラフィックデータと処理しそしてマルチプレクスする、ＴＸデータ処理装置１１４に与えられる。

ＯＦＤＭに対しては、送信機（ＴＭＴＲ）１１６の中で、各送信アンテナから送信されるべき変調されたデータ（すなわち変調シンボル）は、ＯＦＤＭシンボルを与えるために、逆高速フーリエ(Fourier)変換（ＩＦＦＴ）ユニットによって時間領域に変換される。各ＯＦＤＭシンボルは、伝送シンボル期間中に、１個の送信アンテナのＮ_Ｆ個の周波数サブチャネル上に送信されるべきＮ_Ｆ個の変調シンボルのベクトルに関する時間表示(time representation)である。単一搬送波“時間符号化された(time-coded)”システムとは異なってＯＦＤＭシステムは、トラフィックデータに対する変調シンボルのＩＦＦＴを時間領域内に送出することによって“周波数領域内にある”変調シンボルを効率的に送信する。

送信機１１６は、データ伝送に対して使用される各送信アンテナに対してＯＦＤＭシンボルストリームを与える。各ＯＦＤＭシンボルストリームは、（単純化のために図１Ａ内には示されないが）対応する変調された信号を発生するためにさらに処理される。各変調された信号はそこで、それぞれの送信アンテナから無線通信チャネル上を受信機に対して送信される。通信チャネルは変調された信号を特定のチャネル応答で歪ませ、そしてさらに変調された信号をＮ_０の分散を有する付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）で劣化させる。

受信機１５０において各受信アンテナによって、送信された変調された信号が受信され、そしてすべての受信機からの受信された信号は、１台の受信機（ＲＣＶＲ）１６０に与えられる。受信機１６０の中で、各受信された信号は対応するサンプルのストリームを与えるために調整されそしてディジタイズされる。各サンプルストリームに対して高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）は、対応する受信されたシンボルストリームを与えるためにサンプルを受信し、そして周波数領域に変換する。受信されたシンボルストリームはそこで、受信（ＲＸ）データ処理装置１６２に与えられる。

ＲＸデータ処理装置１６２は、送信されたデータストリームに対する復号されたデータを与えるために、受信されたシンボルストリームを処理する。ＲＸデータ処理装置１６２による処理は空間的、あるいは空間-時間(space-time)処理、復調（すなわちシンボルデマッピング(symbol demapping)）、デインターリービング、および復号化を含むことが可能である。 ＲＸデータ処理装置１６２はさらに、各受信されたデータパケットの状態を与えることが可能である。チャネル推定器１６４は、チャネル周波数応答、チャネル雑音分散Ｎ_０、検出されたシンボルに関する信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）等の、１個あるいはそれ以上の通信チャネルの特性に関する推定を与えるために、復調器／復号器１６２からの“検出された”シンボルを処理する。典型的には、パイロットシンボルのみがＳＮＲの推定値を得るために使用される。しかしながら、ＳＮＲはまた、データシンボル、あるいはパイロットおよびデータシンボルの組み合わせに基づいて推定することが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。

レート選択器１６６は、チャネル推定器１６４からチャネル推定および多分他のパラメータを受信し、そして各データストリームに対する適切な“レート”を決定する。レートはデータストリームの次の伝送に対して使用されるべきパラメータ値のセットの表示である。たとえば、レートは、データストリームに対して使用されるべき特定のデータレート、特定の符号化方式および／あるいは符号化レート、特定の変調方式等を示すことが可能（あるいは組み合わせられることが可能）である。

制御器１７０はレート選択器１６６からレート、およびＲＸデータ処理装置１６２からパケット状態を受信し、そして送信機１１０に適切な帰還情報を与える。この帰還情報は、レート、チャネル推定、若干の他の情報、あるいは任意のこれらの組み合わせを含むことが可能である。帰還情報は、送信機における処理を、通信チャネルによってサポートされる電力およびレートに関する最良の既知のセッティングで送信されるように調整することによって、システムの効率を増加するために使用することが可能である。帰還情報はそこで、送信機１１０に返送され、そして受信機１５０へのデータ伝送に関する処理を調整するために使用される。たとえば、送信機１１０は、受信機１５０に対して送信されるべき各データストリームに対する、データレート、符号化方式、変調方式、あるいは上記の任意の組み合わせを（帰還情報に基づいて）調整することが可能である。

図１Ａに示される実施例においては、レート選択は受信機１５０によって実行され、そして各データストリームに対する選択されたレートは送信機１１０に与えられる。他の実施例においては、レート選択は受信機によって与えられた帰還情報に基づいて送信機によって実行することが可能であり、あるいは送信機および受信機の両者によって共同で実行することが可能である。

単一搬送波通信システムにおいては、送信されたシンボルは同様のＳＮＲで受信機においてすべて受信されることが可能である。“一定したＳＮＲ”データパケットに関するＳＮＲ間の関係およびパケットに対する誤りの確率（ＰＥ：probability of error）は当業界においてよく知られている。近似としては、特定のＳＮＲをもった単一搬送波システムによってサポートされる最大のデータレートは、同じＳＮＲをもったＡＷＧＮチャネルによってサポートされる最大のデータレートとして推定することが可能である。ＡＷＧＮチャネルの主要な特性はその周波数応答が全システム帯域幅に亙って平坦すなわち一定であるということである。

しかしながら、マルチチャネル通信システムにおいては、データパケットを構成する変調シンボルは複数の周波数サブチャネル、および／あるいは複数の空間的サブチャネルに亙って送信することが可能である。典型的には、送信機および受信機間の通信チャネルは平坦ではなくしかし、システム帯域幅の異なったサブバンドにおいては、異なった減衰量を有して、それよりも分散的、あるいは周波数選択的である。さらに、ＭＩＭＯチャネルに対しては、各空間的サブチャネルに対する周波数応答は、他の空間的サブチャネルのそれとは異なるかも知れない。したがって、パケットを送信するために使用される伝送チャネルに関する特性に従って、ＳＮＲはパケット全体に亙って変化するかも知れない。この“変化するＳＮＲ”パケットに関する問題は、より広いシステム帯域幅に対してそしてマルチパスチャネルに対して悪化させられる。マルチパスチャネルに対しては、各データストリームに対して使用されるデータレートは、通信チャネルに関するマルチパスあるいは周波数選択的な性質を考慮に入れるために選択することが可能である。

マルチチャネル通信システムに対する主要な課題はそこで、特定の特性のレベルを達成する一方で、各データストリームに対して使用することが可能な最大のデータレートを決定することである。そしてそれは、特定のパケット誤り率（ＰＥＲ：packet error rate）、
フレーム誤り率（ＦＥＲ：frame error rate）、ブロック誤り率（ＢＬＥＲ：block error rate）、ビット誤り率（ＢＥＲ：bit error rate）、あるいは特性を定量化するために使用することが可能な任意の他の基準によって定量化することが可能である。たとえば、必要とされる特性のレベルは、特定の平均値（たとえばＰ_ｅ＝１％）の回りの小さいウインドウの中にＰＥＲを維持することによって達成することが可能である。

マルチパスチャネルをもったマルチチャネル通信システムにおける、データ伝送に関するレートを制御するための技術がこの中に与えられる。一つの観点においては、各データストリームのレートはデータストリームと組み合わせられたメトリックに基づいて決定される。このメトリックは、以下にさらに詳細に記述されるように、データストリームに対して使用される伝送チャネルのグループをモデル化する等価システムに基づいて導出することが可能である。

図１Ｂは、マルチパスチャネルをもったマルチチャネル通信システムに対する、等価システムに基づいたレート選択を図的に示す線図である。チャネル応答ｈ（ｋ）および雑音分散Ｎ_０によって定義された与えられたマルチパスチャネルに対しては、理論的なマルチチャネルシステムは、変調方式Ｍを用いて、スペクトル効率Ｓ_avgをサポートすることが可能である。ここでＭは異なった周波数サブチャネルに対しては異なることが可能である。この中に使用されているように、スペクトル効率は、“ディメンション当たりの容量”という一般的なコンセプトを表している。ここでディメンションは周波数および／あるいは空間であることが可能である。スペクトル効率は通常ヘルツ当たりの、秒当たりの、ビット（ｂｐｓ／Ｈｚ：bits per second per Hertz）の単位で与えられる。この中に使用されるように、理論的システムは、いかなる損失も有していないものであり、そして実際のシステムは、（１）たとえばハードウエアの欠陥に起因する実行損失および（２）実際の符号は容量で動作しないという事実に起因する符号損失を伴うものである。このＳ_avgはチャネル条件ｈ（ｋ）およびＮ_０を与える理論的システムの平均スペクトル効率に関係する。平均スペクトル効率Ｓ_avgは、スペクトル効率関数ｆ（ｘ）に基づいて決定することが可能であり、ここでｘは以下に記述するように関数ｆ（・）に対する入力パラメータのセットを示す。

ＡＷＧＮチャネルを有する等価システムは、ＳＮＲ_equivなるＳＮＲ値をもったスペクトル効率Ｓ_avgをサポートすることが可能である。この等価システムもまた、理論的システムである。等価なＳＮＲ、 ＳＮＲ_equivはスペクトル効率Ｓ_avgに対して、変調方式Ｍを用い、そして関数ｇ（ｘ）＝ｆ^-1（ｘ）に基づいて導出することが可能である。ここでｆ^-1（ｘ）は、ｆ（ｘ）の逆関数である。

ＡＷＧＮチャネルを有する実際のマルチチャネルシステムは、ＳＮＲ_reqなるＳＮＲ値をもったＰ_ｅなるＰＥＲに対して、変調方式Ｍおよび符号化方式Ｃを使用してデータレートＲをサポートすることが可能である。このデータレートＲは、スペクトル効率に対して使用されると同じ単位、ビット／秒／ヘルツに正規化される。必要とされるＳＮＲ、ＳＮＲreqは、計算機シミュレーション、実際の測定、あるいは若干の他の方法に基づいて決定することが可能であり、そして表中に記憶することが可能である。必要とされるＳＮＲ対データレートの関数は、使用のために選択される特定の変調方式Ｍ、および符号化方式Ｃによって異なる。データレートは、もしもそのデータレートに対する必要とされるＳＮＲが等価ＳＮＲよりもより小さい場合はマルチパスチャネルを有する実際のマルチチャネルシステムによってサポートされると考えられる。データレートＲが増加するにつれて、必要とされるＳＮＲは実際のシステムに対して増加し、一方等価ＳＮＲはそれがチャネル条件ｈ（ｋ）およびＮ_０によって定義されるために、（変調方式Ｍに対する依存性に起因する変動を除いて）ほぼ一定である。マルチパスチャネルを有する実際のマルチチャネルシステムによってサポートされることが可能な最大データレートはこのようにして、チャネル条件によって限定される。

明確化のために、レート制御は最初に単入力、単出力（ＳＩＳＯ）システムに対して記述され、その後単入力、多出力（ＳＩＭＯ）システムをカバーするように、そしてその後、最終的にＭＩＭＯシステムに拡張される。次の記述において、ＳＩＳＯ、ＳＩＭＯ、およびＭＩＭＯシステムはすべてＯＦＤＭを使用している。

ＳＩＳＯシステム
ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、ただ１個だけの空間的サブチャネルが存在し、そしてチャネル応答は、ｋ＝０、１、…（Ｎ_Ｆ−１）に対する｛ｈ（ｋ）｝によって定義される。チャネル応答｛ｈ（ｋ）｝、および雑音分散Ｎ_０を有するマルチパスチャネルに対しては、これらのパラメータは、各周波数サブチャネルｋに対するＳＮＲ（ｋ）にマップすることが可能である。もしもＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに対する全送信電力Ｐ_totalが固定されそしてＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対する送信電力の割り当てが均一であり、そして固定されている場合は、そこで、各周波数サブチャネルｋに関するＳＮＲは

として表現することが可能である。

ＳＮＲ（ｋ）を有する各周波数サブチャネルｋに関するスペクトル効率は、制約のある、あるいは制約のないスペクトル効率関数であることが可能な、関数ｆ（ｘ）に基づいて推定することが可能である。システムに関する絶対的なあるいは制約のないスペクトル効率は、典型的には、与えられたチャネル応答および雑音分散を有するチャネル上に確実に送信されることが可能な理論的な最大データレートとして与えられる。システムに関する制約のあるスペクトル効率は、さらにデータ伝送に使用される特定の変調方式あるいは信号コンスタレーションにより異なる。制約のあるスペクトル効率は、（変調シンボルは信号コンスタレーション上の特定の点に限定されるという事実のために）絶対的なスペクトル効率（それはいかなる信号コンスタレーションによっても制限されない）よりもより低い。

一つの実施例においては、関数ｆ（ｘ）は、制約のあるスペクトル効率関数ｆ_const（ｋ）に基づいて定義することが可能であり、そしてそれは、

として表現することが可能である。

ここで、Ｍ_ｋは、変調方式Ｍ（ｋ）に関係し、すなわち変調方式Ｍ（ｋ）は、２^M _k番目
のコンスタレーション（たとえば２^M _k番目のＱＡＭ）に対応し、
ここで、コンスタレーション内の２^M _k個の点の各々はＭ_ｋビットによ
って識別することが可能であり、
ａ_ｉおよびａ_ｊは２^M _k番目のコンスタレーション内の点であり、
βは平均値が０、そして１／ＳＮＲ（ｋ）なる分散を有する複素ガウシア
ンランダム変数であり、そして
Ｅ〔・〕は式（２）内の変数βに対してとられる期待値演算である。

式（２）は異なった変調方式Ｍ（ｋ）が各周波数サブチャネルに対して使用可能であることを示している。単純化のために、１個の変調方式ＭがデータレートＲに対するすべてのＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対して使用されるかも知れない（すなわちすべてのｋに対して、Ｍ（ｋ）＝Ｍである）。

式（２）内に示された制約のあるスペクトル効率関数ｆ_const（ｋ）は閉じた形態の解(closed form solution)を有しない。したがって、この関数は種々の変調方式およびＳＮＲ値に対して数値的に導出することが可能であり、そして結果は１個あるいはそれ以上の表中に記憶されることが可能である。以後は、関数ｆ_const（ｋ）は特定の変調方式およびＳＮＲを用いて適切な表にアクセスすることによって数値を求めることが可能である。

他の実施例においては、関数ｆ（ｘ）は、シャノン(Shannon)（あるいは理論的な）スペクトル効率関数ｆ_unconst（ｋ）に基づいて定義される。そしてそれは、
ｆ_unconst（ｋ）＝ｌｏｇ_２〔１＋ＳＮＲ（ｋ）〕 式（３）
として表現することが可能である。式（３）に示されるように、シャノンスペクトル効率はいかなる与えられた変調方式によっても制約されない（すなわち、Ｍ（ｋ）は式（３）におけるパラメータではない）。

スペクトル効率関数は入力パラメータのセットに基づいてシステムに関するスペクトル効率を与える。これらのスペクトル効率関数は、チャネルに関する（制約されたあるいは制約のない）容量を与えるチャネル容量関数に関係する。スペクトル効率（それは典型的にはｂｐｓ／Ｈｚの単位で与えられる）は、容量（それは典型的にはｂｐｓで与えられる）に関係し、そして正規化された容量に等しいとして見られることが可能である。

ｆ（ｘ）に対して使用するための関数に関する特定の選択は種々の要素で異なることが可能である。１個あるいはそれ以上の特定の変調方式を使用する典型的なシステムに対しては、関数ｆ（ｘ）に対して制約のあるスペクトル効率関数ｆ_const（ｋ）を使用することは、マルチパスチャネルを有するＳＩＳＯ-ＯＦＤＭによってサポートされる最大データレートに関する正確な推定をもたらすことが見出されている。

典型的な通信システムにおいては、ディスクリートなデータレートのセットＲ＝｛Ｒ（ｒ），ｒ＝１，２，…Ｐ｝の定義されることが可能であり、そしてこれらのデータレートのみが使用のために利用可能である。セットＲ内の各データレートは、特定の変調方式あるいは信号コンスタレーションＭ（ｒ）および特定の符号化レートＣ（ｒ）と組み合わせられるかも知れない。各データレートはさらにＳＮＲ_req（ｒ）なるＳＮＲ、あるいは達成の容易な(better to achieve)Ｐ_ｅなる望まれるＰＥＲを要求するかも知れない。この ＳＮＲ_req（ｒ）はＡＷＧＮチャネルを有する実際のＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに対して決定される。

各データレートＲ（ｒ）は、このようにしてそれを特性づけるパラメータのセットと組み合わせることが可能である。これらのパラメータは変調方式Ｍ（ｒ）、符号化レートＣ（ｒ）、および必要とされるＳＮＲ_req（ｒ）を、次のように含むことが可能である。

ここで、ｒはデータレートに対するインデックスすなわちｒ＝１、２、…、Ｐであり、そしてＰは使用のために利用可能なデータレートの総数である。式（４）はデータレートＲ（ｒ）が変調方式Ｍ（ｒ）および符号化レートＣ（ｒ）を使用して送信されることが可能であり、そしてさらに望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅを達成するためにＳＮＲ_req（ｒ）を必要としていることを示している。

図２は、等価システムに基づいてＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによってサポートされる最大データレートを決定するための処理２００の実施例に関するフロー線図である。この実施例に対しては、式（２）内に示される制約のあるスペクトル効率関数は、データ伝送に対して使用される伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定するために、ｆ（ｘ）に対して使用される。各データレートＲ（ｒ）は異なった変調方式Ｍ（ｒ）と組み合わせられることが可能であるために、そして制約のあるスペクトル効率関数はＭ（ｒ）によって異なるために、伝送チャネルに関する平均スペクトル効率は異なったデータレートに対して異なることが可能である。等価システムは、平均スペクトル効率によって異なり、そしてその結果図２における各データレートに対して決定される。

最初に、ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによってサポートされるＰ個のデータレートは、Ｒ（１）＜Ｒ（２）＜…＜Ｒ（Ｐ）のように配列されることが可能である。最高の利用可能なデータレートＲ（Ｐ）はそこで選択される（たとえば、変数ｒを最高のデータレートに対するインデックスにセットすることによって、すなわちｒ＝Ｐ）（ステップ２１２）。（１）チャネル応答ｈ（ｋ）および雑音分散Ｎ_０等のデータ伝送に対して使用される伝送チャネル、および（２）変調方式Ｍ（ｒ）等の選択されたデータレートＲ（ｒ）と組み合わせられたパラメータ値は、そこで決定される（ステップ２１４）。 ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムの設計によって、各データレートは１個あるいは複数の変調方式と組み合わせることが可能である。単純化のために、次のように１個のみの変調方式が各データレートと組み合わせられると仮定する。

伝送チャネルに関する平均スペクトル効率Ｓ_avgは、そこで決定される（ステップ２１６）。これは、上に式（１）内に示されるように各伝送チャネルに関するＳＮＲ（ｋ）を最初に決定することによって達成される。制約のあるスペクトル効率関数を使用して、各伝送チャネルに関するスペクトル効率はそこで、式（２）内に示されるようにＳＮＲ（ｋ）および変調方式Ｍ（ｒ）に対して推定される。Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルに関するスペクトル効率はそこで、平均スペクトル効率Ｓ_avgを得るために次のように平均される。

図３は、マルチパスチャネルを有するＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに関するスペクトル効率を示す線図である。システム帯域幅に亙って変化するＳＮＲをもったマルチパスチャネルに対してＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムはプロット３１０によって示されるように、異なった周波数サブチャネルに対する異なったスペクトル効率と組み合わせられる。 データ伝送に対して使用されるすべてのＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルに関するスペクトル効率は、プロット３１２によって示される平均スペクトル効率Ｓ_avgを得るために平均することが可能である。平均スペクトル効率Ｓ_avgは、もしも通信チャネルがマルチパスチャネルの代わりにＡＷＧＮチャネルである場合は、 ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステム内のＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルの各々に対するスペクトル効率として見られることが可能である。制約のある、あるいは制約のないスペクトル効率関数はこのようにして、等価ＡＷＧＮチャネルへのマルチパスチャネルをマップするために使用することが可能である。

図２に戻り参照すると、メトリックΨがそこで、等価システムに基づいて決定される（ステップ２１８）。等価システムは、ＡＷＧＮチャネルおよび、マルチパスチャネルをもったＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに関する平均スペクトル効率に等しい平均スペクトル効率Ｓ_equivを有していると定義される（すなわちＳ_equiv ＝Ｓ_avg ）。 Ｓ_equivに関するデータレートをサポートするために等価システムによって必要とされるＳＮＲはそこで、この場合制約のあるスペクトル効率関数であるＳ_avg を導出するために使用される関数の逆に基づいて決定することが可能である。メトリックΨはそこで、次のように、等価ＳＮＲに等しくセットすることが可能である。

Ψ＝ｇ（ｘ）＝ｆ^-1（ｘ） 式（６）
ここで、 ｆ^-1（ｘ）は、ｆ（ｘ）の逆関数を示す。メトリックΨおよび等価ＳＮＲはともにＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルに関する“良さ(goodness)”の表示である。

制約のあるスペクトル効率関数ｆ（ｘ）は、２個の入力、ＳＮＲ（ｋ）およびＭ（ｒ）を取り、そしてそれらをスペクトル効率値にマップする。逆の、制約のあるスペクトル効率関数(inverse constrained spectral efficiency function)ｆ^-1（ｘ）は、２個の入力Ｓ_avg およびＭ（ｒ）を取り、そしてそれらをＳＮＲ値にマップする。関数ｇ（ Ｓ_avg ，Ｍ（ｒ））はこのようにして、そのコンスタレーションＭ（ｒ）が使用されるときに与えられる平均スペクトル効率Ｓ_avgに等しいスペクトル効率をサポートするために等価システムにおいて必要とされるＳＮＲを決定する。メトリックΨはこのようにして、各変調方式（すなわち各信号コンスタレーション）に対して１度決定される。関数ｇ（ｘ）もまた、種々の変調方式に対して決定され、そして表中に記憶される。

実際のＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによって望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅで選択されたデータレートＲ（ｒ）を送信するために必要とされる、必要とされるＳＮＲ、ＳＮＲ_req（ｒ）はそこで決定される（ステップ２２０）。必要とされるＳＮＲは、選択されたデータレートＲ（ｒ）と組み合わせられた変調方式Ｍ（ｒ）および符号化レートＣ（ｒ）の関数である。必要とされるＳＮＲは、可能なデータレートの各々に対して、計算機シミュレーション、実際の測定、あるいは若干の他の手段によって決定することが可能であり、そして後の使用のために表中に記憶されることが可能である。

選択されたデータレートＲ（ｒ）がＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによってサポートされているか否かの決定がそこで行われる（ステップ２２２）。これはメトリックΨを選択されたデータレートに対して決定された必要とされるＳＮＲと比較することによって達成することが可能である。もしもメトリックΨが、マルチパスチャネルに対してＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによって達成されたＳＮＲが、望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅに対してデータレートＲ（ｒ）をサポートするのに十分であることを示して、必要とされるＳＮＲよりもより大きいかあるいは等しい（すなわちΨ≧ ＳＮＲ_req（ｒ））場合は、そこでそのデータレートは使用のために選択される（ステップ２２６）。そうでない場合は、（たとえば、変数ｒを減少する、すなわちｒ＝ｒ−１とすることによって、）次のより低い利用可能なデータレートが評価のために選択される（ステップ２２４）。この、次のより低いデータレートはそこで、ステップ２１４に戻ることによって数値が求められる。ステップ２１４から２２２は、（１）最大のサポートされるデータレートが識別されそしてステップ２２６において与えられるか、あるいは（２）すべての利用可能なデータレートの数値が求められてしまっているかの何れかまでは必要とされる限り何度も反復される。

メトリックΨは、チャネル条件（たとえばｈ（ｋ）およびＮ_０）およびもしも制約のあるスペクトル効率関数が使用される場合は変調方式Ｍ（ｒ）によって異なる。必要とされるＳＮＲはデータレートの増加とともに増加する単調関数(monotonic function)である。図２に示された実施例は、最大の利用可能なデータレートから最小の利用可能なデータレートまで１度に１個づつ、利用可能なデータレートの数値を求める。メトリックΨよりもより小さいかあるいは等しい必要とされるＳＮＲと組み合わせられた最高のデータレートが使用のために選択される。

メトリックΨは、式（２）、（５）、および（６）に基づいて決定することが可能である。式（５）において、Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対するスペクトル効率を与えるために、個々の周波数サブチャネルに関するスペクトル効率を累算するためにｆ（ｘ）に対する加算が実行される。平均スペクトル効率Ｓ_avgはその後、 Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対するスペクトル効率を周波数サブチャネルの数で除算することによって得られる。関数ｇ（ Ｓ_avg ，Ｍ（ｒ））はそこで、変調方式Ｍ（ｒ）を使用する平均スペクトル効率Ｓ_avgに等しいスペクトル効率で確実にデータを送信するために必要とされる等価システムに対する等価ＳＮＲを決定する。

式（５）は同じ変調方式Ｍ（ｒ）がＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステム内のすべてのＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対して使用されると仮定している。この制限は、システム内の送信機および受信機における処理を単純化することが可能であるが、しかし特性を犠牲にするかも知れない。

メトリックΨはまた、異なった変調方式が異なった周波数サブチャネルに対して使用される場合に対して定義することが可能である。異なった周波数サブチャネルに対する異なった変調方式および／あるいは符号化レートの使用は、しばしば“ビットローディング(bit loading)”として参照される。

図２において、等価システムは数値が求められている各データレートに対して決定される。この実行は、それによって異なったデータレートが異なった変調方式と組み合わせられることが可能な方式をカバーする。しかしながら、もしも異なったデータレートが同じ変調方式と組み合わせられる場合は、そこで等価システムは、数値が求められているデータレートとともに使用することが可能な、各々の異なった変調方式に対して決定されることのみを必要とする。これはそこで計算を単純化するであろう。

さらなる単純化として、もしも周波数サブチャネルに関する平均スペクトル効率Ｓ_avgがＳＮＲ（ｋ）のみによって変化し、そして変調方式によらない場合は、そしてそれは、もしも制約のないスペクトル効率関数がｆ（ｘ）に対して使用される場合となろうが、その場合は、等価システムは数値が求められた各データレートに対してではなく、１度数値が求められることのみを必要とする。等価システムに対する等価ＳＮＲは以上に記述された方法で１度決定することが可能である。その後、各データレートに対する必要とされるＳＮＲは（最高のデータレートで開始して）等価ＳＮＲに対して比較することが可能である。

代わりの実施例においては、メトリックΨは、等化後に単一搬送波通信システムによってマルチパスチャネルに対して達成された事後検出(post-detection)ＳＮＲとして定義される。事後検出ＳＮＲは、受信機における等化後の全信号電力の雑音および干渉に対する比の表示である。等化を用いる単一搬送波システムにおいて達成される事後検出ＳＮＲの理論的な値は、ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに関する特性の表示であることが可能であり、そしてその結果、ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムにおける最大のサポートされるデータレートを決定するために使用することが可能である。種々の形式の等化器が、単一搬送波システムにおいてマルチパスチャネルによって誘導された、受信された信号内の歪みに対して補償を行うために、受信された信号を処理するために使用することが可能である。このような等化器は、たとえば、最小平均二乗誤差線形等化器（ＭＭＳＥ-ＬＥ）、判定帰還等化器（ＤＦＥ）、およびその他を含むことが可能である。

（無限長の） ＭＭＳＥ-ＬＥに対する事後検出ＳＮＲは、

として表現することが可能である。ここで、Ｊ_minは、

によって与えられる。ここで、Ｘ（ｅ^ｊωＴ）はチャネル変換関数Ｈ（ｆ）に関する折り返された(folded)スペクトルである。

（無限長の）ＤＦＥに対する事後検出ＳＮＲは、

として表現することが可能である。式（７）および（８）内に示された、ＭＭＳＥ-ＬＥおよびＤＦＥに対する事後検出ＳＮＲは、それぞれ理論的な値を示す。 ＭＭＳＥ-ＬＥおよびＤＦＥに対する事後検出ＳＮＲはまた、さらに詳細にＪ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓによって、“Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”と題された書籍、第３版、１９９５年、McGraw Hill社の、それぞれ１０-２-２および１０-３-２節内に記述されており、そしてそれらは参照によりこの中に組み込まれている。

ＭＭＳＥ-ＬＥおよびＤＦＥに対する事後検出ＳＮＲはまた、すべて本出願の譲受人に譲渡されそして参照によってこの中に組み込まれている、ともに“無線通信システムにおいてチャネル状態情報を利用するための方法および装置”と題された、それぞれ２００１年３月２３日および２００１年９月１８日に出願された、米国特許出願シリアル番号09/826,481および09/956,449、および、“チャネル状態情報を利用する多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいてデータを処理するための方法および装置”と題された、２００１年５月１１日に出願された、米国特許出願シリアル番号09/854,235の中に記述されたように、受信された信号に基づいて受信機において推定することが可能である。

式（７）および（８）の中に示された解析的表現によって記述されたそれらのような事後検出ＳＮＲはマルチパスチャネルに対して決定され、メトリックΨの推定値として使用することが可能である（すなわちΨ≒ＳＮＲ_mmse-leあるいはΨ≒ＳＮＲ_dfe）。等価ＡＷＧＮチャネルに対する事後検出ＳＮＲ（たとえばＳＮＲ_mmse-leあるいはＳＮＲ_dfe ）は、マルチパスチャネルを有するＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに使用することが可能なデータレートを決定するためにパラメータ値、Ｒ（ｒ）、Ｍ（ｒ）、Ｃ（ｒ）およびＰ_ｅの特定のセットに対して導出される必要とされるＳＮＲ、ＳＮＲ_req（ｒ）に対して比較することが可能である。

データストリームに対して使用される伝送チャネルをモデルとする等価システムは、ＡＷＧＮチャネルおよび伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有すると定義することが可能である。等価システムはまた、単一搬送波通信システムによってマルチパスチャネルに対して達成された事後検出ＳＮＲに基づいて定義することが可能である。等価システムはまた、若干の他の方法の中に定義することが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。メトリックΨはまた、若干の他の関数に基づいておよび／あるいは若干の他の方法の中に定義することが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。

メトリックΨを使用するＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムにおいて使用のために選択されたデータレートは、望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅに対するマルチパスチャネルによってサポートされることが可能であるデータレートの予測を表す。任意のレート予測方式を使用する場合に、必然的に予測誤差が存在するであろう。望まれるＰＥＲが達成可能であることを保証するために、予測誤差は推定することが可能であり、そしてマルチパスチャネルによってサポートされることが可能なデータレートを決定するにあたって、バックオフ係数(back-off factor)を使用することが可能である。このバックオフはシステムのスループットを減少させる。したがって、望まれるＰＥＲをなお達成させる一方でこのバックオフを可能な限り小さく保つことが望まれる。この中に記述された一つのような正確な予測方式は、適用すべきバックオフを最小としそしてそれによってシステム容量を最大とするであろう。

図４Ａは、個別のデータレートのセットをサポートするシステムに対する必要とされるＳＮＲ対データレートのプロットを示す。図４Ａにおいて、個別のデータレートは水平軸上でｒ＝１、２、…Ｐに対してＲ（ｒ）として名付けられる。各データレートＲ（ｒ）はＡＷＧＮチャネルを有するシステムに対する望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅを達成するために必要とされるそれぞれのＳＮＲと組み合わせられる。 ｒ＝１、２、…Ｐに対する（Ｒ（ｒ），ＳＮＲ_req（ｒ））における個別の動作点は、対応するデータレートをサポートするために必要とされる最小のＳＮＲに対応し、そして満たされた円４１２によって示される。このシステムに対するスペクトル効率関数は、プロット４１０（太い実線）によって示される。

与えられたマルチパスチャネルに対して、平均スペクトル効率Ｓ_avgは、式（５）内に示されるようにして決定することが可能であり、そしてこの平均スペクトル効率に対するメトリックΨは、式（６）内に示されるようにして決定することが可能である。図的にΨおよびＳ_avgは、“×”で示される図４Ａ内の点４１４によって表されることが可能である。もしもこの点がプロット４１０上の陰影を付けられた領域内にある場合は、そこでΨおよびＳ_avgと組み合わせられた選択されたデータレートはシステムによってサポートされていると見られる。

それが理論値に基づいているために、選択されたデータレートをバックオフすることが必要であるかも知れない。たとえば、符号損失および実行損失は望まれるＰＥＲを達成するためにより高い必要とされるＳＮＲをもたらすかも知れない。受信機の予備的復号器段階(pre-decoder stage)内の不完全さに起因する実行損失はＳＮＲ内に現れるであろうし、そして復号器および送信機内の不完全さに起因する損失は典型的には無視できる。符号損失の量と容量との関係は推定し、そしてバックオフで考慮に入れることが可能である。符号損失を考慮に入れるために使用されるべきバックオフの量は以下に記述するように決定することが可能である。

図４Ｂは、特定のデータレートがサポートされるか否かを評価するときに使用するためのバックオフの量に関する決定を図的に示している。上に記述したようにｒ＝１、２、…Ｐに対するセット｛ＳＮＲ_req（ｒ）｝は、望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅを得るために実際のシステムにおいて必要とされるＳＮＲを示している。理想的なＳＮＲは、（制約のあるあるいは制約のない）スペクトル効率関数に基づいて各データレートに対して決定することが可能であり、そして右側の垂直軸上に示される。ｒ＝１、２、…Ｐに対するセット｛ＳＮＲ_cap（ｒ）｝は、望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅを得るために理想的な（すなわち、実行損失のない）システム内で必要とされるＳＮＲを示している。ＳＮＲ_cap（ｒ）は理想的なシステムに対して必要とされるＳＮＲであり、一方ＳＮＲ_req（ｒ）は実際のシステムに対して必要とされるＳＮＲであるために、すべてのｒに対してＳＮＲ_cap（ｒ）＜ ＳＮＲ_req（ｒ）であることを示すことが可能である。 ｒ＝１、２、…Ｐに対するセット｛ΔＳＮＲ（ｒ）｝は、実際のシステムにおける損失（それは主に符号損失を含む）を考慮に入れるために、実際のシステムに対して必要とされる付加的なＳＮＲを示すために定義することが可能である。

式（５）内で決定された平均スペクトル効率Ｓ_avgは、２個の連続したデータレートたとえばＲ（ｒ）およびＲ（ｒ＋１）の間に位置するであろう。そしてそれは、ビット／秒／ヘルツに正規化されている。これら２個のデータレートにおけるＳＮＲ内の対応するバックオフはそれぞれ、ΔＳＮＲ（ｒ）およびΔＳＮＲ（ｒ＋１）である。一つの実施例においてはメトリックΨに対して使用するためのバックオフの量は、ΔＳＮＲ（ｒ）およびΔＳＮＲ（ｒ＋１）の線形補間によって次のように決定することが可能である。

バックオフされたメトリック(backed-off metric) Ψ_BOはそこで、
Ψ_BO＝Ψ−ΔΨ 式（１０）
として表現することが可能である。

図２に参照を戻すと、（メトリックΨの代わりに）バックオフされたメトリックΨ_BOは、選択されたデータレートＲ（ｒ）がＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムによってサポートされるか否かを決定するために、ステップ２２２において、必要とされるＳＮＲに対して比較することが可能である。

ＳＩＭＯシステム
ＳＩＭＯシステムに対しては、単一の送信アンテナからのデータ伝送を受信するために、Ｎ_Ｒ個の受信アンテナが使用される。単一の送信アンテナおよびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間のチャネル応答は、ｈ＿（ｋ）すなわち、ｉ＝１、２、…Ｎ_Ｒおよびｋ＝０、１、…（Ｎ_Ｆ−１）に対する｛ｈ_ｉ（ｋ）｝として示すことが可能である。ここで、ｈ_ｉ（ｋ）は、ｋ番目の周波数サブチャネルに対する、送信アンテナおよびｉ番目の受信アンテナ間の結合（すなわち複素利得(complex gain)）である。

（１，Ｎ_Ｒ）ＳＩＭＯシステムに対するスペクトル効率関数は、ＳＩＭＯシステムに対して受信されたＳＮＲがＮ_Ｒ個の受信アンテナに対するすべての受信されたＳＮＲの合計によって得られることを除けば、ＳＩＳＯシステムに対するそれと同じである。したがって、ＳＩＭＯ-ＯＥＤＮシステムにおけるｋ番目の周波数サブチャネルに対する受信されたＳＮＲは

として表現することが可能である。ここで、各周波数サブチャネルに対する送信電力は１に正規化される。単純化のために、式（１１）は同じ雑音分散Ｎ_０がすべてのＮ_Ｒ個の受信アンテナ上に受信されると仮定している。式（１１）は、異なった受信アンテナに対して受信されている異なった雑音分散Ｎ_０を考慮に入れるために修正することが可能である。比較すると、ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムにおけるｋ番目の周波数サブチャネルに対する受信されたＳＮＲは、式（１）内に示されるように表現することが可能である。 ＳＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、式（１１）において決定された受信されたＳＮＲはそこで、スペクトル効率関数ｆ（ｘ）において使用することが可能である。ＳＮＲの計算における変更を除けば、 ＳＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対するレート制御は、ＳＩＳＯ-ＯＦＤＭシステムに対して上に記述されたと同様の方法で実行することが可能である。

ＭＩＭＯシステム
ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、Ｎ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間の応答は、 Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｔチャネルインパルス応答行列、

によって記述することが可能である。行列

の要素は、ｉ＝１、２、… Ｎ_Ｒおよびｊ＝１、２、… Ｎ_Ｔ に対するチャネルインパルスベクトル

で構成されており、ここで、

は、ｊ番目の送信アンテナおよびｉ番目の受信アンテナ間の結合を示している。各ベクトル

は、Ｌ個のタップで構成されており、そして

として表すことが可能である。ここで、Ｌ個のタップの各々はレイリー(Rayleigh)フェージングチャネルに対する複素ガウシアン係数としてモデル化することが可能である。与えられた（ｉ，ｊ）送信-受信アンテナ対に対してはｊ番目の送信アンテナから送信された信号はいくつかの伝搬経路を経由してｉ番目の受信アンテナによって受信されることが可能であり、そしてこれらの伝搬経路と組み合わせられたマルチパス成分は相関がないと仮定される。このことは、

は、

の複素共役であり、そしてδ_p-qはｐ＝ｑの場合のみ１に等しく、そしてそうでない場合は０に等しいデルタディラック(Delta-Dirac)関数である。さらに、異なった送信-受信アンテナ対に対するチャネル応答は相関がない、すなわち、ｍ、ｎ、ｉおよびｊの異なった値に対して

と仮定されている。ここで

は、

に関する共役転置(conjugate transpose)を表している。

チャネルインパルス応答行列

は、ＭＩＭＯチャネル応答の時間領域表示である。対応するチャネル周波数応答行列Ｈ＿（ｋ）は、

に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行することによって得ることが可能であり、そしてそれは、

として表現することが可能である。ここで、ｋ＝０、１、…（Ｎ_Ｆ−１）、そしてＮ_Ｆ≧Ｌである。とくに、 Ｎ_Ｆ -点ＦＦＴは、 Ｈ＿に関する対応するエレメントｈ＿_i,jに対するＮ_Ｆ個の係数のシーケンスを導出するために、

に関する与えられたエレメント

に対するＮ_Ｆ個のサンプルされた値に関するシーケンス上に実行することが可能である。 Ｈ＿に関する各エレメントはこのように

に関する対応するエレメントのＦＦＴである。 Ｈ＿に関する各エレメントはＮ_Ｆ個の複素値に関するベクトルである（すなわちｈ＿_i,j＝〔 ｈ_i,j （０） ｈ_i,j （１）… ｈ_i,j （ Ｎ_Ｆ −１）〕^Ｔ）。そしてそれは、特定の（ｉ，ｊ）送信受信アンテナ対に対する伝播経路に関する周波数応答の表示である。 行列Ｈ＿はこのように、各々ディメンションＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔの、ｋ＝０、１、… （ Ｎ_Ｆ −１）に対するＮ_Ｆ個の行列Ｈ＿（ｋ）のシーケンスを含むとして見ることが可能である。

ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、データは多数の処理方式を使用して処理し、そして送信することが可能である。各処理方式は、（１）伝送に先立ってデータが処理される（すなわち符号化され、インターリーブされ、そして変調される）方法、および（２）各々独立に処理されたデータストリームを送信するために使用される伝送チャネルを指定することが可能である。

全アンテナ処理（ＡＡＰ：all antenna processing）方式においては、１個のデータストリームはすべての送信アンテナおよび周波数サブチャネル上に送信される。この方式に対しては、送信されるべきデータは、符号化され、インターリーブされ、変調され、そしてそこでＮ_Ｔ個の送信アンテナに対するＮ_Ｔ個のシンボルストリームにデマルチプレクスされる。ＡＡＰ方式に対しては、符号化されたデータパケットは周波数および空間領域の両者においてインターリーブされることが可能である。

アンテナごとの処理（ＰＡＰ：per-antenna processing）方式においては、１個のデータストリームは各送信アンテナのすべての周波数サブチャネル上に送信される。この方式に対しては、送信されるべきデータは最初にＮ_Ｔ個の送信アンテナに対するＮ_Ｔ個のデータストリームにデマルチプレクスされる。各データストリームは独立に符号化され、インターリーブされ、変調され、そしてそこで Ｎ_Ｔ個の送信アンテナの１個の上に送信される。データレートおよび符号化および変調方式はＮ_Ｔ個のデータストリームに対して同じであることもあるいは異なることも可能である。ＰＡＰ方式に対しては各データストリームは周波数領域においてのみインターリーブされる。

各々の独立に処理されたデータストリームは１個あるいはそれ以上の符号化されたデータパケットあるいは暗語(codeword)を含むことが可能である。各々のこのような暗語は、特定の符号化方式に基づいてデータのパケットを符号化することによって送信機において発生され、そして相補的な復号方式に基づいて受信機において復号することが可能である。各暗語に関する復号は、最初にその暗語に対して送信された変調シンボルを回復することによって達成可能である。送信機における使用に対して選択された処理方式は、受信機において使用することが可能な処理方式に影響する。

ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対するモデルは、ｋ＝０、１、…（ Ｎ_Ｆ −１）に対して
ｙ＿（ｋ）＝Ｈ＿（ｋ）ｘ＿（ｋ）＋ｎ 式（１５）
として表現することが可能である。
ここでｙ＿（ｋ）はｋ番目の周波数サブチャネルに対するＮ_Ｒ個の受信されたシンボルに
関するベクトル（すなわちトーンｋに対する“受信された”ベクトル）であ
り、そしてそれは

として表現することが可能である。ここでｙ_ｉ（ｋ）は、トーンｋに対す
るｉ番目の受信アンテナによって受信されたエントリーであり、そして ｉ＝
１、２、…Ｎ_Ｒである。

ｘ＿（ｋ）は、トーンｋに対するＮ_Ｔ個の変調シンボルに関するベクトル（すなわ
ち“送信された”ベクトル）であり、そしてそれは

として表現することが可能である。ここで、ｘ_ｊ（ｋ）は、トーンｋに対す
るｊ番目の送信アンテナから送信された変調シンボルであり、そしてｊ＝１、
２、…、Ｎ_Ｔである。

Ｈ＿（ｋ）は、トーンｋに対するＭＩＭＯチャネルのためのチャネル周波数応答
行列であり、そして
ｎ＿は、平均ベクトル０＿および分散行列Λ＿_ｎＮ_０Ｉ＿を有する付加白色ガウス
雑音であり、ここで０＿はゼロに関するベクトル、Ｉ＿は、対角線に沿って
１、そして他のすべての位置に対して０の単位行列であり、そしてＮ_０は雑
音分散である。

単純化のために送信機および受信機の両者におけるＯＦＤＭ処理の影響（そしてそれは無視可能である）は、式（１５）内には示されていない。

伝搬環境における散乱のためにＮ_Ｔ個の送信アンテナから送信されたＮ_Ｔ個のシンボルストリームは受信機において互いに干渉する。とくに、１個の送信アンテナから送信された与えられたシンボルストリームはすべてのＮ_Ｒ個の受信アンテナによって異なった振幅および位相で受信されるかも知れない。各受信されたシンボルストリームはそこで、 Ｎ_Ｔ個の送信されたシンボルストリームの各々に関する成分を含むことが可能である。 Ｎ_Ｒ個の受信されたシンボルストリームは、すべてのＮ_Ｔ個の送信されたシンボルストリームを集合的に含むであろう。しかしながら、これらのＮ_Ｔ個のシンボルストリームはＮ_Ｒ個の受信されたシンボルストリームの中に分散される。

受信機においては、 Ｎ_Ｔ個の送信されたシンボルストリームを検出するために、Ｎ_Ｒ個の受信されたシンボルストリームを処理する種々の処理技術が使用可能である。これらの受信機処理技術は２個の主要な種類に分類することが可能である。

・空間的な、および空間-時間受信機処理技術（そしてそれはまた等化技術として
参照される）、および
・“連続的にゼロとする／等化および干渉相殺(successive nulling/equalization
and interference cancellation)”受信機処理技術（そしてそれはまた“連続的
干渉相殺”（ＳＩＣ）処理技術として参照される）。

空間的および空間-時間受信機処理技術は、ＡＡＰ方式に対してより良い特性を与えることが可能であり、一方ＳＩＣ処理技術はＰＡＰ方式に対してより良い特性を与えることが可能である。これらの受信機処理技術は以下にさらに詳細に記述される。

明確化のために、この中では次の術語が使用される。

・“送信された”シンボルストリーム-送信アンテナから送信された変調シンボルス
トリーム。

・“受信された”シンボルストリーム-空間的、あるいは空間-時間処理装置への入
力（図１０に示されるように、一方が使用される場合はＳＩＣ受信機の第１段階
における）。

・“修正された”シンボルストリーム-ＳＩＣ受信機の各連続した段階における空間
的、あるいは空間-時間処理装置への入力。

・“検出された”シンボルストリーム-空間的、あるいは空間-時間処理装置からの
出力（Ｎ_Ｔ−ｌ＋１個までのシンボルストリームはＳＩＣ受信機に対する段階ｌ
において検出することが可能である）。および、
・“回復された”シンボルストリーム-復号されたデータストリームを得るために受
信機において回復されたシンボルストリーム（ＳＩＣ受信機の各段階において、
ただ１個の検出されたシンボルストリームが回復される）。

空間的および空間-時間受信機処理技術は、受信機において送信されたシンボルストリームを分離することを試みる。各送信されたシンボルストリームは、（１）チャネル応答の推定に基づいてＮ_Ｒ個の受信されたシンボルストリームにおける送信されたシンボルストリームの種々の成分を結合し、そして（２）他の送信されたシンボルストリームに起因する干渉を除去する（あるいは相殺する）ことによって“検出される”ことが可能である。各受信機処理技術は、（１）個々の送信されたシンボルストリームを他の送信されたシンボルストリームからの干渉が存在しないように非相関とする(decorrelate)かあるいは（２）雑音および他のシンボルストリームからの干渉の存在下において各検出されたシンボルストリームに関するＳＮＲを最大とするかの何れかを試みる。各検出されたシンボルストリームは、対応するデータストリームを得るために、そこでさらに処理され（たとえば、復調され、デインターリーブされ、そして復号され）る。

単純化のために、線形ゼロ強制（ＺＦ：zero-forcing）等化器が、送信されたシンボルストリームを得るために、干渉のない(interference-free)サブスペース上に受信されたシンボルストリームを放出することによって空間的処理を実行することが仮定される。線形ＺＦ等化器は応答Ｗ＿_ZF（ｋ）を有しそしてそれは
Ｗ＿_ZF（ｋ）＝Ｈ＿（ｋ）（ Ｈ＿^H（ｋ） Ｈ＿（ｋ））^{-1 式（１６）}
として表現することが可能である。

送信されたシンボルストリームｘ＿の推定である、検出されたシンボルストリームｘ^∧＿は、
ｘ^∧＿（ｋ）＝Ｗ＿_ZF ^H（ｋ）ｙ＿（ｋ）＝ｘ＿（ｋ）＋ Ｗ＿_ZF ^H（ｋ）ｎ＿
式（１７）
として推定することが可能である。

式（１７）の右辺に示されるように、検出されたシンボルストリームｘ^∧＿は、送信されたシンボルストリームｘ＿に加えて(plus)、一般に分散行列Σ_ｎ＝Ｎ_０Ｗ＿_ZF ^HＷ＿_ZFと相関を有する濾波された雑音Ｗ＿_ZF ^H（ｋ）ｎ＿を含む。相関は異なった送信アンテナ間の同じ周波数サブチャネル上に発生する。この相関はこのように全アンテナ処理（ＡＡＰ）を使用するシステムに対して適用可能である。

解析は、当業界において熟練した人によって知られるように、他の線形受信機に基づいて実行することもまた可能である。

連続干渉相殺受信機処理技術は、空間的、あるいは空間-時間受信機処理を使用して送信されたシンボルストリームを、各段階において１個のストリームを回復することを試みる。各シンボルストリームが回復されるにつれて、回復されたシンボルストリームに起因する残っているまだ回復されていないシンボルストリームへの干渉は、受信されたシンボルストリームから推定されそして相殺され、そして修正されたシンボルストリームは次の送信されたシンボルストリームを回復するために次の段階によって同様に処理される。

ＳＩＣ受信機に対しては、ｌ番目の段階は、まだ回復されてきていない（Ｎ_Ｔ−ｌ＋１）個の送信されたシンボルストリームを分離することを試みるために、最初に空間的あるいは空間-時間処理をＮ_Ｒ個の修正されたシンボルストリーム上に実行する。もしもＳＩＣ受信機が線形ＺＦ等化器を使用する場合は、そこで各送信されたシンボルストリームは、 Ｎ_Ｒ個の修正されたシンボルストリームをその送信されたシンボルストリームに整合する濾波器を用いて濾波することによって分離されることが可能である。単純化のために、次の記述は、送信されたシンボルストリームが昇順に回復されると仮定する（すなわち送信アンテナ１からのシンボルストリームが、最初にに回復され、送信アンテナ２からのシンボルストリームが次に回復され、そして送信アンテナＮ_Ｔからのシンボルストリームが最後に回復される）。しかしながら、これは要求ではなくそして送信されたシンボルストリームはまた、若干の他の順序で回復されるかも知れない。

ｌ番目の段階において回復されるべきｌ番目のシンボルストリームに対する整合濾波器は、各トーンｋに対するＮ_Ｒ個の濾波器係数に関する単位正規ベクトル(unit norm vector)Ｗ＿_ｌ（ｋ）を有している。ここで、ｋ＝０、１、…（Ｎ_Ｆ−１）である。ｌ番目のシンボルストリームへの、他の（ Ｎ_Ｔ −ｌ）個のまだ回復されていないシンボルストリームからの干渉を最小とするために、ベクトルＷ＿_ｌ（ｋ）はｊ＝ｌ＋１、ｌ＋２、… Ｎ_Ｔに対する｛ｈ＿_ｊ（ｋ）｝に対して直交していると定義される。この条件は、ｊ＝ｌ＋１、ｌ＋２、… Ｎ_Ｔに対する、そしてまたここで、ｋ＝０、１、…（ Ｎ_Ｆ −ｌ）である各トーンｋに対する、Ｗ＿ _ｌ ^H（ｋ） ｈ＿_ｊ（ｋ）＝０であるとして表現することが可能である。他の（ｌ−１）個の送信アンテナからの送信されたシンボルストリームはすでに前の段階において回復されており、そしてｌ番目の段階に対する修正されたシンボルストリームｙ＿^ｌ（ｋ）から相殺されているために、ベクトルＷ＿ _ｌ （ｋ）は、ｊ＝１、２、… ｌ−１およびｋ＝０、１、…（Ｎ_Ｆ−１）に対する｛ｈ＿_ｊ（ｋ）｝に対して直交している必要はない。

整合濾波器応答Ｗ＿_ｌ（ｋ）は、種々の空間的あるいは空間-時間処理技術に基づいて導出することが可能である。たとえば、整合濾波器応答Ｗ＿_ｌ（ｋ）は、線形ＺＦ等化器を使用して導出することが可能である。ＳＩＣ受信機に対しては、チャネル応答行列Ｈ＿（ｋ）は、送信されたシンボルストリームが回復されるにつれて各段階において１列だけ減じられる。ｌ番目の段階に対しては、減じられたチャネル応答行列Ｈ＿^ｌ（ｋ）は、もとの行列Ｈ＿（ｋ）から除かれた（ｌ−１）個の前に回復された(prior-recovered)シンボルストリームに関する送信アンテナに対する（ｌ−１）個の列を有する（Ｎ_Ｒ×（Ｎ_Ｔ−ｌ＋１））行列である。ｌ番目の段階に対するＺＦ等化器応答行列Ｗ＿_ZF ^ｌ（ｋ）は、式（１６）内に示されるように、減じられたチャネル応答行列Ｈ＿^ｌ（ｋ）に基づいて導出することが可能である。しかしながら、 Ｈ＿^ｌ（ｋ）は各段階に対して異なるためにＷ＿_ZF ^ｌ（ｋ）もまた各段階に対して異なる。ｌ番目の段階において回復されたｌ番目のシンボルストリームに対する整合濾波器応答Ｗ＿_ｌ（ｋ）は、 Ｗ＿_ｌ（ｋ）＝ Ｗ＿_ZF ^ｌ（ｋ）として表現することが可能であり、ここでＷ＿_ZF ^ｌ（ｋ）は、ｌ番目の送信アンテナに対応し、そしてＺＦ等化器応答行列Ｗ＿_ZF ^ｌ（ｋ）の第１列である。そしてそれは、ｌ番目の段階に対して導出される。

ｌ番目の送信アンテナに対する検出されたシンボルストリームｘ^∧ _ｌはそこで、
ｘ^∧ _ｌ（ｋ）＝ Ｗ＿ _ｌ ^H（ｋ）ｙ＿^ｌ（ｋ）
＝ Ｗ＿ _ｌ ^H （ｋ）ｈ_ｌ（ｋ）ｘ_ｌ（ｋ）＋ Ｗ＿ _ｌ ^H （ｋ）ｎ＿
式（１８）
として推定することが可能である。ＳＩＣ受信機に関するｌ番目の段階に対する、空間的あるいは空間-時間処理は、ｊ＝ｌ、ｌ＋１、…Ｎ_Ｔに対する（ Ｎ_Ｔ −ｌ＋１）個の検出されたシンボルストリーム｛ｘ^∧ _j｝を与えることが可能である。各検出されたシンボルストリームは、それぞれの送信アンテナに関するすべてのＮ_Ｆ個の周波数サブチャネル上に送信された変調シンボルの推定を含む。空間的な処理はこのように効率的にＭＩＭＯシステムをいくつかの並行したＳＩＳＯシステムに対してマップする。ｌ番目の段階において検出された（ Ｎ_Ｔ −ｌ＋１）個のシンボルストリームに関してｌ番目の送信アンテナに対応する１個がそのシンボルストリームに対するデータを得るためにさらなる処理に対して選択される。

もしもシンボルストリームが誤りなしに（あるいは最小の誤りをもって）回復されることが可能な場合は、そしてもしもチャネル応答推定が適度に正確である場合は、そこで回復されたシンボルストリームに起因する干渉の相殺は効率的である。より後に回復されたシンボルストリームはそこで、より少ない干渉を経験するであろうし、そしてより高いＳＮＲを達成することが可能かも知れない。このようにしてすべての回復されたシンボルストリームに対して（多分第１に回復されたシンボルストリームを除いて）より高い特性が達成可能である。ＳＩＣ処理技術は、もしも各回復されたストリームに起因する干渉が正確に推定されそして相殺されることが可能な場合は、空間的／空間-時間受信機処理技術よりもより高性能であることが可能である。これは、送信されたシンボルストリームに関する誤りのない(error-free)あるいは誤りの少ない(low-error)回復を必要とし、そしてそれは、一部はシンボルストリームに対する誤り訂正符号の使用によって達成可能である。

典型的には、ＳＩＣ受信機に対する重要な考慮はその中で送信されたシンボルストリームが検出される順序である。もしもすべての送信アンテナに対して同じデータレートが使用される場合は、そこで、最高のＳＮＲを達成している検出されたシンボルストリームは、回復のために選択することが可能である。しかしながら、この中に記述されたレート制御を用いて、送信アンテナに対するレートは、すべての検出されたシンボルストリームが同様に信頼できるように選択することが可能である。レート制御を使用して、シンボルストリームが検出される順序は重要な考慮ではない。

一つの観点においては、データ伝送に対して複数の伝送チャネルを使用するマルチチャネルシステムにおいては、各独立に処理されたデータストリームは等価ＳＩＳＯシステムを用いてモデル化することが可能である。レート制御はそこで、上にＳＩＳＯシステムに対して記述されたと同様な方法で、各データストリームに対して実行することが可能である。

ＡＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム
もしもＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムの送信機においてＡＡＰが使用される場合は、そこで、各伝送シンボル期間に対して、受信機における空間的、あるいは空間-時間処理は、 Ｎ_Ｔ個の送信アンテナから送信されているＮ_Ｔ個の検出されたＯＦＤＭシンボルを与える。各検出されたＯＦＤＭシンボルは、 Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対するＮ_Ｆ個の変調シンボルを含む。 Ｎ_Ｔ個の検出されたＯＦＤＭシンボルは、典型的には独立に減衰し、そして各ＯＦＤＭシンボルは、それを経由してＯＦＤＭシンボルが受信された空間的サブチャネルの応答によって歪みを与えられる。

ＡＡＰ方式に対しては、周波数および空間領域の両者においてインターリービングが行われる。このために、暗語はすべてのＮ_Ｔ個の検出されたＯＦＤＭシンボルに亙ってインターリーブされることが可能である。 （暗語を送信するためにすべての Ｎ_Ｔ ×Ｎ_Ｆ個の伝送チャネルを使用する）ＡＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムはそこで、 Ｎ_Ｔ ×Ｎ_Ｆ個のサブキャリアを使用し、そして１個の空間的サブチャネルに関する帯域幅をＮ_Ｔ回占有する、等価ＳＩＳＯシステムにマップすることが可能である（そしてこのために、 Ｎ_Ｔ ×Ｌ個のマルチパスに関するチャネルに遭遇する）。もしもマッピングが有効であればそこで、ＡＷＧＮチャネルを有する等価ＳＩＳＯシステムに対する等価ＳＮＲはその後で、マルチパスチャネルを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対する適切なデータレートを選択するために使用することが可能である。

図５Ａは、マルチパスチャネルを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムにおける空間的サブチャネルに関するスペクトル効率を示す線図である。 ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、もしもチャネル応答行列Ｈ＿（ｋ）がフルランク（すなわちＮ_Ｓ＝ Ｎ_Ｔ ≦ Ｎ_Ｒ）である場合は、 Ｎ_Ｔ 個の空間的サブチャネルが存在する。この場合、各空間的サブチャネルはそれぞれの送信アンテナと組み合わせられ、そしてＷなる帯域幅を有している。各空間的サブチャネル（すなわち各送信アンテナ）に関するチャネル応答はｊ＝１、２、… Ｎ_Ｔ およびｋ＝０、１、… （Ｎ_Ｆ−１）に対するｈ＿_ｊ（ｋ）によって定義される。ここで、 ｈ＿_ｊ（ｋ）は、行列Ｈ＿（ｋ）の１列であり、そしてＮ_Ｒ個の受信アンテナに対するＮ_Ｒ個のエレメントを含む。

チャネル応答ｈ＿_ｊ（ｋ）および雑音分散Ｎ_０を有する各送信アンテナに対してＮ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対するスペクトル効率に関するプロット５１０は、式（２）あるいは（３）内に示されるように制約のあるあるいは制約のないスペクトル効率関数に基づいて導出することが可能である。各送信アンテナに対する平均スペクトル効率Ｓ_avgもまた、式（５）内に示されるように導出することが可能である。図５Ａ内に示されるように、 Ｎ_Ｔ個の送信アンテナ（すなわち Ｎ_Ｔ個の空間的サブチャネル）に対するスペクトル効率プロット５１０ａから５１０ｔは、これらの空間的サブチャネルに対する独立したフェージングのために異なるかも知れない。

図５Ｂは、図５Ａ内に示されるＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムをモデル化するために使用された等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率を示している線図である。等価ＳＩＳＯシステムは、ＡＷＧＮチャネルおよびモデル化されるＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有していると定義される。 各々がＷの帯域幅を占有するＮ_Ｔ個の並行有色雑音チャネル(parallel colored-noise channel)を有する ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対しては、全体の容量Ｃ_mimoは、

として表現することが可能である。ここで、｜Σ｜は、Σの行列式であり、そしてΣ_sは、等化後の信号電力をもった直交行列である。直交行列Σ_sは、式（１８）に基づいて導出することが可能であり、そして

として表現することが可能である。 ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムの容量Ｃ_mimoはそこで、

として表現することが可能である。ここで、Ｓ_jは、ｊ番目の送信アンテナに対応する、ビット／秒／ヘルツで表したスペクトル効率である。単純化のために式（２１）の下限、すなわち

は、次の記述に対して使用される。しかしながら、 ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムの実際の容量もまた使用することが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。

Ｎ_ＴＷの帯域幅を占有している等価ＳＩＳＯシステムに関する容量Ｃ_sisoは、
Ｃ_siso＝Ｎ_ＴＷＳ_equiv 式（２２）
として表現することが可能である。ここでＳ_equivはＡＷＧＮチャネルを有する等価ＳＩＳＯシステムに関するビット／秒／ヘルツで表したスペクトル効率である。

Ｃ_sisoはＣ_mimoに等しいとセットしそして式（２２）および（２３）を結合すると、等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率Ｓ_equivは

として表現することが可能である。

ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムにおける各送信アンテナに対するスペクトル効率Ｓ_jは、

として表現することが可能である。ここで、ｗ_ｊ（ｋ）は、ｊ番目の送信アンテナに対するＺＦ等化器応答であり、たとえば式（１６）内で決定された、行列Ｗ＿_ZF（ｋ）内のｊ番目の列である。

式（２４）における関数ｆ（ｘ）は、ＳＮＲ（ｋ）および変調方式Ｍ（ｒ）に関する関数である。ｊ番目の送信アンテナに関するｋ番目の周波数サブチャネルに対するＳＮＲは、

として表現することが可能である。

ＡＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対する平均スペクトル効率Ｓ_avg,AAP
はそこで、

として表現することが可能である。ＡＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対する平均スペクトル効率Ｓ_avg,AAPはそこで、等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率Ｓ_equivとして使用される（すなわちＳ_equiv ＝ Ｓ_avg,AAP ）。

等価ＳＩＳＯシステムにおけるスペクトル効率Ｓ_equivに対する等価ＳＮＲはそこで、式（６）内に示されるように、ＡＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムに対して決定することが可能である。そしてそれは、
Ψ＝ＳＮＲ_equiv＝ｇ（ Ｓ_equiv，Ｍ（ｒ）） 式（２７）
式（２７）内に示されるように、等価ＳＮＲは等価システムスペクトル効率Ｓ_equivに対して得られ、そしてそれは式（２４）および（２６）内に示されるように、すべてのＮ_Ｔ個の送信アンテナに関するｊ＝１、２、_… 、Ｎ_Ｔに対するスペクトル効率を平均することによって得られる。各送信アンテナに関するスペクトル効率Ｓ_jはすべてのＮ_F個の周波数サブチャネルに関するスペクトル効率Ｓ_j（ｋ）を平均することによって順に得られる。等価ＳＮＲはこのように、図５Ｂに示されるように、すべての周波数サブチャネルおよび空間的サブチャネルに関する平均スペクトル効率によって決定される。等価ＳＮＲはそこで、すべての送信アンテナに亙るデータ伝送に対するレートを決定するためのメトリックΨとして、ＳＩＳＯシステムに対して上に記述されたと同様な方法で使用することが可能である。

図５Ｂ内に示されるように、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナに対する、ｊ＝１、２、_… 、Ｎ_Ｔに対するスペクトル効率関数ｆ_j（ｘ）に関する区分的連結(piecewise concatenation)に起因して、等価ＳＩＳＯシステムに対するスペクトル効率分布プロット５２０の中に不連続が存在するかも知れない。しかしながら、この不連続効果は周波数および空間領域に亙る伝送に先立って、送信機においてデータをインターリーブするために使用されるインターリーバの働きによって軽減される。

ＰＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム
もしもＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステムの送信機においてＰＡＰが使用される場合はそこで、レート制御はＮ_Ｔ個の送信アンテナから送信されるＮ_Ｔ個のデータストリームの各々に対して実行することが可能である。受信機においては空間的／空間-時間処理あるいはＳＩＣ処理の何れかがＮ_Ｔ個の送信されたシンボルストリームを回復するために使用することが可能である。ＳＩＣ処理はＰＡＰに対する空間的／空間-時間処理に勝る改善された特性を与えることが可能であるために、以下の記述はＳＩＣ受信機に対するものである。

ＳＩＣ受信機に対しては、ｌ番目の段階におけるｌ番目の送信アンテナからのシンボルストリームを回復するために（ｌ−１）個の先に回復されたシンボルストリームからの干渉は相殺されるべきものであると仮定され、そして他の（ Ｎ_Ｔ −ｌ）個のまだ回復されていないシンボルストリームからの干渉は、この段階において回復されるべきシンボルストリームに対する適切な整合濾波器応答ｗ＿_ｌ（ｋ）を選択することによって最小にされ（あるいはゼロとされる(nulled out)）ことが可能である。整合濾波器応答ｗ＿_ｌ（ｋ）は、 Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対するＮ_Ｆ個の係数に関するベクトルであるような各エレメントを使用した、 Ｎ_Ｒ個の受信アンテナに対するＮ_Ｒ個のエレメントを含む。従ってＳＩＣ受信機の各段階は（１， Ｎ_Ｒ ）ＳＩＭＯシステムに似ている。

ＰＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム内の各送信アンテナに対する平均スペクトル効率Ｓ_avg,PAP,lは、

として表現することが可能である。ここで、ｈ＿_ｌ（ｋ）およびｗ＿_ｌ（ｋ）は、それぞれｌ番目の送信アンテナと組み合わせられたチャネル応答および濾波器応答である。 ＰＡＰを使用するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム内の各送信アンテナに対する平均スペクトル効率Ｓ_avg,PAP,lは、送信アンテナに対するレートを決定するために、等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率Ｓ_equivとして使用される（すなわちＳ_equiv ＝ Ｓ_avg,PAP,l ）。

式（２８）における関数ｆ（ｘ）は、ＳＮＲおよび変調方式Ｍ（ｒ）に関する関数である。ｌ番目の送信アンテナに関するｋ番目の周波数サブチャネルに対するＳＮＲは、

として表現することが可能である。上に示したように、ｌ番目の段階において回復されたシンボルストリームに対する整合濾波器応答ｗ＿_ｌ（ｋ）は、ＺＦ等化器応答行列Ｗ＿_ZF ^ｌ（ｋ）の１列である。行列Ｗ＿_ZF ^ｌ（ｋ）は、縮小されたチャネル応答行列Ｈ＿^ｌ（ｋ）に基づいてｌ番目の段階に対して導出される。そしてそれは、（ｌ−１）個の前に回復された取り除かれたシンボルストリームに対する（ｌ−１）個の列を有している。

ＰＡＰを有するＭＩＭＯ-ＯＦＤＭシステム内の各送信アンテナに対して、等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率Ｓ_equivは、式（２８）内に示されるように決定することが可能であり、そして等価ＳＮＲはそこで、式（２７）内に示されるようにスペクトル効率Ｓ_equivに対して決定することが可能である。各送信アンテナに対する等価ＳＮＲは図５Ａに示されるように送信アンテナに関するすべての周波数サブチャネルの平均スペクトル効率によって決定される。各送信アンテナに対する等価ＳＮＲはそこで、上にＳＩＳＯシステムに対して記述されたそれと同様な方法で、その送信アンテナに対するレートを決定するためのメトリックΨとして使用することが可能である。

ＭＣＰを有するマルチチャネルシステム
マルチチャネル処理（ＭＣＰ）方式に対しては、１個あるいはそれ以上のデータストリームが１個あるいはそれ以上の対応するシンボルストリームを与えるために、送信機において独立に処理され（すなわち、符号化され、インターリーブされ、そして変調され）、そして各シンボルストリームはそこで、伝送チャネルのそれぞれのグループ上に送信することが可能である。各伝送チャネルグループは、（１）空間的サブチャネルに関する若干のあるいはすべての周波数サブチャネル、（２）複数の空間的サブチャネルに関する若干のあるいはすべての周波数サブチャネル、（３）周波数サブチャネルに関する若干のあるいはすべての空間的サブチャネル、（４）複数の周波数サブチャネルに関する若干のあるいはすべての空間的サブチャネル、（５）伝送チャネルに関する任意の組み合わせ、あるいは（６）すべての伝送チャネルを含むことが可能である。各独立に処理されたデータストリームに関するレートは、改善された特性（たとえば高スループット）が達成されるように制御することが可能である。ＡＡＰおよびＰＡＰは、ＭＣＰ方式の変形と見ることが可能である。

図６は、その各々は伝送チャネルに関するそれぞれのグループ上に送信される、１個あるいはそれ以上の独立に処理されるデータストリームに関するレートを制御するための、処理６００の実施例に関するフロー線図である。

最初に、レートを制御されるべき第１のデータストリームが、たとえばデータストリームを表示するために使用される変数ｍを１とセットする（すなわちｍ＝１）ことによって選択される（ステップ６１２）。データストリームｄ_ｍに対して使用される伝送チャネルに関するグループがそこで決定される（ステップ６１４）。ＡＡＰ方式に対しては、１個のデータストリームがすべての空間的サブチャネルに関するすべての周波数サブチャネル上に送信され、そして伝送チャネルグループはその後で、すべての伝送チャネルを含むであろう。ＰＡＰ方式に対しては、１個のデータストリームが各空間的サブチャネルに関するすべての周波数サブチャネル上に送信され、そして伝送チャネルグループはその後でデータストリームｄ_ｍに対して使用される送信アンテナに対するすべての周波数サブチャネルを含むであろう。ＭＣＰ方式に対しては、伝送チャネルグループは周波数および空間的サブチャネルに関する任意の組み合わせを含むことが可能である。

データストリームｄ_ｍに対して使用することが可能な最高の利用可能なレートＲ_ｍ（ｒ）がそこで、数値を求めるために選択される（ステップ６１６）。もしも利用可能なレートが増加する順序にあるセットの中に含まれる場合は、そこで、最高の利用可能なレートは、変数ｒをセットに対する最高のインデックスであるＰにセットする（すなわちｒ＝Ｐ）ことによって選択することが可能である。同様なレートセットはすべてのデータストリームに対して使用することが可能であり、あるいは各データストリームは異なったレートセットと組み合わせることが可能である。

データストリームｄ_ｍおよびレートＲ_ｍ（ｒ）と組み合わせられたパラメータはそこで決定される（ステップ６１８）。若干のパラメータはデータストリームに対して使用されるべき変調方式Ｍ_ｍ（ｒ）等のデータストリームｄ_ｍに対する処理に関係するかも知れない。若干の他のパラメータは、グループ内の各伝送チャネルに対するチャネル応答ｈ_i,j（ｋ）および雑音分散Ｎ₀等の通信チャネルに関係するかも知れない。

メトリックΨはそこで、データストリームｄ_ｍに対して決定される（ブロック６２０）。一つの実施例においては、メトリックΨはデータストリームｄ_ｍに対して使用される伝送チャネルに関するグループをモデル化する等価ＳＩＳＯシステムに対するＳＮＲに関係する。メトリックΨはデータストリームｄ_ｍに対して使用されるすべての伝送チャネルに関する平均スペクトル効率Ｓ_avg,MCP,mを最初に決定することによって得ることが可能であり（ステップ６２２）、そしてそれは、

として表現することが可能である。ここで、ｈ_ｎおよびｗ_ｎは、それぞれｎ番目の伝送チャネルと組み合わせられるチャネル応答および濾波器応答であり、ここで、ｎは、（ｉ，ｊ，ｋ）を含むインデックス、Ｍ_ｍ（ｒ）はデータストリームｄ_ｍに対して使用される変調方式、そしてＮ_ｍはデータストリームｄ_ｍに対して使用される伝送チャネルの数である。データストリームｄ_ｍに対して、同じ変調方式が式（３０）内に示されるようにすべての伝送チャネルに対して使用されることが可能であり、あるいは異なった変調方式が異なった伝送チャネルに対して使用されることが可能である。

等価ＳＩＳＯシステムに関するスペクトル効率はそこで、データストリームｄ_ｍに対して使用される伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しくセットされる（すなわちＳ_equiv,m＝Ｓ_avg,MCP,m）（ステップ６２４）。等価ＳＩＳＯシステムにおいてＳ_equiv,mなるレートをサポートするために必要とされる等価ＳＮＲはそこで、式（２７）に基づいて決定される（ステップ６２６）。等価ＳＮＲは、上にＳＩＳＯシステムに対して記述されたように実行損失を考慮に入れるためにバックオフ量によって調整することが可能である（ステップ６２８）。このステップは任意のものであり、そしてステップ６２８に対する破線のボックスによって示される。メトリックΨはそこで、調整されなかった、あるいは調整された等価ＳＮＲに等しくセットされる（ステップ６３０）。ＡＷＧＮチャネルを有するマルチチャネルシステムに対してレートＲ_ｍ（ｒ）においてデータストリームｄ_ｍを確実に送信するために必要とされるＳＮＲはその後は、たとえば表から決定される（ステップ６３２）。

レートＲ_ｍ（ｒ）が、データストリームｄ_ｍに対して使用される伝送チャネルに関するグループによってサポートされるか否かの決定がそこで行われる（ステップ６３６）。もしもメトリックΨが必要とされるＳＮＲよりもより大きいかあるいは等しい場合は（すなわちΨ≧ＳＮＲ_req）、そこでレートＲ_ｍ（ｒ）は、データストリームｄ_ｍに対してサポートされると見られ、そして処理は６４０に進む。そうでない場合は、インデックスｒを減少することによって（すなわちｒ＝ｒ−１）、次のより低い利用可能なレートがデータストリームｄ_ｍに対して選択される（ステップ６３８）。処理はそこで新しいレートの数値を求めるためにステップ６１８に戻る。

ステップ６４０において、レート制御がすべてのデータストリームに対して実行されてきているか否かの決定が行われる。もしも答えが否である場合は、そこでレート制御は変数ｍを増加することによって（すなわちｍ＝ｍ＋１）、次のデータストリームに対して実行される（ステップ６４２）。処理はそこで、新しいデータストリームｄ_ｍに対するレートを決定するためにステップ６１４に戻る。そうでない場合は、もしもレート制御がすべてのデータストリームに対して実行されてきている場合は、そこで、 Ｎ_Ｄ個の独立に処理されたデータストリームに対して使用されるべき、ｍ＝１、２、…、Ｎ_Ｄに対するレート｛Ｒ_ｍ（ｒ）｝のセットが与えられる（ステップ６４４）。処理はそこで終了する。

計算機シミュレーションによって、この中に記述されたレート制御技術は最適なレート選択方式の特性に接近可能であることを示すことが可能である。最適な選択方式は（与えられたチャネル実現に対する）あらゆる利用可能なレートを試験し、そのＰＥＲが望まれるＰＥＲ値、Ｐ_ｅに適合する最高のレートを選択するという実用的でない方法である。この中に記述されたレート制御技術はこのように、高特性を有する実現できるレート制御方式を実現するために使用することが可能である。

図７は、マルチチャネル通信システム１００における送信機システム１１０ａおよび受信機システム１５０ａの実施例に関するブロック線図である。

送信機システム１１０ａにおいては、トラフィックデータはデータソース７０８からＴＸデータ処理装置７１０に与えられる。ＴＸデータ処理装置７１０はデータをいくつかのデータストリームにデマルチプレクスし、そしてさらに、対応する符号化されたデータストリームを与えるための符号化方式に基づいて、各データストリームをフォーマットし、符号化し、そしてインターリーブすることが可能である。各データストリームに対するデータレートおよび符号化は制御器７３０によって与えられるデータレート制御および符号化制御によってそれぞれ決定することが可能である。

符号化されたデータはそこで、変調器７２０に与えられる。そしてそれはまた、パイロットデータ（たとえば、チャネル推定および他の機能に対して使用されるデータ）を受信することが可能である。パイロットデータは符号化されたトラフィックデータとともに、たとえば時間分割マルチプレクス（ＴＤＭ）あるいは符号分割マルチプレクス（ＣＤＭ）を使用して、トラフィックデータを送信するために使用される伝送チャネルのすべて、あるいはサブセットの中にマルチプレクスすることが可能である。ＯＦＤＭに対しては、変調器７２０による処理は、（１）受信されたデータを１個あるいはそれ以上の変調方式を用いて変調し、（２）ＯＦＤＭシンボルを形成するために変調されたデータを変換し、そして（３）対応する伝送シンボルを形成するために各ＯＦＤＭシンボルに周期的なプレフィックスを付加することを含むことが可能である。変調は制御器７３０によって与えられる変調制御に基づいて実行される。伝送シンボルストリームはそこで、各送信機（ＴＭＴＲ）７２２に与えられる。

各送信機７２２は、受信された伝送シンボルストリームを１個あるいはそれ以上のアナログ信号に変換し、そしてさらに通信チャネル上への伝送に対して適切な変調された信号を発生するために、アナログ信号を調整する（たとえば増幅し、濾波し、そしてアップコンバートする）。各送信機７２２からの変調された信号はそこで、受信機システムに対して組み合わせられたアンテナ７２４を経由して送信される。

受信機システム１５０ａにおいては、送信された変調された信号は、アンテナ７５２ａから７５２ｒまでの各々によって受信され、そして各アンテナからの受信された信号は、組み合わせられた受信機（ＲＣＶＲ）７５４に与えられる。各受信機７５４は、その受信された信号を調整し（たとえば濾波し、増幅し、そしてダウンコンバートし）、そしてデータサンプルを与えるために調整された信号をディジタイズする。７５４ａから７５４ｒまでの受信機からのサンプルストリームはそこで、復調器７６２およびＲＸデータ処理装置７６４を含む受信機処理装置７６０に与えられる。

ＯＦＤＭに対しては、復調器７６２による処理は、（１）各ＯＦＤＭシンボルに前に付加された周期的なプレフィックスを除去し、（２）各回復されたＯＦＤＭシンボルを変換し、そして（３）回復された変調シンボルを、送信機システムにおいて使用された１個あるいはそれ以上の変調方式と相補的な１個あるいはそれ以上の復調方式に従って復調することを含む。ＲＸデータ処理装置７６４はそこで、送信されたトラフィックデータを回復するために、復調されたデータを復号する。復調器７６２およびＲＸデータ処理装置７６４による処理は変調器７２０およびＴＸデータ処理装置７１０それぞれによって送信機システム１１０ａにおいて行われたそれと相補的である。

図７に示されるように、復調器７６２はチャネル特性（たとえばチャネル応答および雑音分散）の推定を導出し、そしてこれらのチャネル推定を制御器７７０に与えることが可能である。ＲＸデータ処理装置７６４はまた、各受信されたパケットに関する状態を導出しそして与えることが可能であり、そしてさらに復号された結果の表示である１個あるいはそれ以上の他の特性メトリックを与えることが可能である。復調器７６２およびＲＸデータ処理装置７６４から受信された情報の種々の形式に基づいて、制御器７７０は、上に記述された技術に基づいて各独立に処理されたデータストリームに対する特定のレートを決定しあるいは選択することが可能である。データストリームに対して選択されたレートのセットの形態の帰還情報、チャネル応答推定、受信パケットに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ、等々、あるいはこれらの任意の組み合わせは、制御器７７０によって与えられ、ＴＸデータ処理装置７７８によって処理され、変調器７８０によって変調され、そして送信機７５４によって調整され、そしてアンテナ７５２によって送信機システム１１０ａに戻り送信される。

送信機システム１１０ａにおいては、受信機システム１５０ａからの変調された信号はアンテナ７２４によって受信され、受信機７２２によって調整され、復調器７４０によって復調され、そして受信機システムによって送信された帰還情報を回復するためにＲＸデータ処理装置７４２によって処理される。帰還情報はそこで、制御器７３０に与えられ、そしてデータストリームの処理を制御するために使用される。たとえば各データストリームのデータレートは受信機システムによって与えられた選択されたレートに基づいて決定することが可能であり、あるいは受信機システムからのチャネル推定に基づいて決定することが可能である。選択されたレートと組み合わせられた特定の符号化および変調方式は決定されそして、ＴＸデータ処理装置７１０および変調器７２０に与えられた符号化および変調制御の中に反映される。受信されたＡＣＫ／ＮＡＣＫは、それによって誤りをもって受信されたパケットの小部分が、受信機がパケットを正しく回復することを可能とするために再送信される、増加伝送(incremental transmission)を開始するために使用することが可能である。

制御器７３０および７７０は、送信機および受信機システムにおける動作をそれぞれ指示する。メモリ７３２および７７２は、制御器７３０および７７０それぞれによって使用されるプログラムコードおよびデータに対する記憶を与える。

図８は、図７における送信機システム１１０ａの送信機部分に関する一つの実施例である、送信機ユニット８００に関するブロック線図である。送信機ユニット８００は、（１）対応する符号化されたデータストリームを与えるために特定の符号化方式に従って各データストリームを符号化するＴＸデータ処理装置７１０ａと、（２）伝送シンボルストリームを与えるために符号化されたデータストリーム上に変調およびＯＦＤＭ処理を実行する変調器７２０ａとを含む。

一つの実施例においては、各データストリームは、それ自身のデータレートおよび符号化および変調方式と組み合わせられることが可能である。そしてそれらは、制御器７３０によって与えられる制御によって識別される。各データストリームに対するレート選択は上に記述されたように実行することが可能である。

図８に示される実施例においては、ＴＸデータ処理装置７１０ａは、デマルチプレクサ８１０、Ｎ_Ｄ個の符号化器８１２ａから８１２ｓ、およびＮ_Ｄ個のチャネルインターリーバ８１４ａから８１４ｓ（すなわち各データストリームに対して符号化器およびチャネルインターリーバの１セット）を含む。デマルチプレクサ８１０は、トラフィックデータ（すなわち情報ビット）をＮ_Ｄ個のデータストリームにデマルチプレクスする。ここでＮ_Ｄは１あるいはより大きい任意の整数であることが可能である。 Ｎ_Ｄ個のデータストリームは、これらのデータストリームに対して使用される伝送チャネルに関するＮ_Ｄ個のグループによってサポートされるために、決定されたデータレートで与えられる。各データストリームはそれぞれの符号化器８１２に与えられる。

各符号化器８１２は、符号化されたビットを与えるためにそのデータストリームに対して選択された特定の符号化方式に基づいてそれぞれのデータストリームを符号化する。符号化はデータ伝送に関する信頼度を増加させる。符号化方式は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号化、畳み込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化、等々の任意の組み合わせを含むことが可能である。各符号化器８１２からの符号化されたビットはそこで、特定のインターリービング方式に基づいて符号化されたビットをインターリーブする、それぞれのチャネルインターリーバ８１４に与えられる。インターリービングは符号化されたビットに時間ダイバーシティを与え、データストリームに対して使用される伝送チャネルに対する平均ＳＮＲに基づいてデータが送信されることを許可し、フェージングに対抗し、そしてさらに、各変調シンボルを形成するために使用された符号化されたビット間の相関を除去する。 Ｎ_Ｄ個の符号化されたデータストリームはそこで変調器７２０ａに与えられる。

図８に示された実施例においては、変調器７２０ａはＮ_Ｄ個のシンボルマッピングエレメント８２２ａから８２２ｓ（各データストリームに対して１個）、マルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４、および逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット８２６および周期的プレフィックス発生器８２８を含む各ＯＦＤＭ変調器を有するＮ_Ｔ個のＯＦＤＭ変調器（各送信アンテナに対して１個）を含む。

各シンボルマッピングエレメント８２２はそれぞれの符号化されたデータストリームを受信し、そして変調シンボルを形成するためにそのデータストリームに対して選択された変調方式に基づいて符号化されそしてインターリーブされたビットをマップする。各シンボルマッピングエレメント８２２はバイナリでない(non-binary)シンボルを形成するためにｑ_ｍ個の符号化されそしてインターリーブされたビットの各セットを分類し、そしてさらに、選択された変調方式（たとえばＱＰＳＫ、Ｍ-ＰＳＫ、あるいはＭ-ＱＡＭ）に対応する信号コンスタレーション内の特定の点に対してバイナリでないシンボルをマップする。各マップされた信号点はＭ_ｍ番目の変調シンボルに対応する。ここでＭ_ｍはデータストリームｄ_ｍに対して選択された特定の変調方式に対応し、そしてＭ_ｍ ＝２^ｑｍである。パイロットデータはまた、パイロットシンボルを与えるためにシンボルマップすることが可能であり、そしてそれはそこでトラフィックデータに対する変調シンボルとともにマルチプレクスすることが可能である（たとえばＴＤＭあるいはＣＤＭを使用して）。シンボルマッピングエレメント８２２ａから８２２ｓはそこでＮ_Ｄ個のデータストリームに対する変調シンボルをマルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４に与える。

各データストリームは伝送チャネルに関するそれぞれのグループ上に送信され、そして各伝送チャネルグループは空間的および周波数サブチャネルに関する任意の数および組み合わせを含むことが可能である。マルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４は、各データストリームに対する変調シンボルを、そのデータストリームに対して使用されるべき伝送チャネルに与える。マルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４はそこで、 Ｎ_Ｔ個の変調シンボルストリームを Ｎ_Ｔ個のＯＦＤＭ変調器に与える。

ＡＡＰ方式に対しては、１個のデータストリームがすべての伝送チャネル上に送信され、そして符号化器８１２、チャネルインターリーバ８１４、およびシンボルマッピングエレメント８２２に関するただ１組のセットが必要とされる。マルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４はそこで、変調シンボルを Ｎ_Ｔ個の送信アンテナに対するＮ_Ｔ個の変調シンボルストリームの中にデマルチプレクスする。

ＰＡＰ方式に対しては、１個のデータストリームが各送信アンテナに関するすべての周波数サブチャネル上に送信され、そして、符号化器８１２、チャネルインターリーバ８１４、およびシンボルマッピングエレメント８２２に関する Ｎ_Ｔ個のセットが与えられる（すなわちＮ_Ｄ＝Ｎ_Ｓ）。マルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４はそこで、各シンボルマッピングエレメント８２２からの変調シンボルを、単に組み合わせられたＩＦＦＴ８２６に通過させる。

ＭＣＰ方式に対しては、各データストリームは伝送チャネルに関するそれぞれのグループ上に送信される。マルチプレクサ／デマルチプレクサ８２４は、固有の伝送チャネルに対して変調シンボルに関する適切なマルチプレクシング／デマルチプレクシングを実行する。

各ＯＦＤＭ変調器内で、ＩＦＦＴ８２６は変調シンボルストリームを受信し、対応する変調シンボルベクトルを形成するためにＮ_Ｆ個の変調シンボルの各セットを分類し、そしてこのベクトルを逆高速フーリエ変換を使用してその時間領域表現（それはＯＦＤＭシンボルとして参照される）に変換する。各ＯＦＤＭシンボルに対して、周期的プレフィックス発生器８２８は、対応する伝送シンボルを形成するためにＯＦＤＭシンボルの一部を反復する。周期的プレフィックスは、伝送シンボルがマルチパス遅延拡散(multipath delay spread)の存在下においてその直交特性を維持していることを保証し、それによって周波数選択性フェージングによって引き起こされるチャネル分散等の有害な経路効果に対して特性を改善する。周期的プレフィックス発生器８２８はそこで、伝送シンボルのストリームを組み合わせられた送信機７２２に与える。

各送信機７２２は、変調された信号を発生するためにそれぞれの伝送シンボルストリームを受信しそして処理する。そしてそれはそこで組み合わせられたアンテナ７２４から送信される。

ＯＦＤＭを有する、および有しないＭＩＭＯシステムに対する符号化および変調は、次の米国特許出願の中にさらに詳細に記述されている。

・“多元接続、多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システム”と題された、２００１
年１１月６日に出願された、米国特許出願シリアル番号09/993,087。

・“チャネル状態情報を利用する、多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにお
いてデータを処理するための方法および装置”と題された、２００１年５月１１
日に出願された、米国特許出願シリアル番号09/854,235。

・ともに“無線通信システムにおいてチャネル状態情報を利用するための方法およ
び装置”と題された、それぞれ２００１年３月２３日および２００１年９月１８
日に出願された、米国特許出願シリアル番号09/826,481および09/956,449。

・“無線通信システムに対する符号化方式”と題された、２００１年２月１日に出
願された、米国特許出願シリアル番号09/776,075。および
・“マルチキャリア変調を使用する高効率、高特性通信システム”と題された、２
０００年３月３０日に出願された、米国特許出願シリアル番号09/532,492。

これらの出願はすべて、この出願の譲受人に譲渡され、そしてこの中に参照によって組み込まれている。送信機ユニットに対する他の設計もまた実現することが可能であるが、そしてそれらは本発明の範囲内にある。

図９は、図７における受信機処理装置７６０の一つの実施例である、受信機処理装置７６０ａの実施例に関するブロック線図である。送信された変調された信号は、アンテナ７５２によって受信され、そしてＮ_Ｒ個のサンプルストリームを与えるために受信機７５４によって処理される。そしてそれらはそこで復調器７６２ａの中のＲＸ ＯＦＤＭ処理装置９１０に与えられる。

復調器７６２ａの中で、各サンプルストリームは、周期的プレフィックス除去エレメント９１２およびＦＦＴユニット９１４を含む、それぞれのＯＦＤＭ復調器に与えられる。エレメント９１２は、対応する回復されたＯＦＤＭシンボルを与えるために、 各伝送シンボル内に含まれる周期的プレフィックスを除去する。 ＦＦＴ９１４はそこで、各伝送シンボル期間に対する、Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネルに対するＮ_Ｆ個の回復された変調シンボルに関するベクトルを与えるために、高速フーリエ変換を使用して各回復されたＯＦＤＭシンボルを変換する。ＦＦＴユニット９１４ａから９１４ｒは、Ｎ_Ｒ個の受信されたシンボルストリームを空間的処理装置９２０に与える。

空間的処理装置９２０は、Ｎ_Ｔ個の送信されたシンボルストリームの推定である、Ｎ_Ｔ個の検出されたシンボルストリームを与えるために、 Ｎ_Ｒ個の受信されたシンボルストリーム上に空間的、あるいは空間-時間処理を実行する。空間的処理装置９２０は、線形ＺＦ等化器、チャネル相関マトリックス反転（ＣＣＭＩ：channel correlation matrix inversion）等化器、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：minimum mean square）等化器、ＭＭＳＥ線形等化器（ＭＭＳＥ-ＬＥ：ＭＭＳＥlinear equalizer）、判定帰還等化器（ＤＦＥ：decision feedback equalizer）、あるいは若干の他の等化器を実現することが可能である。そしてそれらは、前述の米国特許出願シリアル番号09/993,087、09/854,235、09/826,481、および09/956,449の中に詳細に記述されている。

マルチプレクサ／デマルチプレクサ９２２はそこで、検出されたシンボルをマルチプレクス／デマルチプレクスし、そしてＮ_Ｄ個のデータストリームに対するＮ_Ｄ個の集められた検出されたシンボルストリームをＮ_Ｄ個のシンボルデマッピングエレメント９２４に与える。各シンボルデマッピングエレメント９２４はそこで、検出されたシンボルを、データストリームに対して使用された変調方式と相補的な復調方式に従って復調する。 Ｎ_Ｄ個のシンボルデマッピングエレメント９２４からのＮ_Ｄ個の復調されたデータストリームはそこで、ＲＸデータ処理装置７６４ａに与えられる。

ＲＸデータ処理装置７６４ａの中で、各復調されたデータストリームは、データストリームに対して送信機システムにおいて実行されたそれと相補的な方法で、チャネルデインターリーバ９３２によってデインターリーブされ、そしてデインターリーブされたデータはさらに、送信機システムにおいて実行されたそれと相補的な方法で復号器９３４によって復号される。たとえば、もしもターボ、あるいは畳み込み符号化がそれぞれ送信機ユニットにおいて実行される場合は、ターボ復号器あるいはビタビ復号器が復号器９３４に対して使用することが可能である。各復号器９３４からの復号されたデータストリームは、送信されたデータストリームに関する推定を示している。復号器９３４はまた、各受信されたパケットの状態（たとえば、それが正しく、あるいは誤差を含んで受信されたか否かを示して）を与える。復号器９３４はさらに、正しく復号されなかったパケットに対する復調されたデータを、このデータが次の増加した伝送からのデータと結合され、そして復号されることが可能であるように記憶することが可能である。

図９に示される実施例においては、チャネル推定器９４０は、チャネル応答および雑音分散を推定し、そしてこれらの推定を制御器７７０に与える。チャネル応答および雑音分散はパイロットに対する検出されたシンボルに基づいて推定することが可能である。

制御器７７０はレート選択に関する種々の機能を実行するように設計することが可能である。たとえば、制御器７７０は、チャネル推定および変調方式等の他のパラメータに基づいて各データストリームに対して使用することが可能な最大データレートを決定することが可能である。

図１０は、図７における受信機処理装置７６０に関する他の実施例である、受信機処理装置７６０ｂの実施例に関するブロック線図である。受信機処理装置７６０ｂは、ＳＩＣ処理を実行し、そしてもしも送信機システムにおいてＰＡＰあるいはＭＣＰ方式が用いられる場合は使用することが可能である。単純化のために、受信機処理装置７６０ｂに対する以下の記述は、ＰＡＰ方式が用いられると仮定する。

図１０に示された実施例においては、受信機処理装置７６０ｂは、（１）上に記述されたように、Ｎ_Ｒ個の受信されたシンボルストリームを与えるために、 Ｎ_Ｒ個のサンプルストリームを処理するＲＸ ＯＦＤＭ処理装置９１０、および（２）空間的／データ処理装置１０００を含む。空間的／データ処理装置１０００は、いくつかの連続した（すなわちカスケード（接続）された）、１段階が回復されるべきシンボルストリームの各々に対応する、受信機処理段階１０１０ａから１０１０ｔを含む。各受信機処理段階１０１０は（最後の段階に対する１０１０ｔを除き）、空間的処理装置１０２０、ＲＸデータ処理装置１０３０、および干渉相殺器１０４０を含む。最後の段階１０１０ｔは空間処理装置１０２０ｔおよびＲＸデータ処理装置１０３０ｔのみを含む。

第１の段階１０１０ａに対しては、空間的処理装置１０２０ａは、Ｎ_Ｔ個の検出されたシンボルストリーム（ベクトルｘ＿^∧1として示される）を与えるために、特定の空間的あるいは空間-時間等化器（たとえば線形ＺＦ等化器、ＣＣＭＩ等化器、ＭＭＳＥ等化器、ＭＭＳＥ-ＬＥあるいはＤＦＥ）に基づいてＲＸ ＯＦＤＭ処理装置９１０からのＮ_Ｒ個の受信されたシンボルストリーム（ベクトルｙ＿¹として示される）を受信しそして処理する。１個のデータストリームが回復のために選択され、そして空間的処理装置１０２０ａはこのデータストリームに対する検出されたシンボルストリームｘ^∧ _１をＲＸデータ処理装置１０３０ａに与える。処理装置１０３０ａは、対応する復号されたデータストリームを与えるために、選択された、検出されたシンボルストリームｘ^∧ _１をさらに処理する（たとえば復調し、デインターリーブし、そして復号する）。空間的処理装置１０２０ａはさらに、すべての段階に対して空間的、あるいは空間-時間処理を実行するために使用される、チャネル応答に関する推定を与えることが可能である。

第１段階１０１０ａに対して、干渉相殺器１０４０ａは受信機１５４からＮ_Ｒ個の受信されたシンボルストリーム（すなわち、ベクトルｙ＿¹）を受信する。干渉相殺器１０４０ａはまた、丁度回復されたシンボルストリームの推定である、再変調された(remodulated)シンボルストリーム

を与えるために、ＲＸデータ処理装置１０３０ａからの復号されたデータストリームを受信し、そして処理する（たとえば符号化し、インターリーブし、そしてシンボルマップする）。再変調されたシンボルストリーム

はさらに、丁度回復されたシンボルストリームに起因する干渉成分の推定（干渉ベクトルｉ＿¹として表される）を導出するために、時間あるいは周波数領域内でさらに処理される。時間領域実行に対しては、丁度回復されたシンボルストリームに起因するＮ_Ｒ個の干渉成分を導出するためにチャネルインパルス応答ベクトル

内のＮ_Ｒ個のエレメントの各々によってさらにコンボルブされる伝送シンボルストリームを得るために、再変調されたシンボルストリーム

は、ＯＦＤＭ処理される。ベクトル

は、丁度回復されたシンボルストリームに対して使用された送信アンテナ１に対応するチャネルインパルス応答マトリックス

の列である。ベクトル

は、送信アンテナ１およびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間のチャネルインパルス応答を定義するＮ_Ｒ個のエレメントを含む。周波数領域実行に対しては、再変調されたシンボルストリーム

は、 Ｎ_Ｒ個の干渉成分を導出するために、チャネル周波数応答ベクトルｈ＿_１（それは行列Ｈ＿の１列である）内のＮ_Ｒ個のエレメントの各々によって乗算される。干渉成分ｉ＿¹はそこで、すべての、しかし減算された（すなわち相殺された）干渉成分を含む Ｎ_Ｒ個の修正されたシンボルストリーム（ベクトルｙ＿^２として表される）を導出するために、第１段階の入力シンボルストリームｙ＿^１から減算される。 Ｎ_Ｒ個の修正されたシンボルストリームはそこで、次の段階に与えられる。

第２から最後の段階１０１０ｂから１０１０ｔの各々に対しては、その段階に対する空間的処理装置は、その段階に対する検出されたシンボルストリームを導出するために、前の段階内の干渉相殺器からのＮ_Ｒ個の修正されたシンボルストリームを受信しそして処理する。各段階に対して、１個の検出されたシンボルストリームが、対応する復号されたデータストリームを与えるためにＲＸデータ処理装置によって選択されそして処理される。第２から、第２から最後の段階までの各々に対しては、その段階内の干渉相殺器は、前の段階内の干渉相殺器からＮ_Ｒ個の修正されたシンボルストリームを、そして同じ段階内のＲＸデータ処理装置から復号されたデータストリームを受信し、その段階によって回復されたシンボルストリームに起因するＮ_Ｒ個の干渉成分を導出し、そしてＮ_Ｒ個の修正されたシンボルストリームを次の段階に対して与える。

連続干渉相殺受信機処理技術は、さらに詳細に前述の米国特許出願シリアル番号09/993,087および09/854,235の中に記述されている。

図７および９は、それによって受信機がデータストリームに対するレートを戻り送出する簡素な設計を示している。他の設計もまた実現することが可能であり、そして本発明の範囲内にある。たとえば、チャネル推定が送信機に送出されることが可能であり（レートの代わりに）、そしてそれはそこでこれらのチャネル推定に基づいてデータストリームに対するレートを決定することが可能である。

この中に記述されたレート制御技術は、種々の設計を用いて実現することが可能である。たとえば、図９における、チャネル推定を導出しそして与えるために使用されるチャネル推定器９４０は、受信機システム内の種々のエレメントによって実現することが可能である。レートを決定するための処理に関する若干あるいはすべては、制御器７７０によって実行する（たとえば、メモリ７７２内に記憶された１個あるいはそれ以上のルックアップテーブルを使用して）ことが可能である。レート制御を実現することに対する他の設計もまた期待することが可能であり、そして本発明の範囲内にある。

この中に記述されたレート制御技術は種々の方法によって実現することが可能である。たとえば、これらの技術はハードウエア、ソフトウエア、あるいはそれらの組み合わせ内で実現することが可能である。ハードウエア実現に対しては、レート制御を実現するために使用されるエレメントの若干は、１個あるいはそれ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、処理装置、制御器、マイクロ制御器、マイクロ処理装置、この中に記述された機能を実行するように設計された他の電子的ユニット、あるいはこれらの組み合わせの中に実現することが可能である。

ソフトウエア実現に対しては、レート制御の若干の部分はこの中に記述された機能（たとえば、手順、機能等）を実行するモジュールを用いて実現することが可能である。ソフトウエアコードは、メモリユニット（たとえば、図７におけるメモリ７３２、あるいは７７２）内に記憶し、そして処理装置（たとえば、制御器７３０あるいは７７０）によって実行することが可能である。メモリユニットは、処理装置の内部、あるいは処理装置の外部に実現することが可能であり、いずれの場合も、当業界において知られるように、それは種々の方法によって処理装置と通信的に結合されることが可能である。

開示された実施例に関する以上の記述は、当業界において熟練したいかなる人にも本発明を作成し、あるいは使用することを可能とするために与えられる。これらの実施例に対する種々の修正が当業界において熟練した人々には容易に明白であろう。そしてこの中に定義された一般的な原理は、本発明の精神あるいは範囲から逸脱することなしに他の実施例に適用することが可能である。したがって、本発明はこの中に示された実施例に限定されることを意図したものではなく、しかし、この中に開示された原理および新規な特徴と矛盾のない最も広い範囲に一致されるべきものである。

Claims (44)

1. マルチチャネル通信システムにおいて、無線通信チャネル上のデータ伝送に対するレートを決定するための方法であって、
   データ伝送に対して使用されるべき複数の伝送チャネルを識別し、
   伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて、伝送チャネルに対する等価システムを定義し、
   等価システムに基づいて伝送チャネルに対するメトリックを導出し、
   メトリックに基づいてデータ伝送に対する特定のレートを決定する
   ことを含む方法。
2. さらに、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定することを含み、そして
   等価システムは、付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネル、および伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有していると定義される
   請求項１記載の方法。
3. さらに、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて、各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定することを含み、そして
   伝送チャネルに関する平均スペクトル効率は伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて決定される
   請求項２記載の方法。
4. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、制約のあるスペクトル効率関数に基づいて推定される、請求項３記載の方法。
5. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、データ伝送に対して使用されるべき変調方式に基づいてさらに推定される、請求項４記載の方法。
6. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、制約のないスペクトル効率関数に基づいて推定される、請求項３記載の方法。
7. ここで、メトリックを導出することは、
   等価システムに対する等価信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を決定することを含み、
   そしてここで、メトリックは等価ＳＮＲに関係する、請求項２記載の方法。
8. ここで、等価ＳＮＲは、各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定するために使用されるスペクトル効率関数の逆関数に基づいて決定される、請求項７記載の方法。
9. ここで、メトリックを導出することは、さらに、
   通信システム内の損失を考慮に入れるために、等価ＳＮＲを調整することを含み、そしてここで、メトリックは調整された等価ＳＮＲに関係する、請求項７記載の方法。
10. さらに、データ伝送に対して使用するための特定の変調方式を決定することを含み、そして等価システムはさらに変調方式に基づいて定義される、請求項１記載の方法。
11. さらに、通信システムによって特定のデータレートをサポートするために必要とされるＳＮＲを決定することを含み、そしてここで特定のデータレートは、もしも必要とされるＳＮＲがメトリックよりもより小さいかあるいは等しい場合は、伝送チャネルによってサポートされると決定される、請求項１記載の方法。
12. ここで、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性は各伝送チャネルに対するＳＮＲを含む、請求項１記載の方法。
13. ここで、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性は、伝送チャネルに対する推定された周波数応答および、推定された雑音分散を含む、請求項１記載の方法。
14. ここで、伝送チャネルは、周波数選択性フェージングを有するマルチパス無線通信チャネルにおける周波数サブチャネルあるいは空間的サブチャネルあるいは両者である、請求項１記載の方法。
15. ここで、マルチチャネル通信システムは多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムであり、そして伝送チャネルは空間的サブチャネルに対応する、請求項１記載の方法。
16. ここで、マルチチャネル通信システムは、直交周波数分割マルチプレクス（ＯＦＤＭ）通信システムであり、そして伝送チャネルは周波数サブチャネルに対応する、請求項１記載の方法。
17. ここで、マルチチャネル通信システムは、直交周波数分割マルチプレクス（ＯＦＤＭ）を使用する多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムであり、そして伝送チャネルは空間的サブチャネルに関する周波数サブチャネルに対応する、請求項１記載の方法。
18. ここで、レートのセットはデータ伝送に対して利用可能であり、方法はさらに伝送チャネルによってサポートされる最高のレートを決定するために１個あるいはそれ以上の利用可能なレートの各々の数値を求めることを含む、請求項１記載の方法。
19. マルチチャネル通信システムにおいて、無線通信チャネル上へのデータ伝送に対するレートを決定するための方法であって、
    データ伝送に対して使用されるべき伝送チャネルに関するグループを識別し、
    各伝送チャネルに関する推定された信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を取得し、
    伝送チャネルに対する推定されたＳＮＲに基づいて各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定し、
    伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定し、
    伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有する等価システムに対する等価ＳＮＲを決定し、
    通信システムによって特定のデータレートをサポートするために必要とされるＳＮＲを決定し、そして
    等価ＳＮＲおよび必要とされるＳＮＲに基づいて、データ伝送に対する特定のレートが伝送チャネルによってサポートされるか否かを決定する
    ことを含む方法。
20. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、制約のないスペクトル効率関数に基づいて推定される、請求項１９記載の方法。
21. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、データ伝送に対して使用されるべき変調方式に基づいてさらに推定される、請求項１９記載の方法。
22. ここで、マルチチャネル通信システムは、ＯＦＤＭを使用するＭＩＭＯ通信システムである、請求項１９記載の方法。
23. マルチチャネル通信システムにおいて、無線通信チャネル上に送信されるべきデータストリームのセットに対するレートのセットを決定することに対する方法であって、
    各データストリームに対して使用されるべき伝送チャネルに関するグループを識別し、
    グループ内の伝送チャネルに関する、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて各伝送チャネルグループに対する等価システムを定義し、
    組み合わせられた等価システムに基づいて各伝送チャネルグループに対するメトリックを導出し、そして
    データストリームと組み合わせられたメトリックに基づいて各データストリームに対するレートを決定する
    ことを含む方法。
24. さらに、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定し、そして
    伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて各グループ内の伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定し、そして
    ここで各伝送チャネルグループに対する等価システムは付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルおよびグループ内の伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有すると定義される
    ことを含む、請求項２３記載の方法。
25. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、制約のない、あるいは制約のあるスペクトル効率関数に基づいて推定される、請求項２４記載の方法。
26. さらに、各データストリームに対して、通信システムによって特定のレートをサポートするために必要とされるＳＮＲを決定することを含み、そしてここで、特定のレートは、もしも必要とされるＳＮＲがデータストリームと組み合わせられたメトリックよりもより小さいかあるいは等しい場合は、データストリームに対する伝送チャネルに関するグループによってサポートされると決定される、
    請求項２３記載の方法。
27. ここで、マルチチャネル通信システムはＯＦＤＭを使用するＭＩＭＯ通信システムであり、そして伝送チャネルは、空間的サブチャネルに関する周波数サブチャネルに対応する請求項２３記載の方法。
28. ここで、各データストリームは、それぞれの送信アンテナ上に送信され、そして各送信チャネルグループは１個の送信アンテナに対するすべての周波数サブチャネルを含む請求項２７記載の方法。
29. データ伝送に対して使用されるべき複数の伝送チャネルを識別し、
    伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて伝送チャネルに対する等価システムを定義し
    等価システムに基づいて伝送チャネルに対するメトリックを導出し、そして
    メトリックに基づいてデータ伝送に対する特定のレートを決定するための、ディジタル情報を理解する能力を有するディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）と通信的に結合されたメモリ。
30. ここで、ＤＳＰＤはさらに、
    １個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定し、そして
    伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて、伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定するためのディジタル情報を理解する能力を有し、そして
    ここで、等価システムは付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルおよび伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有すると定義される、
    請求項２９記載のメモリ。
31. マルチチャネル通信システムにおける受信機であって、
    複数の伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の特性の推定を導出する能力を有するチャネル推定器と、そして
    伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて等価システムを定義し、
    等価システムに基づいて伝送チャネルに対するメトリックを導出し、そして
    メトリックに基づいてデータ伝送に対する特定のレートを決定する能力を有するレート選択器を含む、受信機ユニット。
32. ここで、レート選択器はさらに、
    １個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定し、そして
    伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定する
    能力を有し、そして
    ここで、等価システムは、付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルおよび、伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有すると定義されている請求項３１記載の受信機ユニット。
33. ここで、各伝送チャネルに関するスペクトル効率は、制約のある、あるいは制約のない、チャネルスペクトル効率関数に基づいて推定される、請求項３２記載の受信機ユニット。
34. さらに、各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定するために使用される関数に対する１個あるいはそれ以上の表を記憶するために配置されたメモリを含む請求項３２記載の受信機ユニット。
35. さらに、特定のレートを含む帰還情報を与える能力を有する制御器を含む、請求項３１記載の受信機ユニット。
36. マルチチャネル通信システムにおける装置であって、
    データ伝送に対して使用されるべき複数の伝送チャネルを識別するための手段と、
    伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて等価システムを定義するための手段と、
    等価システムに基づいて伝送チャネルに対するメトリックを導出するための手段と、そして
    メトリックに基づいてデータ伝送に対する特定のレートを決定するための手段と
    を含む装置。
37. さらに、１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて、各伝送チャネルに関するスペクトル効率を推定するための手段と、そして
    伝送チャネルに関する推定されたスペクトル効率に基づいて、伝送チャネルに関する平均スペクトル効率を決定するための手段とを含み、そして
    ここで等価システムは付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルおよび伝送チャネルに関する平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有すると定義される、
    請求項３６記載の受信機装置。
38. さらに、各伝送に関するスペクトル効率を推定するために使用される関数に対する、１個あるいはそれ以上の表を記憶するための手段を含む、請求項３７記載の受信機装置。
39. マルチチャネル通信システムにおける送信機ユニットであって、
    無線通信チャネルにおいて複数の伝送チャネル上へのデータ伝送に対して使用するレートを識別する能力を有する制御器と、ここでレートは伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて伝送チャネルに対して定義された、等価システムに基づいて決定されており
    符号化されたデータを与えるために、特定の符号化方式に従って識別されたレートで与えられたデータを符号化する能力を有する送信データ処理装置と、そして
    変調されたデータを与えるために、特定の変調方式に従って符号化されたデータを変調する能力を有する変調器と
    を含む送信機ユニット。
40. さらに、変調されたデータに対する少なくとも１個の変調された信号を発生する能力を有する送信機を含む請求項３９記載の送信機ユニット。
41. ここで、マルチチャネル通信システムは、ＯＦＤＭを使用するＭＩＭＯ通信システムであり、そして伝送チャネルは空間的サブチャネルに関する周波数サブチャネルに対応する、請求項３９の送信機ユニット。
42. 無線通信システムにおける装置であって、
    無線通信チャネル内の複数の伝送チャネル上へのデータ伝送に対して使用するためのレートを識別するための手段と、ここでレートは伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて、伝送チャネルに対して定義された等価システムに基づいて決定されており、
    符号化されたデータを与えるために、特定の符号化方式に従って識別されたレートで与えられたデータを符号化するための手段と、
    変調されたデータを与えるために、特定の変調方式に従って符号化されたデータを変調するための手段とを含む装置。
43. マルチチャネル通信システムにおける送信機ユニットであって、
    無線通信チャネル上に送信されるべきデータストリームのセットに対するレートのセットを識別する能力を有する制御器と、ここで各データストリームに対するレートは、データストリームに対して使用される伝送チャネルに関するグループに対して定義された等価システムに基づいて決定されており、そしてここで、各伝送チャネルグループに対する等価システムは、グループ内の伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の推定されたチャネル特性に基づいて定義されており、
    対応する符号化されたデータストリームを与えるために、データストリームに対して選択された符号化方式に従って識別されたレートで与えられた各データストリームを符号化する能力を有する少なくとも１個の送信データ処理装置と、そして
    対応する変調ストリームを与えるために、データストリームに対して選択された変調方式に従って各符号化されたデータストリームを変調する能力を有する少なくとも１個の変調器とを含む送信機ユニット。
44. マルチチャネル通信システムであって、
    複数の伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の特性の推定を導出する能力を有するチャネル推定器と、そして
    伝送チャネルに関する１個あるいはそれ以上の、推定されたチャネル特性に基づいて等価システムを定義し、等価システムに基づいて伝送チャネルに対するメトリックを導出し、そしてメトリックに基づいてデータ伝送に対する特定のレートを決定する能力を有するレート選択器とを含む受信機ユニットと、そして
    符号化されたデータを与えるために符号化方式に従って決定されたレートで与えられたデータを符号化する能力を有する少なくとも１個の送信データ処理装置と、そして
    変調されたデータを与えるために変調方式に従って符号化されたデータを変調する能力を有する少なくとも１個の変調器と
    を含む送信機ユニットと
    を含むシステム。

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