JP6060778B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の制御量をその指令値に制御すべく、回転座標系における前記回転機の印加電圧の位相を操作する電圧位相操作手段を備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、永久磁石同期機のトルクを指令トルクにフィードバック制御すべく、同期機の回転座標系であるｄｑ座標系において、ｑ軸を基準した同期機の印加電圧の位相を操作する制御装置が知られている。これにより、同期機のトルク制御性の向上を図っている。

特許第３７４６３７７号公報

ただし、本発明者は、上述したフィードバック制御系において同期機のトルク制御性が大きく低下するといった問題に直面した。詳しくは、上記印加電圧の位相を入力としてｄｑ座標系における同期機に流れる電流（ｑ軸電流）を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性は、同期機の電気角周波数付近に極大値を有する。このため、何らかの要因によってフィードバック制御系に外乱が加わると、同期機のトルクの変動によって同期機の制御が不安定となる等、同期機のトルク制御性が大きく低下し得る。

こうした問題に対処すべく、フィードバック制御における比例ゲインを低下させることも考えられる。ただし、この場合、同期機のトルク制御の応答性が大きく低下し得る。

なお、こうした問題は、上述した同期機に限らず、制御量をその指令値に制御するための印加電圧の位相が操作される回転機であれば、同様に生じ得る。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御量の制御性を好適に向上させることのできる回転機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、回転機（１０；７０）の制御量をその指令値に制御すべく、回転座標系における前記回転機の印加電圧の位相を操作する位相操作手段を備える。こうした構成を前提として、本発明は、前記位相を入力として前記回転座標系における前記回転機に流れる電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、位相補正手段を備えることで、上記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減させることができる。このため、回転機の制御を安定させることができる等、回転機の制御量の制御性を好適に向上させることができる。

第１の実施形態にかかる誘導機の制御システムの構成図。 同実施形態にかかるベクトル制御領域及び電圧位相制御領域を示す図。 同実施形態にかかるベクトル制御に関するブロック図。 同実施形態にかかる電圧位相制御に関するブロック図。 同実施形態にかかる電圧ベクトル及び位相を示す図。 同実施形態にかかる位相補正量算出部の設計手法を説明するための図。 同実施形態にかかる電圧位相制御による効果を示す図。 同実施形態にかかる電圧位相制御による効果を示す図。 第２の実施形態にかかる電圧位相制御に関するブロック図。 第３の実施形態にかかる電圧位相制御に関するブロック図。 第４の実施形態にかかる電圧位相制御に関するブロック図。 第５の実施形態にかかる同期機の制御システムの構成図。 同実施形態にかかる電圧位相制御に関するブロック図。 同実施形態にかかる電圧ベクトル及び位相を示す図。 同実施形態にかかる同期機の伝達関数の算出手法を説明するための図。 同実施形態にかかる位相補正量算出部の設計手法を説明するための図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機を備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータジェネレータ１０は、誘導機であり、より詳しくは、３相かご型誘導機である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して「直流電源」としての高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えている。スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータジェネレータ１０の￥相に接続されている。本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、ＩＧＢＴを用いている。そして、スイッチング素子Ｓ￥＃には、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

ここで、本実施形態において、モータジェネレータ１０の制御システムは、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、モータジェネレータ１０のＶ相及びＷ相を流れる電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０は、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。なお、図１には、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号を「ｇ￥＃」にて示した。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。ここで、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、車両の走行制御を統括する制御装置等、制御装置２０よりも上位の制御装置から制御装置２０に対して出力される。

本実施形態において、制御装置２０は、ベクトル制御又は電圧位相制御によってモータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御する。詳しくは、図２に示すように、モータジェネレータ１０の低回転速度領域から中回転速度領域までにおいてベクトル制御を行い、高回転速度領域において電圧位相制御を行う。ここで、ベクトル制御を行う領域と電圧位相制御を行う領域との境界は、指令トルクＴｒｑ＊が高いほど低回転速度側となる。ここでは、モータジェネレータ１０のパワーＷｍ（モータジェネレータ１０の回転速度Ｎｍ及び指令トルクＴｒｑ＊の乗算値）と、電圧センサ１６によって検出された電源電圧ＶＤＣとに基づき、ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれかを選択すればよい。なお、本実施形態において、ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれかを制御装置２０が選択する処理が「選択手段」を構成する。

続いて、ベクトル制御及び電圧位相制御について詳述する。

まず、図３を用いて、ベクトル制御について説明する。ここで、図３は、ベクトル制御に関する処理のブロック図である。なお、本実施形態において、図３に示すベクトル制御に関する処理が「ベクトル制御手段」を構成する。

２相変換部２２は、電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗを、αβ軸上の電流である１次電流ｉα１，ｉβ１に変換する。ここで、αβ座標系は、モータジェネレータ１０の直交２次元固定座標系である。詳しくは、本実施形態では、α軸を、モータジェネレータ１０の固定子のＵ相正方向とし、β軸を、α軸に対して直交する方向（「π／２」進んだ方向）とする。

回転座標変換部２４は、１次電流ｉα１，ｉβ１を、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１に変換する。ここで、γδ座標系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転角周波数である１次周波数ω１（電源角周波数）で回転する直交２次元回転座標系である。ちなみに、回転座標変換部２４による変換処理は、後述する処理によって算出される出力電圧ベクトルの基本波成分の位相である電源角（以下、１次位相θ１）に基づき行われる。なお、本実施形態において、１次位相θ１は、αβ座標系及びγδ座標系の位相差に相当する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御するための制御系を、１次電流ｉγ１，ｉδ１を１次指令電流ｉγ１＊，ｉδ１＊にフィードバック制御する制御系として構成する。この際、指令トルクＴｒｑ＊を与えただけでは、１次指令電流ｉγ１＊，ｉδ１＊を一義的に定めることができない。そこで、本実施形態では、δ軸上の２次磁束φδ２を「０」に制御することとし、指令トルクＴｒｑ＊と、γ軸上の２次指令磁束φγ２＊とに基づき、１次指令電流ｉγ１＊，ｉδ１＊を算出する処理を行う。

詳しくは、トルク偏差算出部２５は、後述するトルク推定部５２によって推定されたトルクＴｍを指令トルクＴｒｑ＊から減算することで、トルク偏差ΔＴを算出する。トルクフィードバック制御部２６は、上記トルクＴｍを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸上の１次指令電流ｉδ１＊を算出する。詳しくは、トルクフィードバック制御部２６は、トルク偏差ΔＴに基づく比例積分制御によって１次指令電流ｉδ１＊を算出する。

一方、磁束偏差算出部２７は、後述するγδ変換部５０によって推定されるγ軸上の２次磁束φγ２を２次指令磁束φγ２＊から減算することで、磁束偏差Δφを算出する。磁束フィードバック制御部２８は、上記γ軸上の２次磁束φγ２を２次指令磁束φγ２＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸上の１次指令電流ｉγ１＊を算出する。詳しくは、磁束偏差算出部２７は、磁束偏差Δφに基づく比例積分制御によって１次指令電流ｉγ１＊を算出する。なお、本実施形態において、トルク偏差算出部２５、トルクフィードバック制御部２６、磁束偏差算出部２７及び磁束フィードバック制御部２８が「指令電流算出手段」を構成する。

γ軸電流フィードバック制御部３０は、１次電流ｉγ１を１次指令電流ｉγ１＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸上の１次電圧成分である１次指令電圧ｖγ１＊を算出する。詳しくは、１次指令電流ｉγ１＊及び１次電流ｉγ１の偏差の比例積分制御によってγ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊を算出する。なお、γ軸電流フィードバック制御部３０の出力値に、周知の非干渉制御を適用してγ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊を算出してもよい。

δ軸電流フィードバック制御部３２は、１次電流ｉδ１を１次指令電流ｉδ１＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸上の１次電圧成分である１次指令電圧ｖδ１＊を算出する。詳しくは、１次指令電流ｉδ１＊及び１次電流ｉδ１の偏差の比例積分制御によってδ軸上の１次指令電圧ｖδ１＊を算出する。なお、δ軸電流フィードバック制御部３２の出力値に、周知の非干渉制御を適用してδ軸の１次指令電圧ｖδ１＊を算出してもよい。また、本実施形態において、γ軸電流フィードバック制御部３０及びδ軸電流フィードバック制御部３２が「第１の指令電圧算出手段」を構成する。

固定座標変換部３４は、１次位相θ１に基づき、γδ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊，ｖδ１＊を、αβ軸上の１次指令電圧ｖα＊１，ｖβ１＊に変換する。また、３相変換部３６は、αβ軸上の１次指令電圧ｖα＊１，ｖβ１＊を、Ｕ相の指令電圧ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧ｖｖ＊、Ｗ相の指令電圧ｖｗ＊に変換する。なお、本実施形態において、固定座標変換部３４が「座標変換手段」を構成する。

操作信号生成部３８は、インバータＩＮＶの出力電圧を、指令電圧ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を模擬した電圧とすべく、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成する処理を行う。本実施形態では、指令電圧ｖ￥＊を電源電圧ＶＤＣによって規格化した信号と三角波形状のキャリア信号との大小比較によって生成されるＰＷＭ信号に基づき、操作信号ｇ￥＃を生成する。

ここで、上述した処理を行う上で必要なパラメータの算出（推定）処理について説明する。

すべり角周波数推定部４０は、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１を入力として、以下の式（ｅｑ１）によってすべり角周波数ωｓを推定する。

上式（ｅｑ１）において、「Ｌ２」を２次インダクタンスとし、「Ｒ２」を２次抵抗とすると、「τ２＝Ｌ２／Ｒ２」である。上式（ｅｑ１）は、本実施形態の特有の設定を前提としたものである。すなわち、δ軸上の２次磁束φδ２を「０」に制御することと、指令トルクＴｒｑ＊が一定である場合にγ軸上の２次指令磁束φγ２＊が一定となることとから、指令トルクＴｒｑ＊が一定である場合にγ軸上の１次電流ｉγ１が一定であるとみなして上式（ｅｑ１）が導かれる。

一方、１次周波数算出部４２は、後述する１次位相θ１の微分演算によって、１次周波数ω１を算出する。２次周波数算出部４４は、１次周波数ω１からすべり角周波数ωｓを減算することで、２次周波数ω２を算出する。

２次磁束算出部（磁束オブザーバ４６）は、αβ軸上の１次電流ｉα１，ｉβ１と、αβ軸上の１次指令電圧ｖα１＊，ｖβ１＊と、２次周波数ω２とを入力として、２次磁束φα２ｅ，φβ２ｅを推定する。ここで、添え字の「ｅ」は、磁束オブザーバ４６による推定値であることを示す。なお、磁束オブザーバ４６としては、例えば、周知の最小次元オブザーバや同一次元オブザーバを用いればよい。また、本実施形態において、磁束オブザーバ４６が「２次磁束算出手段」を構成する。

ここで、本実施形態において、γ軸の正方向（位相の基準）は、磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトルの方向に設定されている。そして、γδ座標系は、αβ座標系に対して２次磁束ベクトルの回転角速度と同じ角速度で回転する。

１次位相算出部４８は、磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトル（αβ軸上の２次磁束φα２ｅ，φβ２ｅ）に基づき、以下の式（ｅｑ２）によって、１次位相θ１を算出する。

こうして算出された１次位相θ１は、回転座標変換部２４、固定座標変換部３４等の座標変換処理や、１次周波数算出部４２による１次周波数ω１の算出処理に用いられる。

γδ変換部５０は、１次位相θ１に基づき、磁束オブザーバ４６によって推定されたαβ軸上の２次磁束φα２ｅ，φβ２ｅを、γδ軸上の２次磁束φγ２，φδ２に変換する。ここで、γ軸上の２次磁束φγ２は、磁束フィードバック制御の制御量となる。

トルク推定部５２は、γ軸上の２次磁束φγ２と、δ軸上の１次電流ｉδ１とを入力として、下式（ｅｑ３）によってモータジェネレータ１０のトルクＴｍを推定する。

なお、上式（ｅｑ３）において、「Ｐｎ」は極対数を示し、「Ｍ」は相互インダクタンスを示す。このトルクＴｍは、トルクフィードバック制御の制御量となる。

続いて、図４を用いて、電圧位相制御について説明する。この制御は、電圧利用率の向上を図るべくなされる制御である。ここで、図４は、電圧位相制御に関する処理のブロック図である。なお、図４において、先の図３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。また、図４では、先の図３に示した処理の一部の図示を省略している。

トルク制御器５６は、トルク偏差算出部２５によって算出されたトルク偏差ΔＴを入力として、基準電圧位相θ＊を算出する。本実施形態において、トルク制御器５６は、１次遅れ要素によって構成されている。なお、本実施形態において、トルク制御器５６が「位相算出手段」を構成する。

指令電圧位相算出部５８は、トルク制御器５６によって算出された基準電圧位相θ＊と、後述する位相補正量算出部６１によって算出された電圧位相補正量Δθとの加算値として、指令電圧位相θｖ＊を算出する。

指令電圧算出部６０は、指令電圧の最大値を電源電圧ＶＤＣの「１／２」で除算した値である変調率Ｒｍ、及び電源電圧ＶＤＣに基づき、γδ軸上の指令電圧ベクトルＶｍ＊を算出し、算出された指令電圧ベクトルＶｍ＊及び指令電圧位相θｖ＊に基づき、γδ軸上の１次指令電圧ｖγ１，ｖδ１を算出する。ここでは、電源電圧ＶＤＣが高いほど、指令電圧ベクトルＶｍ＊の振幅が大きく算出される傾向にある。ここで、上記振幅とは、γ軸上の１次指令電圧ｖγ１の２乗値及びδ軸上の１次指令電圧ｖδ１の２乗値の加算値の平方根である。なお、指令電圧算出部６０によって算出された１次指令電圧ｖγ１，ｖδ１は、固定座標変換部３４及び３相変換部３６を介して操作信号生成部３８に入力される。

ちなみに、本実施形態において、指令電圧算出部６０が「振幅算出手段」及び「指令電圧算出手段（第２の指令電圧算出手段）」を構成する。また、本実施形態において、指令電圧位相算出部５８及び位相補正量算出部６１以外の図４に示す各種処理が、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御すべく、γδ座標系におけるモータジェネレータ１０の印加電圧の位相を操作する「位相操作手段」を構成する。

続いて、本実施形態にかかる上記位相補正量算出部６１の設計手法について説明する。

まず、位相補正量算出部６１の説明に先立ち、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）について説明する。

γδ座標系におけるモータジェネレータ１０の電圧方程式は、下式（ｅｑ４）によって表される。

なお、本実施形態では、上述したように、γ軸の正方向を磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトルの方向に設定しているため、δ軸上の２次磁束φδ２が「０」となる。また、上式（ｅｑ４）において、「Ｌ１」は１次インダクタンスを示し、「ｐ」は微分演算子を示す。

上式（ｅｑ４）を１次電圧ｖγ１，ｖδ１について示すと、下式（ｅｑ５），（ｅｑ６）が導かれる。

ここで、図５に示すように、指令電圧ベクトルＶｍ＊が微小角Δθｖ回転する場合におけるγδ軸上の１次電圧の微小変動量Δｖγ１，Δｖδ１は、上式（ｅｑ５），（ｅｑ６）に基づき、下式（ｅｑ７），（ｅｑ７）によって表される。

ここで、γδ軸上の１次電圧の微小変動量Δｖγ１，Δｖδ１は、下式（ｅｑ９），（ｅｑ１０）のようにも表すことができる。

上式（ｅｑ１０）において、「Ｖγａｖｅ」は、上式（ｅｑ５）で表されるγ軸上の１次電圧ｖδ１の時間平均値である。また、上式（ｅｑ９）において、「Ｖδａｖｅ」は、上式（ｅｑ６）で表されるδ軸上の１次電圧ｖδ１の時間平均値である。

上式（ｅｑ７）〜（ｅｑ１０）から、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）を下式（ｅｑ１１）によって表すことができる。

ここで、上式（ｅｑ１１）において２つの近似を用いる。１つ目は、「Ｖδａｖｅ＞＞Ｖγａｖｅ」なる近似である。これは、以下に説明する理由によって成立する近似である。つまり、本実施形態では、電圧位相制御が行われる領域（弱め界磁領域）において、モータジェネレータ１０における効率等の観点から、指令トルクＴｒｑ＊が小さめに設定される。これにより、指令電圧ベクトルＶｍ＊がδ軸近傍（例えば、指令電圧位相θｖ＊で４５°〜１３５°）となり、γ軸上の１次指令電圧ｖγ１＊が小さくなる。こうした理由から、「Ｖａｖｅδ＞＞Ｖａｖｅγ」なる近似が成立する。

２つ目は、下式（ｅｑ１２）によって表される近似である。

こうした近似は、１次電圧ｖδ１の時間平均値Ｖδａｖｅを考える場合に上式（ｅｑ６）の右辺第１項の微分演算子ｐを含む項が無視できること、及び電圧位相制御が行われる高回転領域において上式（ｅｑ６）の右辺第２項が支配的となることから導かれる。

以上説明した２つの近似を用いると、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）は、下式（ｅｑ１３）によって表される。

続いて、図６を用いて、位相補正量算出部６１の設計手法について説明する。

本実施形態では、位相補正量算出部６１を、「除去手段」としてのハイパスフィルタによって構成している。このため、位相補正量算出部６１の伝達関数Ｃ１（ｓ）は、下式（ｅｑ１４）によって表される。

上式（ｅｑ１４）において、「Ｋ」はゲインを示し、「ωＣＴ」はトルク応答周波数（遮断周波数）を示す。

ここで、図６において、指令電圧位相θｖ＊を入力として、δ軸上の１次電流ｉδ１を出力とする閉ループ伝達関数Ｐ２（ｓ）は、下式（ｅｑ１５）によって表される。

なお、電圧位相制御が行われる領域が高回転速度域であることから、上式（ｅｑ１５）の右辺の分母において、１次抵抗Ｒ１の２乗を含む項を無視している。

ここで、上式（ｅｑ１５）の分母において、ラプラス演算子ｓの１次項として１次周波数ω１を含む項が存在する。この項の存在により、モータジェネレータ１０の伝達関数Ｐ１（ｓ）の利得に関する周波数特性がその１次周波数ω１付近に極大値を有することとなる。このため、本実施形態では、１次周波数ω１を含む項を除去するように、ハイパスフィルタのゲインKを設定する。すなわち、位相補正量算出部６１のゲインＫを、下式（ｅｑ１６）のように設定する。

γ軸上の１次電流ｉγ１を入力としてゲインＫを設定する構成によれば、位相補正量算出部６１を、指令電圧位相θｖ＊を入力としてδ軸上の１次電流ｉδ１を出力とする伝達関数Ｐ１（ｓ）の利得に関する周波数特性において、上記周波数特性の１次周波数ω１付近の利得を低減するように指令電圧位相θｖ＊を補正する「位相補正手段」として構成することができる。すなわち、本実施形態では、ハイパスフィルタによってδ軸上の１次電流ｉδ１の低周波数成分を除去し、低周波数成分が除去された１次電流ｉδ１を電圧位相補正量Δθとすることで、上記周波数特性の１次周波数ω１付近の利得を低減させることができる。

ちなみに、本実施形態では、トルク制御器５６を、下式（ｅｑ１７）によって表す１次遅れ要素によって構成している。

なお、本実施形態では、トルク制御器５６のゲインＡを、位相補正量算出部６１のゲインＫと同一の値に設定した。

続いて、図７及び図８を用いて、位相補正量算出部６１を設けた効果について説明する。

まず、図７に、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、モータジェネレータ１０の力行時におけるトルクＴｍを出力とする閉ループ周波数特性を示す。ここで、図中、（ａ）は、利得に関する周波数特性を示し、（ｂ）は、位相に関する周波数特性を示す。また、図中、比較技術とは、先の図４に示す構成から位相補正量算出部６１を除去した技術のことである。

図示されるように、本実施形態によれば、利得に関する周波数特性において、１次周波数ω１付近の極大値を低減させることができる。

続いて、図８に、トルク推定部５２によって推定されたトルクＴｍ、及びδ軸上の１次電流ｉδ１の推移を示す。

図示されるように、本実施形態によれば、比較技術と比較して、δ軸上の１次電流ｉδ１及び推定トルクＴｍのそれぞれの脈動を５８％低減させることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）位相補正量算出部６１をハイパスフィルタによって構成した。そして、位相補正量算出部６１においてδ軸上の１次電流ｉδ１の低周波数成分を除去し、低周波数成分が除去されたδ軸上ｉδ１に基づき、電圧位相補正量Δθを算出した。そして、電圧位相補正量Δθを基準電圧位相θ＊に加算することで指令電圧位相θｖ＊を補正した。これにより、伝達関数の利得に関する周波数特性において、上記周波数特性の１次周波数ω１付近の利得を低減させることができる。したがって、モータジェネレータ１０のトルク制御性を好適に向上させることができる。

なお、本実施形態によれば、理論上、トルク制御器５６のゲインを電流ベクトル制御同等まで高めることができる。このため、電圧位相制御によるモータジェネレータ１０のトルク制御の応答性を向上させることもできる。

（２）γ軸の正方向を磁束オブザーバ４６によって推定された２次磁束ベクトルの方向に設定した。これにより、αβ座標系及びγδ座標系のうち一方から他方への座標変換の安定化を図ることなどができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に示すように、本実施形態では、電圧位相補正量Δθをその上限値θｌｉｍｉｔで制限する「制限手段」としてのリミッタ６２を設けた。リミッタ６２の出力値は、指令電圧位相算出部５８に入力される。なお、図９は、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図である。ここで、図９において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られる。

（３）電圧位相補正量Δθを上限値θｌｉｍｉｔで制限するリミッタ６２を設けた。このため、電圧位相補正量Δθを所定範囲に制限することができ、例えばδ軸上の１次電流ｉδ１にノイズが重畳することより、指令電圧位相θｖ＊の補正精度が低下することを回避できる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、δ軸上の１次電流ｉδ１に代えて、γ軸上の２次磁束φγ２に基づき、位相補正量算出部６１において電圧位相補正量Δθを算出する。

図１０に、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１０において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、回転座標変換部２４によって変換されたγ軸上の１次電流ｉγ１は、乗算部６４において、その符号が反転されてかつ相互インダクタンスＭが乗算される。乗算部６４の出力値は、回転座標変換部２４によって変換されたγ軸上の１次電流ｉγ１とともに、位相補正量算出部６１に入力される。位相補正量算出部６１において、１次電流ｉγ１は、ゲインＫの設定に用いられる。また、乗算部６４の出力値であるγ軸上の２次磁束φγ２の符号反転値は、ハイパスフィルタの入力パラメータとして用いられる。ここで、乗算部６４の出力値に基づき電圧位相補正量Δθが算出できるのは、以下に説明する理由に基づく。つまり、γ軸上の２次磁束φγ２及び１次電流ｉγ１の間には、下式（ｅｑ１８）によって表される関係がある。

また、上記第１の実施形態において位相補正量算出部６１（ハイバスフィルタ）の入力パラメータであったδ軸上の１次電流ｉδ１と、γ軸上の１次電流ｉγ１との位相差は「π」である。位相差が「π」であること及び上式（ｅｑ１８）の関係から、乗算部６４ｎ出力値をδ軸上の１次電流ｉδ１の代替値として用いることができる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、指令電圧位相θｖ＊の補正手法を変更する。

図１１に、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１１において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、指令電圧位相算出部５８が除去されている。このため、トルク制御器５６の出力値が指令電圧位相θｖ＊として指令電圧算出部６０に直接入力されることとなる。

こうした構成において、位相加算部６６は、位相補正量算出部６１によって算出された電圧位相補正量Δθ及び１次位相θ１の加算値を算出して固定座標変換部３４に対して出力する。固定座標変換部３４は、γδ座標系からαβ座標系への変換に、１次位相θ１及び電圧位相補正量Δθの加算値を用いる。すなわち、固定座標変換部３４において用いられるγδ座標系及びαβ座標系の位相差を電圧位相補正量Δθで補正することで、指令電圧位相θｖ＊を補正する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータとして、誘導機に代えて、同期機を用いる。

図１２に、本実施形態にかかるモータ制御システムの構成図を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、モータジェネレータ７０は、同期機であり、より詳しくは、永久磁石同期機である。モータジェネレータ７０が備えられる制御システムには、モータジェネレータ７０の回転子の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ７２（例えばレゾルバ）が備えられている。回転角センサ７２の検出値θｅは、制御装置２０に取り込まれる。

なお、本実施形態において、制御装置２０は、上記第１の実施形態と同様に、変調率Ｒｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づき、ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれかを選択してモータジェネレータ７０の制御を行う。ただし、本実施形態では、ベクトル制御についての説明を省略する。

図１３に、本実施形態にかかる電圧位相制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１３において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

回転座標変換部２２ａは、電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸上の電流であるｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑに変換する。ここで、ｄｑ軸系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転角周波数である電気角周波数ωｅで回転する直交２次元回転座標系である。本実施形態では、ｄ軸を、モータジェネレータ７０の回転子に備えられる界磁の磁束方向とし、ｑ軸を、ｄ軸に対して直交する方向（「π／２」進んだ方向）とする。

トルク推定部５２ａは、回転座標変換部２２ａの出力するｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑを入力として、下式（ｅｑ１９）によってモータジェネレータ７０のトルクＴｍを推定する。

なお、上式（ｅｑ１９）において、「Ｌｄ」はｄ軸インダクタンスを示し、「Ｌｑ」はｑ軸インダクタンスを示す。

電気角周波数算出部７４は、回転角センサ７２によって検出された電気角θｅの時間微分値として、電気角周波数ωｅを算出する。

指令電圧位相算出部５８は、トルク制御器５６によって算出された基準電圧位相θ＊と、後述する位相補正量算出部６１aによって算出された電圧位相補正量Δθとの加算値として、指令電圧位相θｖ＊を算出する。

指令電圧算出部６０ａは、変調率Ｒｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ベクトルＶｍ＊を算出し、算出された指令電圧ベクトルＶｍ＊及び指令電圧位相θｖ＊に基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する（図１４参照）。なお、本実施形態において、指令電圧算出部６０ａが「指令電圧算出手段（第２の指令電圧算出手段）」を構成する。

固定座標変換部３４ａは、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を、Ｕ相の指令電圧ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧ｖｖ＊、Ｗ相の指令電圧ｖｗ＊に変換する。固定座標変換部３４ａによって変換された指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、操作信号生成部３８に入力される。

なお、本実施形態において、指令電圧位相算出部５８、位相補正量算出部６１a及び電気角周波数算出部７４以外の図１３に示す各種処理が、モータジェネレータ７０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御すべく、ｄｑ座標系におけるモータジェネレータ１０の印加電圧の位相を操作する「位相操作手段」を構成する。

続いて、本実施形態にかかる上記位相補正量算出部６１aの設計手法について説明する。

まず、位相補正量算出部６１aの説明に先立ち、図１５を用いて、モータジェネレータ７０の伝達関数Ｐ３（ｓ）について説明する。ここで、図１５は、本実施形態にかかる制御系のブロック図である。ここでは、指令電圧算出部６０ａを制御器８０と表現した。ここで、図中、破線で示した経路を無視する場合、制御器８０の入力からｑ軸電流ｉｑまでの開ループ伝達関数Ｐ３（ｓ）、下式（ｅｑ２０）によって表される。

ここで、上式（ｅｑ２０）において、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示す。電圧位相制御が行われる領域（弱め界磁領域）では、電気角周波数ωeが高いことから、電機子巻線抵抗Ｒの２乗値を含む項を無視することができる。この近似を適用すると、上式（ｅｑ２０）を下式（ｅｑ２１）のように表すことができる。

続いて、図１６を用いて、位相補正量算出部６１ａの設計手法について説明する。なお、図１６において、先の図６に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、位相補正量算出部６１ａは、上記第１の実施形態の図６と同様に、ハイパスフィルタによって構成されている。このため、位相補正量算出部６１ａの伝達関数Ｃ２（ｓ）は、上式（ｅｑ１４）によって表される。

ここで、図１６において、指令電圧位相θｖ＊を入力として、ｑ軸電流ｉｑを出力とする閉ループ伝達関数Ｐ４（ｓ）は、下式（ｅｑ２２）によって表される。

上式（ｅｑ２２）の分母において、ラプラス演算子ｓの１次項として電気角周波数ωeを含む項が存在する。この項の存在により、モータジェネレータ７０の伝達関数Ｐ３（ｓ）の利得に関する周波数特性がその電気角周波数ωe付近に極大値を有することとなる。このため、本実施形態では、電気角周波数ωｅを含む項を除去するように、ハイパスフィルタのゲインＫを設定する。すなわち、位相補正量算出部６１ａのゲインＫを、下式（ｅｑ２３）のように設定する。

電気角周波数ωｅを入力としてゲインＫを設定する構成によれば、位相補正量算出部６１ａを、指令電圧位相θｖ＊を入力としてｑ軸電流ｉｑを出力とする伝達関数Ｐ３（ｓ）の利得に関する周波数特性において、上記周波数特性の電気角周波数ωｅ付近の利得を低減するように指令電圧位相θｖ＊を補正する「位相補正手段」として構成することができる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を同期機について得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・「位相補正手段」としては、上記各実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。詳しくは、上記第１の実施形態の図４において、位相補正量算出部６１を除去してかつ、トルク制御器５６に微分器を追加する。こうした構成において、微分器のゲインの調整によって周波数特性の１次周波数ω１付近の利得を低減するものであってもよい。すなわち、この場合、トルク制御器５６から出力される指令電圧位相θｖ＊は、低周波数成分が除去されたδ軸上の１次電流ｉδ１によって既に補正された値となる。こうした構成であっても、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。なお、上記第５の実施形態で説明した同期機についても同様である。
・上記第１の実施形態の図１や、上記第５の実施形態の図１２において、高電圧バッテリ１２及びインバータＩＮＶの間に昇圧コンバータが介在する場合、昇圧コンバータが「直流電源」となる。

・上記第２の実施形態で説明したリミッタ６２を、上記第５の実施形態で説明した同期機の制御システムに適用してもよい。

・上記第４の実施形態で説明した指令電圧位相θｖ＊の補正手法を、上記第５の実施形態で説明した同期機の制御システムに適用してもよい。

・回転機の「制御量」としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

１０…モータジェネレータ、２０…制御装置。

Claims (10)

1. 回転機としての誘導機（１０）に適用される回転機の制御装置において、
   前記誘導機の回転座標系として、前記誘導機に印加される電圧ベクトルの回転角周波数である１次周波数で回転する直交２次元座標系がγδ座標系として定義されており、
   前記誘導機の制御量及びその指令値の偏差に基づき、前記γδ座標系における前記誘導機の印加電圧の位相を算出する位相算出手段と、
   前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記誘導機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
   を有し、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記誘導機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御する位相操作手段と、
   前記位相を入力として前記誘導機に流れるδ軸上の電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記１次周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段と、
   を備え、
   前記位相補正手段は、前記誘導機に流れるδ軸上の電流の低周波数成分を除去してかつ分母及び分子の次数が１次の伝達関数で表されるハイパスフィルタを有し、前記ハイパスフィルタによって前記低周波数成分が除去されたδ軸上の電流に基づき、前記位相算出手段によって算出された前記位相を補正し、
   前記ハイパスフィルタのゲインは、前記誘導機に流れるγ軸上の電流が大きいほど、小さく設定されることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 回転機としての同期機（７０）に適用される回転機の制御装置において、
   前記同期機の回転座標系として、前記同期機に印加される電圧ベクトルの回転角周波数である電気角周波数で回転する直交２次元座標系がｄｑ座標系として定義されており、
   前記同期機の制御量及びその指令値の偏差に基づき、前記ｄｑ座標系における前記同期機の印加電圧の位相を算出する位相算出手段と、
   前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記同期機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
   を有し、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記同期機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御する位相操作手段と、
   前記位相を入力として前記同期機に流れるｑ軸上の電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記電気角周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段と、
   を備え、
   前記位相補正手段は、前記同期機に流れるｑ軸上の電流の低周波数成分を除去してかつ分母及び分子の次数が１次の伝達関数で表されるハイパスフィルタを有し、前記ハイパスフィルタによって前記低周波数成分が除去されたｑ軸上の電流に基づき、前記位相算出手段によって算出された前記位相を補正し、
   前記ハイパスフィルタのゲインは、前記電気角周波数が高いほど、大きく設定されることを特徴とする回転機の制御装置。
3. 回転機としての誘導機（１０）の制御量をその指令値に制御すべく、回転座標系における前記回転機の印加電圧の位相を操作する位相操作手段と、
   前記位相を入力として前記回転座標系における前記回転機に流れる電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段と、
   を備え、
   前記位相操作手段は、
   前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
   前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
   を有し、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
   前記位相補正手段は、前記誘導機の２次磁束の低周波数成分を除去する除去手段を有し、前記除去手段によって前記低周波数成分が除去された２次磁束に基づき、前記位相を補正することを特徴とする回転機の制御装置。
4. 回転機（１０；７０）の制御量をその指令値に制御すべく、回転座標系における前記回転機の印加電圧の位相を操作する位相操作手段と、
   前記位相を入力として前記回転座標系における前記回転機に流れる電流を出力とする伝達関数の利得に関する周波数特性について、前記印加電圧の回転角周波数付近の利得を低減するように前記位相を補正する位相補正手段と、
   を備え、
   前記位相操作手段は、
   前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
   前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転座標系における前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
   前記回転座標系及び固定座標系の位相差に基づき、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧を前記固定座標系における指令電圧に変換する座標変換手段と、
   を有し、前記座標変換手段によって変換された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
   前記位相補正手段は、前記位相の補正を、前記回転角周波数付近の利得を低減するように前記座標変換手段において用いられる前記位相差を補正することで行うことを特徴とする回転機の制御装置。
5. 前記位相操作手段は、
   前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
   前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
   を有し、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
   前記位相補正手段は、前記回転機に流れる電流の低周波数成分を除去する除去手段を有し、前記除去手段によって前記低周波数成分が除去された電流に基づき、前記位相算出手段によって算出された前記位相を補正することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記回転機は、誘導機（１０）であり、
   前記位相操作手段は、
   前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
   前記位相算出手段によって算出された前記位相に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、
   を有し、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
   前記位相補正手段は、前記誘導機の２次磁束の低周波数成分を除去する除去手段を有し、前記除去手段によって前記低周波数成分が除去された２次磁束に基づき、前記位相を補正することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
7. 前記除去手段は、ハイパスフィルタを有することを特徴とする請求項３又は５記載の回転機の制御装置。
8. 前記位相補正手段による前記位相の補正量をその上限値で制限する制限手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記回転機は、誘導機（１０）であり、
   前記回転機の２次磁束ベクトルを算出する２次磁束算出手段を更に備え、
   前記位相操作手段によって操作される前記位相の基準は、前記２次磁束算出手段によって算出された前記２次磁束ベクトルの方向に設定されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記回転座標系における前記回転機の指令電流を算出する指令電流算出手段と、
    前記指令電流及び前記回転座標系における前記回転機に流れる電流の偏差に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する第１の指令電圧算出手段と、
    前記第１の指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御するベクトル制御手段と、
    を更に備え、
    前記位相操作手段は、
    前記制御量及び前記指令値の偏差に基づき、前記位相を算出する位相算出手段と、
    前記回転機の電力供給源となる直流電源（１２）の電圧に基づき、前記回転機の印加電圧の振幅を算出する振幅算出手段と、
    前記位相算出手段によって算出された前記位相及び前記振幅算出手段によって算出された前記振幅に基づき、前記回転機の指令電圧を算出する第２の指令電圧算出手段と、
    を有し、前記第２の指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に前記回転機の印加電圧を制御することで、前記制御量を前記指令値に制御し、
    前記位相操作手段による前記回転機の制御又は前記ベクトル制御手段による前記回転機の制御を選択する選択手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。