JP2012110108A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インダクタに起因するサージ電圧を低減することが可能な、双方向動作が可能なスイッチング電源装置を得る。
【解決手段】第１の直流電圧を降圧して第２の直流電圧を生成する降圧動作モードと、第２の直流電圧を昇圧して第１の直流電圧を生成する昇圧動作モードとを有するスイッチング電源装置１であって、１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとを有するトランス３０と、降圧動作モードにおいて、第１の直流電圧を交流電圧に変換する１次側スイッチング回路１０と、昇圧動作モードにおいて、第２の直流電圧を交流電圧に変換する２次側スイッチング回路２０と、降圧動作モードにおいて、第２の直流電圧を生成するための平滑回路を構成するインダクタＬｃｈと、インダクタに蓄積されたエネルギーを放出する放出手段（抵抗素子Ｒｐ）と、放出手段を制御するための１または複数の放出スイッチ（スイッチング素子ＳＷ２３）とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、１次側に入力された電圧を変圧して２次側から出力する動作モードと、２次側に入力された電圧を変圧して１次側から出力する動作モードとを有する、双方向動作が可能なスイッチング電源装置に関する。

近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、様々な電力貯蔵装置が開発されている。電力貯蔵装置は、例えば太陽光発電などの自然エネルギーを蓄積（充電）し、必要なときに、その蓄積されたエネルギーを放電して利用する用途などに用いられるものである。このような電力貯蔵装置には、一般に、電力の充放電を制御するコンバータ（スイッチング電源装置）が搭載されている。

従来、このようなコンバータは、充電用および放電用の２つの回路網から構成され、それらを切り換えることにより使用されてきた。しかし、近年、小型化や軽量化に対する要求から、充電と放電とを１つの回路網で実現可能なコンバータ（双方向コンバータ）が提案されている。例えば、特許文献１には、１次側に設けられたフルブリッジ回路と２次側に設けられたプッシュプル回路とから構成されたスイッチング電源装置が提案されている。このスイッチング電源装置では、降圧動作モード（充電モード）において、フルブリッジ回路が１次側に入力された直流電圧を交流電圧に変換し、トランスがその交流電圧を降圧し、プッシュプル回路が整流回路として機能することによりその交流電圧を整流し、インダクタを含んで構成された平滑回路がその電圧を平滑化して直流電圧を生成し、２次側に接続されたバッテリを充電する。一方、昇圧動作モード（放電モード）では、プッシュプル回路が２次側に入力された直流電圧を交流電圧に変換し、トランスがその交流電圧を昇圧し、フルブリッジ回路が整流回路として機能することによりその交流電圧を直流電圧に変換し、１次側に放電するように動作する。

ところで、インダクタにおいて蓄積されたエネルギーを放出する様々な方法が開示されている。例えば、特許文献２には、抵抗、容量、ダイオードからなる回路網をインダクタに並列に接続し、インダクタに蓄積したエネルギーを消費させるスイッチング電源回路が開示されている。また、例えば、特許文献３には、１次側に設けられたインダクタに磁気結合した他のインダクタを、ダイオードを介して入力電源（１次側）に接続し、インダクタに蓄積したエネルギーを回生するプッシュプル型のコンバータが開示されている。また、例えば、特許文献４には、１次側に設けられたインダクタに磁気結合した他のインダクタを、ダイオードを介して出力電圧端子（２次側）に接続し、インダクタに蓄積したエネルギーを回生するプッシュプル型のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。また、例えば、特許文献５には、スイッチング周波数をインダクタンスとキャパシタンスからなる共振周波数に近づけることで、インダクタに蓄積されるエネルギーを制御するＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。また、例えば、特許文献６には、インダクタにスイッチを並列接続した電気自動車用充電装置が開示されている。

特開２００７−２０９０８４号公報 特開平１−３１１８６２号公報 特開昭６２−６８０６７号公報 特開２００５−２０４４６３号公報 特開２００１−１１２２５３号公報 特開平８−６５９０４号公報

ところで、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置において、昇圧動作モード（放電モード）では、例えば起動直後などにおいて、１次側の電圧が十分に高くなっていない場合には、プッシュプル回路の２つのスイッチを、同時にオフ状態になる期間を有するように交互にオンオフ制御することがある。このようにすることにより、例えば、１次側に大きな容量性負荷がある場合でも、確実に電荷を蓄積し、１次側の電圧を高くしていくことが可能となる。

しかしながら、このような動作をした場合には、これらの２つのスイッチが共にオフ状態になる期間において、平滑回路のインダクタに蓄積されたエネルギーに起因するサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、これらの２つのスイッチの耐圧を超え、スイッチを破壊してしまうおそれがある。

このようなスイッチング電源装置において、このサージ電圧を低減するために、特許文献２〜５に開示された方法を適用した場合には、昇圧動作モード（放電モード）では所望の特性を得られるものの、降圧動作モード（充電モード）では様々な問題が生じるおそれがある。すなわち、特許文献２〜５に開示された方法は、全て双方向コンバータへの適用を想定したものではないため、双方向動作ができないおそれがある。例えば、特許文献２に開示された方法では、昇圧動作モード（放電モード）だけでなく降圧動作モード（充電モード）においても、ダイオードを介して電流が流れてしまうため、平滑回路としての機能が十分に果たせなくなるおそれがある。また、例えば、特許文献３，４に開示された方法では、昇圧動作モード（放電モード）だけでなく降圧動作モード（充電モード）においても、回生回路を介して電流が流れてしまうため、平滑化回路としての機能を十分に果たせなくなるおそれがある。

また、特許文献６に開示された方法を適用した場合には、昇圧動作モード（放電モード）において、スイッチをオン状態にしても、スイッチのオン抵抗はゼロではないある値を持つため、インダクタにも電流が流れ、エネルギーが蓄積されてしまい、サージ電圧によりスイッチが破壊してしまうおそれがある。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、インダクタに起因するサージ電圧を低減することが可能な、双方向動作が可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、供給された第１の直流電圧を降圧して第２の直流電圧を生成する降圧動作モードと、供給された第２の直流電圧を昇圧して第１の直流電圧を生成する昇圧動作モードとを有するものであり、トランスと、１次側スイッチング回路と、２次側スイッチング回路と、インダクタと、放出手段と、１または複数の放出スイッチとを備えている。トランスは、１次側巻線と２次側巻線とを有するものである。１次側スイッチング回路は、１次側巻線に接続され、降圧動作モードにおいて、スイッチング動作により第１の直流電圧を交流電圧に変換するものである。２次側スイッチング回路は、２次側巻線に接続され、昇圧動作モードにおいて、スイッチング動作により第２の直流電圧を交流電圧に変換するものである。インダクタは、２次側巻線に接続され、降圧動作モードにおいて、第２の直流電圧を生成するための平滑回路を構成するものである。放出手段は、インダクタに蓄積されたエネルギーを放出するものである。放出スイッチは、放出手段の放出動作を制御するためのものである。

本発明のスイッチング電源装置では、降圧動作モードにおいては、１次側スイッチング回路が第１の直流電圧を交流電圧に変換し、トランスがその交流電圧を降圧し、その降圧した交流電圧に基づいて、インダクタを含む平滑回路により第２の直流電圧が生成される。また、昇圧動作モードにおいては、２次側スイッチング回路が第２の直流電圧を交流電圧に変換し、インダクタおよびトランスがその交流電圧を昇圧し、その昇圧した交流電圧に基づいて第１の直流電圧が生成される。その際、インダクタに蓄積されたエネルギーは、放出スイッチをオン状態にすることにより放出手段に伝わり、インダクタから放出される。

本発明のスイッチング電源装置では、放出手段は、エネルギーの消費手段にすることが望ましく、その消費手段は、例えば抵抗素子が好ましい。この場合、スイッチング電源装置は、例えば、インダクタの両端間に接続されたリセット回路をさらに備え、リセット回路は、リセット抵抗とリセット容量とを並列接続し、さらにダイオードを直列接続して構成され、抵抗素子および放出スイッチは、直列接続されるとともに、リセット抵抗およびリセット容量に並列接続されるようにしてもよい。また、例えば、放出スイッチは第１および第２の放出スイッチであり、第１および第２の放出スイッチならびに抵抗素子は、その第１および第２の放出スイッチがその抵抗素子を挟むように直列接続されるとともに、インダクタと並列接続されていてもよい。

また、例えば、放出手段は、第１の電圧または第２の電圧にエネルギーを回生する回生手段であってもよい。

例えば、２次側巻線は、第１および第２の２次側巻線を含み、２次側スイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を含み、第１の２次側巻線の一端および第２の２次側巻線の一端は、互いに接続されるとともにインダクタに接続され、第１の２次側巻線の他端は第１のスイッチング素子に接続され、第２の２次側巻線の他端は第２のスイッチング素子に接続されていてもよい。

例えば、スイッチング電源装置は、昇圧動作モードにおいて、１次側スイッチング回路をスイッチング動作することにより１次側巻線から供給される交流電圧を整流し、降圧動作モードにおいて、２次側スイッチング回路をスイッチング動作することにより２次側巻線から供給される交流電圧を整流するのが望ましい。また、例えば、１次側巻線に接続され、昇圧動作モードにおいて、１次側巻線から供給される交流電圧を整流する１次側整流回路と、２次側巻線に接続され、降圧動作モードにおいて、２次側巻線から供給される交流電圧を整流する２次側整流回路とをさらに備えていてもよい。

例えば、スイッチング電源装置は、１次側スイッチング回路、２次側スイッチング回路、および放出スイッチをオンオフ制御する制御部をさらに備え、制御部は、昇圧動作モードにおいて、第１の電圧が所定の電圧より低い場合には、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を、それぞれが同時にオフ状態になる期間を有するように交互にオンオフ制御し、第１の電圧が所定の電圧より高い場合には、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を、それぞれが同時にオン状態になる期間を有するように交互にオンオフ制御するのが望ましい。また、例えば、制御部は、昇圧動作モードにおいて、第１の電圧が所定の電圧より低い場合には、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子がオン状態になる期間が徐々に長くなるように制御してもよい。また、例えば、制御部は、昇圧動作モードにおいて、第１の電圧が所定の電圧より低い場合には放出スイッチをオン状態にし、第１の電圧が所定の電圧より高い場合には放出スイッチをオフ状態にしてもよい。

本発明のスイッチング電源装置によれば、放出手段および放出スイッチを備えたので、インダクタに起因するサージ電圧を低減しつつ、双方向動作を行うことができる。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の降圧動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の降圧動作モードにおける動作の一状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の降圧動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける動作の一状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける他の動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第１起動期間における一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の第１起動期間における動作の一状態を表す回路図である。 実施の形態の比較例に係るスイッチング電源装置の起動期間における一動作例を表すタイミング波形図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける一動作例を表すタイミング波形図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける動作の一状態を表す回路図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の昇圧動作モードにおける動作の他の状態を表す回路図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の他の構成例を表す回路図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の他の構成例を表す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［構成例］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表すものである。スイッチング電源装置１は、双方向動作が可能な電源装置である。すなわち、スイッチング電源装置１は、例えば、端子（入出力端子）Ｔ１，Ｔ２に接続された外部電源から直流電圧ＶＨが入力された場合には、その電圧を降圧することにより直流電圧ＶＬを生成し、端子（入出力端子）Ｔ３，Ｔ４を介して、接続されたバッテリＢＬへ供給する（以下、降圧動作モード、もしくは充電モードという）。また、スイッチング電源装置１は、例えば、端子Ｔ１，Ｔ２に接続された負荷に電力を供給する場合には、バッテリＢＬから供給された直流電圧ＶＬを昇圧することにより直流電圧ＶＨを生成し、端子Ｔ１，Ｔ２を介して、その負荷を駆動する（以下、昇圧動作モード、もしくは放電モードという）。なお、この例では、直流電圧ＶＨは、３５０Ｖ程度の電圧であり、直流電圧ＶＬは、５０Ｖ程度の電圧である。ただし、直流電圧ＶＨ，ＶＬは、この電圧に限定されるものではなく、後述する通常動作期間において直流電圧ＶＨが直流電圧ＶＬより高いものであればどのような値であってもよい。

このスイッチング電源装置１は、平滑コンデンサＣＨと、スイッチング回路１０，２０と、トランス３０と、インダクタＬｃｈと、平滑コンデンサＣＬと、リセット回路５０と、放出回路６０と、制御部７３と、ＳＷ駆動部７４とを備えている。

平滑コンデンサＣＨは、端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、外部から端子Ｔ１，Ｔ２間に入力された電圧を平滑化するためのものである。

スイッチング回路１０は、降圧動作モードでは、外部から供給される直流電圧ＶＨを交流電圧に変換するフルブリッジ型のスイッチング回路として機能し、昇圧動作モードでは、トランス３０から供給される交流電圧を整流する整流回路として機能するものである。このスイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４とを有している。

スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、全てＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ１１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１１が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１２のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１２が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１３が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１４のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１４のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１４が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１１のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１２のドレインは、後述する共振用インダクタＬｒを介して後述するトランス３０の１次側巻線３１（後述）の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１４のドレインは、この１次側巻線３１（後述）の他端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、この例では、それぞれボディダイオード（後述するダイオードＤ１１〜Ｄ１４）を有している。ボディダイオードは、アノードがスイッチング素子のソースに接続され、カソードがスイッチング素子のドレインに接続されている。

容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のドレイン・ソース間にそれぞれ挿入されている。具体的には、容量素子Ｃｒ１１は、スイッチング素子ＳＷ１１のドレイン・ソース間に挿入され、容量素子Ｃｒ１２は、スイッチング素子ＳＷ１２のドレイン・ソース間に挿入され、容量素子Ｃｒ１３は、スイッチング素子ＳＷ１３のドレイン・ソース間に挿入され、容量素子Ｃｒ１４は、スイッチング素子ＳＷ１４のドレイン・ソース間に挿入されている。容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４は、後述する共振用インダクタＬｒおよびトランス３０のリーケージインダクタとで部分共振回路を形成するためのものである。

この構成により、スイッチング回路１０では、降圧動作モードでは、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応じてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオンオフ制御することにより、外部から供給される直流電圧ＶＨを交流電圧に変換する。このとき、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４、共振用インダクタＬｒ、およびトランス３０のリーケージインダクタからなる部分共振回路により、いわゆるＺＶＳ（Zero Volt Switching）動作を実現することができ、スイッチング損失の低減により高効率化を図ることができる。また、昇圧動作モードでは、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオフ状態に設定し、ボディダイオードを整流素子として用いることにより、トランス３０から供給される交流電圧を整流するようになっている。

スイッチング回路１０とトランス３０の間には共振用インダクタＬｒが挿入されている。共振用インダクタＬｒは、容量素子Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４、およびトランス３０のリーケージインダクタと共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。

スイッチング回路２０は、昇圧動作モードでは、バッテリＢＬから供給される直流電圧ＶＬを交流電圧に変換するプッシュプル型のスイッチング回路として機能し、降圧動作モードでは、トランス３０から供給される交流電圧を整流する整流回路として機能するものである。このスイッチング回路２０は、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を有している。

スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ２１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２１が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス３０の２次側巻線３２Ｂ（後述）の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２２が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス３０の２次側巻線３２Ａ（後述）の一端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、この例では、それぞれボディダイオード（後述するダイオードＤ２１，Ｄ２２）を有している。ボディダイオードは、アノードがスイッチング素子のソースに接続され、カソードがスイッチング素子のドレインに接続されている。

この構成により、スイッチング回路２０では、昇圧動作モードでは、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２に応じてスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をオンオフ制御することにより、バッテリＢＬから供給される直流電圧ＶＬを交流電圧に変換する。また、降圧動作モードでは、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をオフ状態に設定し、ボディダイオードを整流素子として用いることにより、トランス３０から供給される交流電圧を整流するようになっている。

トランス３０は、１次側と２次側とを直流的に絶縁するとともに交流的に接続するものであり、１次側巻線３１および２次側巻線３２Ａ，３２Ｂを含んで構成された３巻線型のトランスである。１次側巻線３１は、上述したようにスイッチング回路１０に接続されている。また、２次側巻線３２Ａの一端は、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２２のドレインに接続され、２次側巻線３２Ｂの一端は、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１のドレインに接続されている。そして、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの他端同士はセンタタップＣＴで互いに接続され、さらに２次側高圧ラインＬ２に接続されている。ここで、１次側巻線３１の巻数はｎ１（ｎ１は整数）であり、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数はｎ２（ｎ２は整数）である。すなわち、１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａとの巻数比、および１次側巻線３１と２次側巻線３２Ｂとの巻数比は、それぞれｎ（＝ｎ１／ｎ２）：１に設定される。この例では、ｎは、例えば６である。

この構成により、トランス３０は、降圧動作モードでは、１次側巻線３１の両端間に供給された交流電圧を１／ｎ倍に降圧し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂから出力するようになっている。また、昇圧動作モードでは、トランス３０は、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂに供給された交流電圧を約ｎ倍に昇圧し、１次側巻線３１から出力するようになっている。

インダクタＬｃｈは、２次側高圧ラインＬ２と２次側高圧ラインＬ２Ｈとの間に挿入配置されており、その一端はトランス３０のセンタタップＣＴに接続され、他端は端子Ｔ３に接続されている。

平滑コンデンサＣＬは、端子Ｔ３に接続された２次側高圧ラインＬ２Ｈと端子Ｔ４に接続された２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に配置されている。

この構成により、インダクタＬｃｈおよび平滑コンデンサＣＬは、降圧動作モードでは、トランス３０およびスイッチング回路２０から供給された電圧を平滑化する平滑回路（低域通過フィルタＬＰＦ：Low Pass Filter）として機能する。すなわち、インダクタＬｃｈは、チョークコイルとして機能する。一方、昇圧動作モードでは、平滑コンデンサＣＬは、バッテリＢＬから端子Ｔ３，Ｔ４間に供給された電圧ＶＬを平滑化し、インダクタＬｃｈは、スイッチング回路２０のスイッチング動作に基づいてエネルギーを蓄積し、その電圧ＶＬを昇圧して、トランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂに供給するようになっている。

リセット回路５０は、スイッチング回路２０およびトランス３０からなるプッシュプル回路の寄生インダクタに蓄積されたエネルギーをリセットするためのＲＣＤスナバ回路である。リセット回路５０は、インダクタＬｃｈに並列に接続されている。

リセット回路５０は、抵抗素子Ｒｓと、容量素子Ｃｓと、ダイオードＤｓとを有している。抵抗素子Ｒｓと容量素子Ｃｓとは互いに並列接続されている。その並列接続された抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓの一端は、ダイオードＤｓのカソード端子と接続されている。ダイオードＤｓのアノード端子はインダクタＬｃｈの一端と接続され、並列接続された抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓの他端はインダクタＬｃｈの他端に接続されている。

抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓのインピーダンスは、プッシュプル回路の寄生インダクタに蓄積されたエネルギーをリセットできるような所定の値に設定される。すなわち、インピーダンスがその所定の値よりも小さい場合には、昇圧動作モードにおいて、リセット回路５０は、プッシュプル回路の寄生インダクタだけでなく、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーをもリセットしてしまうため、十分に昇圧できなくなるおそれがある。また、降圧動作モードにおいては、リセット回路５０に電流が流れてしまうため、トランス３０およびスイッチング回路２０から供給された電圧を十分に平滑化できないおそれがある。よって、抵抗素子Ｒｓの抵抗値および容量素子Ｃｓの容量値は、これらを考慮して設定される。

放出回路６０は、昇圧動作モードにおいて、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーをリセットするための回路である。具体的には、後述するように、放出回路６０は、昇圧動作モードにおいて、端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧を所望の値まで高めていく過程のうちの所定の期間（後述する第１起動期間Ｐ１）において、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーを取り出して消費するものである。放出回路６０は、リセット回路５０の抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓと並列に接続されている。

放出回路６０は、抵抗素子Ｒｐと、スイッチング素子ＳＷ２３とを有している。抵抗素子Ｒｐは、例えば、個別に設けられた抵抗部品や、抵抗成分を有する接続配線などを用いることができる。スイッチング素子ＳＷ２３は、スイッチング回路１０，２０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ２３は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。放出回路６０において、スイッチング素子ＳＷ２３のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２３が供給され、ソースがリセット回路５０の抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓの一端に接続され、ドレインが抵抗素子Ｒｐの一端に接続されている。抵抗素子Ｒｐの他端は、リセット回路５０の抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓの他端に接続されている。すなわち、抵抗素子Ｒｐとスイッチング素子ＳＷ２３とは直列に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２３は、この例では、それぞれボディダイオードを有している。ボディダイオードは、アノードがスイッチング素子ＳＷ２３のソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＳＷ２３のドレインに接続されている。このボディダイオードの向きは、リセット回路５０のダイオードＤｓ、抵抗素子Ｒｐおよびスイッチング素子ＳＷ２３からなる直列回路において、ダイオードＤｓの向きと反対になっている。これにより、スイッチング素子ＳＷ２３がオフ状態の場合には、インダクタＬｃｈの両端間がいかなる電圧であっても、抵抗素子Ｒｐを介して電流が流れないようになっている。

この構成により、放出回路６０は、後述するように、昇圧動作モードにおける第１起動期間Ｐ１（後述）において、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ２３に応じてスイッチング素子ＳＷ２３をオン状態にすることにより、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーをリセットするようになっている。また、昇圧動作モードにおけるその他の期間、および降圧動作モードでは、ＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ２３に応じてスイッチング素子ＳＷ２３をオフ状態にすることにより、インダクタＬｃｈはエネルギーを蓄積し、その本来の動作を行うようになっている。

制御部７３は、降圧動作モードにおいては端子Ｔ３，Ｔ４間の電圧ＶＬが所定の電圧を保つように、そして、昇圧動作モードにおいては端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧ＶＨが所定の電圧を保つように、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２を制御するための指示をＳＷ駆動部７４に対して供給するものである。また、制御部７３は、昇圧動作モードにおける第１起動期間Ｐ１（後述）において、放出回路６０のスイッチング素子ＳＷ２３がオン状態になるように、ＳＷ駆動部７４に対して指示する機能も有している。

ＳＷ駆動部７４は、制御部７３からの指示に基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成してスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４に対して供給し、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成してスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２に対して供給し、ＳＷ制御信号Ｓ２３を生成してスイッチング素子ＳＷ２３に対して供給することにより、これらをオンオフ制御するように駆動するものである。

スイッチング電源装置１では、端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧ＶＨを検出するために、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に電圧検出回路７１が挿入されている。また、端子Ｔ３，Ｔ４間の電圧ＶＬを検出するために、２次側高圧ラインＬ２Ｈと２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に電圧検出回路７２が挿入されている。

この構成により、制御部７３は、電圧検出回路７１，７２における検出結果に基づいてＳＷ駆動部７４に対して指示を行い、ＳＷ駆動部７４が制御部７３からの指示に基づいてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１〜ＳＷ２３を駆動するようになっている。

ここで、直流電圧ＶＨは、本発明における「第１の直流電圧」の一具体例に対応する。直流電圧ＶＬは、本発明における「第２の直流電圧」の一具体例に対応する。スイッチング回路１０は、本発明における「１次側スイッチング回路」の一具体例に対応する。スイッチング回路２０は、本発明における「２次側スイッチング回路」の一具体例に対応する。抵抗素子Ｒｐは、本発明における「放出手段」の一具体例に対応する。スイッチング素子ＳＷ２３は、本発明における「放出スイッチ」の一具体例に対応する。抵抗素子Ｒｓは、本発明における「リセット抵抗」の一具体例に対応する。容量素子Ｃｓは、本発明における「リセット容量」の一具体例に対応する。２次側巻線３２Ａ，３２Ｂは、本発明における「第１および第２の２次側巻線」の一具体例に対応する。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、本発明における「第１および第２のスイッチング素子」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
続いて、本実施の形態のスイッチング電源装置１の動作および作用について説明する。

（降圧動作モードにおける定常動作）
まず最初に、図１を参照して、降圧動作モード（充電モード）におけるスイッチング電源装置１の動作を説明する。

降圧動作モードでは、スイッチング電源装置１は、外部電源ＢＨから端子Ｔ１，Ｔ２に供給された直流電圧ＶＨを降圧し、その降圧した直流電圧ＶＬを端子Ｔ３，Ｔ４から出力し、接続されたバッテリＢＬを充電する。

具体的には、スイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をスイッチングすることにより、直流電圧ＶＨを交流電圧に変換し、トランス３０の１次側巻線３１の両端間に供給する。そしてトランス３０は、この交流電圧を１／ｎ倍に変圧（降圧）し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂから変圧された交流電圧を出力する。スイッチング回路２０は、降圧動作モードにおいては整流回路として機能し、この交流電圧を整流する。インダクタＬｃｈおよび平滑コンデンサＣＬは、降圧動作モードにおいては平滑回路として機能し、この整流された信号を平滑化し、直流電圧ＶＬを生成する。

図２は、降圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形をそれぞれ示し、（Ｅ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形を示し、（Ｆ）はＳＷ制御信号Ｓ２３の波形を示す。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１〜ＳＷ２３は、そのゲートに印加されたＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２３が高レベルの時にオン状態となり、低レベルの時にオフ状態になるものである。

降圧動作モードでは、ＳＷ駆動部７４は、周期的なＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４にそれぞれ供給する（図２（Ａ）〜（Ｄ））。また、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ２１〜Ｓ２３を生成し、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２３にそれぞれ供給する（図２（Ｅ），（Ｆ））。

図２に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１２を、同時に高レベルにならないように生成する（図２（Ａ），（Ｂ））。このため、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２は、同時にオン状態になることはない。同様に、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１３，Ｓ１４を、同時に高レベルにならないように生成する（図２（Ｃ），（Ｄ））。このため、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４は、同時にオン状態になることはない。つまり、スイッチング電源装置１では、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡しないようになっている。このように、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡するのを回避するためにとられる時間的間隔は、デッドタイムＴｄと称される。

また、図２に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４を、同時に高レベルになる期間Ｔ１１を有するように生成する（図２（Ａ），（Ｄ））。同様に、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３を、同時に高レベルになる期間Ｔ１２を有するように生成する（図２（Ｂ），（Ｃ））。

図３，４は、降圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、図３は、期間Ｔ１１における動作を示し、図４は、期間Ｔ１２における動作を示す。図３，４において、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２のボディダイオードにそれぞれ対応する。なお、これらの図では、説明の便宜上、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１〜ＳＷ２３を、その動作状態（オン状態もしくはオフ状態）を表すスイッチの形状で示す。また、説明の便宜上、その説明に直接必要のない回路ブロックや素子などについては、適宜図示を省略する。

期間Ｔ１１では、図２（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の１次側では、図３に示したように、スイッチング素子ＳＷ１１、共振用インダクタＬｒ、トランス３０の１次側巻線３１、スイッチング素子ＳＷ１４、外部電源ＢＨおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る、１次側ループ電流Ｉａ１１が流れる。一方、２次側では、ダイオードＤ２１、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、インダクタＬｃｈ、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２１が流れる。

一方、期間Ｔ１２では、図２（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の一次側では、図４に示したように、スイッチング素子ＳＷ１３、トランス３０の１次側巻線３１、共振用インダクタＬｒ、スイッチング素子ＳＷ１２、外部電源ＢＨおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る、１次側ループ電流Ｉａ１２が流れる。一方、２次側では、ダイオードＤ２２、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、インダクタＬｃｈ、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２２が流れる。

このように、スイッチング電源装置１では、期間Ｔ１１，Ｔ１２において、２次側ループ電流Ｉａ２１，Ｉａ２２が流れる。この期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さは、図２に示したように、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４間の位相差φ、およびＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３間の位相差φにより制御される。すなわち、例えば、位相差φが小さくなると、期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さが長くなり、２次側ループ電流Ｉａ２１，Ｉａ２２が流れる時間が長くなるため、この降圧動作モードにおいて生成される電圧ＶＬが高くなる。制御部７３は、電圧検出回路７２において検出された電圧ＶＬに基づいて、電圧ＶＬが所定の電圧を保つように、この位相差φを制御する。

（昇圧動作モードにおける定常動作）
次に、図１を参照して、昇圧動作モード（放電モード）におけるスイッチング電源装置１の動作を説明する。

昇圧動作モードでは、スイッチング電源装置１は、バッテリＢＬから端子Ｔ３，Ｔ４に供給された直流電圧ＶＬを昇圧し、その昇圧した直流電圧ＶＨを端子Ｔ１，Ｔ２から出力し、接続された負荷Ｌを駆動する。

具体的には、スイッチング回路２０は、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をスイッチングすることにより、直流電圧ＶＬを交流電圧に変換する。その際、インダクタＬｃｈは、この交流電圧を昇圧し、トランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２ＢのセンタタップＣＴに供給する。そしてトランス３０は、この交流電圧をｎ倍に変圧（昇圧）し、１次側巻線３１から変圧された交流電圧を出力する。スイッチング回路１０は、昇圧動作モードにおいては整流回路として機能し、この交流電圧を整流する。平滑コンデンサＣＬは、この整流された信号を平滑化し、直流電圧ＶＨを生成する。

図５は、昇圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、（Ａ），（Ｂ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｃ）はＳＷ制御信号Ｓ２３の波形を示し、（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形を示し、（Ｅ）はインダクタＬｃｈに流れる電流Ｉｃｈの波形を示し、（Ｆ）はトランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの電圧Ｖ３２Ｂ−Ｖ３２Ａの波形を示し、（Ｇ）はトランス３０の１次側巻線３１の電圧Ｖ３１の波形を示す。

昇圧動作モードでは、ＳＷ駆動部７４は、周期的なＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成し、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２にそれぞれ供給する（図５（Ａ），（Ｂ））。また、ＳＷ駆動部７４は、低レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ２３，Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング素子ＳＷ２３，ＳＷ１１〜ＳＷ１４にそれぞれ供給する（図５（Ｃ），（Ｄ））。

図５に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、交互に高レベルになるように生成する。その際、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、同時に高レベルになる期間を有するように生成する。具体的には、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２が同時に高レベルになる期間Ｔ２１と、ＳＷ制御信号Ｓ２１が高レベルになるとともにＳＷ制御信号Ｓ２２が低レベルになる期間Ｔ２２と、期間Ｔ２１と、ＳＷ制御信号Ｓ２１が低レベルになるとともにＳＷ制御信号Ｓ２２が高レベルになる期間Ｔ２３とが巡回するように、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成する。

図６〜８は、昇圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の動作を表すものであり、図６は、期間Ｔ２１における動作を示し、図７は、期間Ｔ２２における動作を示し、図８は、期間Ｔ２３における動作を示す。図６〜８において、トランス３０の各端子間電圧Ｖ３１，Ｖ３２Ａ，Ｖ３２Ｂの方向を矢印で示す。

期間Ｔ２１では、図５（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は同時にオン状態となる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図６に示したように、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、スイッチング素子ＳＷ２１、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れるとともに、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、スイッチング素子ＳＷ２２、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。このとき、トランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂでは、２次側ループ電流Ｉｂ２１により生成される磁界と２次側ループ電流Ｉｂ２２により生成される磁界とが互いに打ち消し合うため、１次側に電流を誘起せず、よって、インダクタＬｃｈから見たトランス３０のインピーダンス（負荷）はほぼゼロとなる。このようにして、期間Ｔ２１において、インダクタＬｃｈには、２次側ループ電流Ｉｂ２１，Ｉｂ２２が流れ（図５（Ｅ））、これらに基づいてエネルギーが蓄積されることとなる。

期間Ｔ２２では、図５（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図７に示したように、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、スイッチング素子ＳＷ２１、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れる。このとき、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂは、バッテリＢＬの電圧ＶＬに、この期間Ｔ２２に先立つ期間Ｔ２１においてインダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーに基づく電圧ΔＶを加えたもの（ＶＬ＋ΔＶ）となる（図５（Ｆ））。一方、１次側では、図７に示したように、ダイオードＤ１４、トランス３０の１次側巻線３１、共振用インダクタＬｒ、ダイオードＤ１１、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１１が流れる。このとき、１次側巻線３１の両端電圧Ｖ３１は、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂ（電圧ＶＬ＋ΔＶ）にトランス３０の巻線比を掛け合わせた、ｎ×（ＶＬ＋ΔＶ）となる。

また、期間Ｔ２３では、図５（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオン状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図８に示したように、インダクタＬｃｈ、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、スイッチング素子ＳＷ２２、バッテリＢＬおよび平滑コンデンサＣＬを順に通る、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。このとき、２次側巻線３２Ａの両端電圧Ｖ３２Ａは、バッテリＢＬの電圧ＶＬに、この期間Ｔ２３に先立つ期間Ｔ２１においてインダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーに基づく電圧ΔＶを加えたもの（ＶＬ＋ΔＶ）となる（図５（Ｆ））。一方、１次側では、図８に示したように、ダイオードＤ１２、共振用インダクタＬｒ、トランス３０の１次側巻線３１、ダイオードＤ１３、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１２が流れる。このとき、１次側巻線３１の両端電圧Ｖ３１は、２次側巻線３２Ａの両端電圧Ｖ３２Ａ（電圧ＶＬ＋ΔＶ）にトランス３０の巻線比を掛け合わせた、ｎ×（ＶＬ＋ΔＶ）となる。

このように、昇圧動作モードでは、定常動作状態においては、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、同時にオフ状態にする期間Ｔ２１を有するように動作する。この期間Ｔ２１においてインダクタＬｃｈがエネルギーを蓄積することにより、例えば期間Ｔ２２において、２次側巻線３２Ｂに、バッテリＢＬの電圧ＶＬを上回る電圧ＶＬ＋ΔＶを供給することができ、ｎ×ＶＬよりも高い電圧を電圧ＶＨとして出力することが可能となる。

スイッチング電源装置１では、期間Ｔ２２，Ｔ２３において、１次側巻線３１の両端には、ｎ×（ＶＬ＋ΔＶ）の電圧が現れ、１次側ループ電流Ｉｂ１１，Ｉｂ１２が流れる。この期間Ｔ２２，Ｔ２３の長さを制御することにより、この昇圧動作モードにおいて生成される電圧ＶＨを制御することができる。具体的には、期間Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２１，Ｔ２３からなる“１周期期間”における期間Ｔ２１の占める割合を大きくすることにより、電圧ＶＨを高くすることができる。制御部７３は、電圧検出回路７１において検出された電圧ＶＨに基づいて、電圧ＶＨが所定の電圧（目標電圧ＶＴ）を保つように、期間Ｔ２２，Ｔ２３の時間と期間Ｔ２１の時間との比を制御する。

（昇圧動作モードにおける詳細動作）
次に、昇圧動作モード（放電モード）におけるスイッチング電源装置１の詳細動作を説明する。

図９は、昇圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の起動動作を表すものであり、（Ａ），（Ｂ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｃ）はＳＷ制御信号Ｓ２３の波形を示し、（Ｄ）は電圧ＶＨの波形を示す。

スイッチング電源装置１は、起動時において、第１起動期間Ｐ１，第２起動期間Ｐ２を経て、上述した定常動作（定常動作期間Ｐ３）を行う。

第１起動期間Ｐ１では、図９（Ａ），（Ｂ）に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、交互に高レベルになるように生成する。その際、ＳＷ駆動部７４は、上述した定常動作とは異なり、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、同時に低レベルになる期間を有するように生成する。また、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、それらのパルス幅が徐々に大きくなるように生成する。この第１起動期間Ｐ１では、電圧ＶＨを、電圧ＶＬにトランス３０の巻線比を掛け合わせた電圧（ｎ×ＶＬ）まで上昇させることができる。いいかえれば、スイッチング電源装置１は、この第１起動期間Ｐ１の初めにおいては降圧動作を行い、そしてその後は昇圧動作を行いながら電圧ＶＨを徐々に上昇させる。

また、第１起動期間Ｐ１では、図９（Ｃ）に示したように、ＳＷ駆動部７４は、高レベルのＳＷ制御信号Ｓ２３を生成する。すなわち、第１起動期間Ｐ１では、放出回路６０のスイッチング素子ＳＷ２３はオン状態となり、抵抗素子Ｒｐが、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーを取り出して消費する。

スイッチング電源装置１は、電圧検出回路７１を用いて電圧ＶＨをモニタし、この電圧ＶＨが所定の電圧ＶＴ１に達したときに、第２起動期間Ｐ２に移行する。ここで、この所定の電圧ＶＴ１は、例えば、電圧（ｎ×ＶＬ）にすることができる。

第２起動期間Ｐ２では、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、交互に高レベルになるように生成する。その際、ＳＷ駆動部７４は、定常状態の場合（図５）と同様に、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、同時に高レベルになる期間（図５における期間Ｔ２１）を有するように生成する。そして、その同時にオン状態になる期間を徐々に長くすることにより、電圧ＶＨを電圧ＶＴ１から目標電圧ＶＴ２に向けてさらに上昇させる。

また、第２起動期間Ｐ２では、図９（Ｃ）に示したように、ＳＷ駆動部７４は、低レベルのＳＷ制御信号Ｓ２３を生成する。すなわち、第２起動期間Ｐ２では、放出回路６０のスイッチング素子ＳＷ２３はオフ状態となり、インダクタＬｃｈは、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２に基づいて、エネルギーを蓄積するようになる。

そして、スイッチング電源装置１は、電圧ＶＨが目標電圧ＶＴ２に達すると、その電圧を維持するように動作する（定常動作期間Ｐ３）。

次に、第１起動期間Ｐ１におけるスイッチング電源装置１の詳細動作を説明する。

図１０は、第１起動期間Ｐ１におけるスイッチング電源装置１の一動作例を表すものであり、（Ａ），（Ｂ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｃ）はＳＷ制御信号Ｓ２３の波形を示し、（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形を示し、（Ｅ）はインダクタＬｃｈに流れる電流Ｉｃｈの波形を示し、（Ｆ）はトランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの電圧Ｖ３２Ｂ−Ｖ３２Ａの波形を示し、（Ｇ）はスイッチング素子ＳＷ２１の電圧Ｖ２１の波形を示し、（Ｈ）はスイッチング素子ＳＷ２２の電圧Ｖ２２の波形を示し、（Ｉ）はトランス３０の１次側巻線３１の電圧Ｖ３１の波形を示す。

第１起動期間Ｐ１では、ＳＷ駆動部７４は、図１０（Ａ），（Ｂ）に示したように、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、交互に高レベルになるように生成する。その際、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を、同時に低レベルになる期間を有するように生成する。具体的には、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２が同時に低レベルになる期間Ｔ３１と、ＳＷ制御信号Ｓ２１が高レベルになるとともにＳＷ制御信号Ｓ２２が低レベルになる期間Ｔ３２と、期間Ｔ３１と、ＳＷ制御信号Ｓ２１が低レベルになるとともにＳＷ制御信号Ｓ２２が高レベルになる期間Ｔ３３とが巡回するように、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成する。

また、ＳＷ駆動部７４は、高レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ２３を生成し、スイッチング素子ＳＷ２３に供給するとともに、低レベルに固定されたＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４にそれぞれ供給する（図１０（Ｃ），（Ｄ））。

図１１は、期間Ｔ３１におけるスイッチング電源装置１の動作を表すものである。期間Ｔ３１では、図１０（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は同時にオフ状態となる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図１１に示したように、トランス３０を流れるループ電流は発生せず、よって、１次側にもループ電流は誘起されない。

このとき、インダクタＬｃｈは、期間Ｔ３１に先立つ期間Ｔ３２，Ｔ３３においてインダクタＬｃｈに流れる電流を、期間Ｔ３１でも維持しようとする。すなわち、後述するように、期間Ｔ３２，Ｔ３３では、インダクタＬｃｈには、バッテリＢＬからトランス３０に向かって電流が流れるため、期間Ｔ３１でも、その方向に電流を流そうとする。このとき、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２はともにオフ状態であるが、放出回路６０のスイッチング素子ＳＷ２３はオン状態になっているため、インダクタＬｃｈ、ダイオードＤｓ、抵抗素子Ｒｐ、スイッチング素子ＳＷ２３を順に通るループ電流Ｉｂ３が流れる。言い換えれば、期間Ｔ３２，Ｔ３３においてインダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーは、このループ電流Ｉｂ３によりインダクタＬｃｈから取り除かれるとともに、抵抗素子Ｒｐにおいて消費される。

期間Ｔ３２では、図１０（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオフ状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、上述した定常動作状態の場合（図７）と同様に、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れる。このとき、定常動作状態の場合とは異なり、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーは、この期間Ｔ３２に先立つ期間Ｔ３１において取り除かれているため、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂは、単に電圧ＶＬが供給される（図１０（Ｆ））。一方、１次側では、定常動作状態の場合（図７）と同様に、１次側ループ電流Ｉｂ１１が流れる。このとき、１次側巻線３１の両端電圧Ｖ３１は、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂ（電圧ＶＬ）にトランス３０の巻線比を掛け合わせた、ｎ×ＶＬとなる（図１０（Ｉ））。そして、この１次側ループ電流Ｉｂ１１により、直流の出力電圧ＶＨが負荷Ｌに給電される。

また、期間Ｔ３３では、図１０（Ａ），（Ｂ）に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオン状態になる。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、上述した定常動作状態の場合（図８）と同様に、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。このとき、定常動作状態の場合とは異なり、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーは、この期間Ｔ３２に先立つ期間Ｔ３１において取り除かれているため、２次側巻線３２Ｂの両端電圧Ｖ３２Ｂは、単に電圧ＶＬが供給される（図１０（Ｆ））。一方、１次側では、定常動作状態の場合（図８）と同様に、１次側ループ電流Ｉｂ１２が流れる。このとき、１次側巻線３１の両端電圧Ｖ３１は、２次側巻線３２Ａの両端電圧Ｖ３２Ａ（電圧ＶＬ）にトランス３０の巻線比を掛け合わせた、ｎ×ＶＬとなる（図１０（Ｉ））。そして、この１次側ループ電流Ｉｂ１２により、直流の出力電圧ＶＨが負荷Ｌに給電される。

このように、第１起動期間Ｐ１では、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、同時にオフ状態となる期間Ｔ３１を有するように動作する。よって、期間Ｔ３１に先立つ期間Ｔ３２，Ｔ３３においてインダクタＬｃｈに電流が流れることにより蓄積されたエネルギーは、定常動作状態の場合とは異なり、期間Ｔ３１においてスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を介して放出されない。仮にエネルギーの放出経路が無い場合には、以下に比較例として説明するように、このエネルギーに起因するサージ電圧が回路に発生し、スイッチング素子などを破壊するおそれがある。しかしながら、スイッチング電源装置１では、この第１起動期間Ｐ１において、放出回路６０のスイッチング素子ＳＷ２３をオン状態にしているので、この蓄積されたエネルギーを、放出回路６０により放出することができる。

（比較例）
次に、比較例に係るスイッチング電源装置１Ｒについて説明する。本比較例は、スイッチング電源装置１（図１）において、放出回路６０が無いものである。その他の構成は、本実施の形態（図１）と同様である。

図１２は、比較例に係るスイッチング電源装置１Ｒの第１起動期間Ｐ１における動作を表すものであり、（Ａ），（Ｂ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｃ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形を示し、（Ｄ）はインダクタＬｃｈに流れる電流Ｉｃｈの波形を示し、（Ｅ）はトランス３０の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの電圧Ｖ３２Ｂ−Ｖ３２Ａの波形を示し、（Ｆ）はスイッチング素子ＳＷ２１の電圧Ｖ２１の波形を示し、（Ｇ）はスイッチング素子ＳＷ２２の電圧Ｖ２２の波形を示し、（Ｈ）はトランス３０の１次側巻線３１の電圧Ｖ３１の波形を示す。

図１２（Ｆ），（Ｇ）に示したように、スイッチング素子ＳＷ２１電圧Ｖ２１およびスイッチング素子ＳＷ２２電圧Ｖ２２には、期間Ｔ３１に切り替わった瞬間にサージ電圧ＶＳが現れる。すなわち、インダクタＬｃｈは、期間Ｔ３１に先立つ期間Ｔ３２，Ｔ３３においてインダクタＬｃｈに流れる電流を、期間Ｔ３１でも維持しようとする。しかしながら、本比較例では、上記実施の形態における放出回路６０を設けていないので、期間Ｔ３１においてこの電流を流す経路がない。これにより、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２のドレインの電位が上昇してサージ電圧ＶＳが発生し、その電圧がスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の耐圧を超えて上昇した場合にはスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を破壊するおそれがある。

このように、本比較例に係るスイッチング電源装置１Ｒでは、期間Ｔ３２，Ｔ３３において蓄積したインダクタＬｃｈのエネルギーを、期間Ｔ３２，Ｔ３３に続く期間Ｔ３１において放出する経路がないため、サージ電圧ＶＳが回路に発生し、スイッチング素子などを破壊するおそれがある。

一方、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１では、放出回路６０を設け、第１起動期間Ｐ１においてスイッチング素子ＳＷ２３をオン状態にするようにしたので、期間Ｔ３２，Ｔ３３において蓄積したインダクタＬｃｈのエネルギーを、期間Ｔ３１において放出することができ、そのエネルギーに起因するサージ電圧ＶＳを低減することができ、スイッチング素子などを破壊するおそれを低減することができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、放出回路を設けたので、インダクタに蓄積したエネルギーを放出し、サージ電圧を低減することができる。

本実施の形態では、放出回路にスイッチング素子を設けたので、必要なときにのみ、インダクタに蓄積したエネルギーを放出することができる。

本実施の形態では、放出回路のスイッチング素子を、所定の動作においてのみオン状態にするようにしたので、放出回路の設計を、その所定の動作に適したものにすることができ、設計の自由度を高めることができる。

本実施の形態では、放出回路のスイッチング素子を、昇圧動作モードにおける第１起動期間にのみオン状態にするようにしたので、その他の期間において、放出回路の影響を受けずに動作をすることが可能となる。具体的には、降圧動作モードでは、このスイッチング素子ＳＷ２３をオフ状態にしたので、この動作において放出回路６０に電流が流れないため、インダクタＬｃｈおよび平滑コンデンサＣＬは、平滑回路として機能することができる。また、昇圧動作モードでは、第２起動期間Ｐ２および定常動作期間Ｐ３において、このスイッチング素子ＳＷ２３をオフ状態にしたので、この動作において、放出回路６０に電流が流れないため、インダクタＬｃｈを用いて電圧ＶＬを昇圧することができる。

本実施の形態では、インダクタに蓄積したエネルギーを放出する手段として、そのエネルギーを消費する放出回路を用いたので、抵抗素子によって構成することができ、回路の小型化を実現することができる。

［変形例１］
上記の実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３２を、第１起動期間Ｐ１の期間中オン状態にしたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、インダクタＬｃｈに蓄積されたエネルギーをリセットできる程度の期間だけオン状態にしてもよい。

［変形例２］
上記実施の形態では、抵抗素子Ｒｐおよびスイッチング素子ＳＷ２３からなる放出回路６０を用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、図１３に示したように、抵抗素子Ｒｐおよび２つのスイッチング素子ＳＷ２４，ＳＷ２５からなる放出回路６０Ｂを用いてもよい。スイッチング素子ＳＷ２４，ＳＷ２５は、ともにＳＷ制御信号Ｓ２３によりオンオフ制御される。ここで、スイッチング素子ＳＷ２４，ＳＷ２５は、本発明における「第１および第２の放出スイッチ」の一具体例に対応する。この例では、スイッチング素子ＳＷ２４，ＳＷ２５はボディダイオードを有している。これらのボディダイオードの向きは、スイッチング素子ＳＷ２４、抵抗素子Ｒｐおよびスイッチング素子ＳＷ２５からなる直列回路において、互いに反対を向いている。これにより、スイッチング素子ＳＷ２４，ＳＷ２５がオフ状態の場合には、インダクタＬｃｈの両端間がいかなる電圧であっても、抵抗素子Ｒｐを介して電流が流れないようになっている。このような構成でも、上記実施の形態と同様に、昇圧動作モードで動作させた場合において、第１起動期間Ｐ１にスイッチング素子ＳＷ２４，ＳＷ２５をオン状態に設定することにより、インダクタＬｃｈに起因するサージ電圧ＶＳを低減することができる。

なお、この例では、上記実施の形態（図１など）のリセット回路５０を省いているが、このリセット回路５０を有していてもよい。この場合には、放出回路６０Ｂは、図１と同様に、リセット回路５０の抵抗素子Ｒｓおよび容量素子Ｃｓに並列に接続される。

［変形例３］
上記の実施の形態では、スイッチング回路１０，２０において、ボディダイオードを整流素子として用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、スイッチング回路１０，２０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２をオンオフ制御し、いわゆる同期整流により整流を行うようにしてもよい。以下に、一例として、昇圧動作モードにおける、同期整流を行った場合の定常動作を説明する。

図１４は、昇圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の定常動作を表すものであり、（Ａ），（Ｂ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示し、（Ｃ）はＳＷ制御信号Ｓ２３の波形を示し、（Ｄ）〜（Ｇ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形をそれぞれ示す。本変形例に係るスイッチング電源装置でも、ＳＷ駆動部７４は、上記実施の形態の場合と同様に、期間Ｔ２１、期間Ｔ２２、期間Ｔ２１、および期間Ｔ２３が巡回するように、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成する。

図１５，１６は、昇圧動作モードにおけるスイッチング電源装置１の定常動作を表すものであり、図１５は、期間Ｔ２２における動作を示し、図１６は、期間Ｔ２３における動作を示す。

期間Ｔ２２では、図１４に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオフ状態になる（図１４（Ａ），（Ｂ））。また、スイッチング回路１０では、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオフ状態になる（図１４（Ｄ）〜（Ｇ））。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図１５に示したように、２次側ループ電流Ｉｂ２１が流れる。一方、１次側では、スイッチング素子ＳＷ１４、トランス３０の１次側巻線３１、共振用インダクタＬｒ、スイッチング素子ＳＷ１１、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１１が流れる。

また、期間Ｔ２３では、図１４に示したように、スイッチング回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオン状態になる（図１４（Ａ），（Ｂ））。また、スイッチング回路１０では、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態になる（図１４（Ｄ）〜（Ｇ））。これにより、スイッチング電源装置１の２次側では、図１６に示したように、２次側ループ電流Ｉｂ２２が流れる。一方、１次側では、スイッチング素子ＳＷ１２、共振用インダクタＬｒ、トランス３０の１次側巻線３１、スイッチング素子ＳＷ１３、負荷Ｌおよび平滑コンデンサＣＨを順に通る１次側ループ電流Ｉｂ１２が流れる。

このように同期整流を行った場合でも、上記実施の形態と同様に、昇圧動作モードで動作させた場合において、第１起動期間Ｐ１にスイッチング素子ＳＷ２３をオン状態に設定することにより、インダクタＬｃｈに起因するサージ電圧ＶＳを低減することができる。

［変形例４］
上記実施の形態等では、インダクタＬｃｈからエネルギーを取り出して消費する放出回路６０を用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、図１７，１８に示したように、トランス８１（上記実施の形態におけるインダクタＬｃｈに対応）からエネルギーを取り出して電源などに回生する回生回路を用いてもよい。図１７に示したスイッチング電源装置１Ｂは、トランス８１、ダイオードＤ８２およびスイッチング素子ＳＷ８３を有する回生回路８０Ｂを備え、スイッチング素子ＳＷ８３をオン状態にしたときに、トランス８１に蓄積されたエネルギーを１次側の電源に回生するものである。ここで、トランス８１およびダイオードＤ８２は、本発明における「回生手段」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ８３は、本発明における「放出スイッチ」の一具体例に対応する。また、図１８に示したスイッチング電源装置１Ｃは、トランス８１、ダイオードＤ８４およびスイッチング素子ＳＷ８５を有する回生回路８０Ｃを備え、スイッチング素子ＳＷ８５をオン状態にしたときに、トランス８１に蓄積されたエネルギーをバッテリＢＬに回生するものである。ここで、トランス８１およびダイオードＤ８４は、本発明における「回生手段」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ８５は、本発明における「放出スイッチ」の一具体例に対応する。

以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態等では、１次側のスイッチング回路１０はフルブリッジ型の回路構成としたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えばハーフブリッジ型やプッシュプル型の回路構成などが利用可能である。

また、例えば、上記実施の形態等では、スイッチング素子ＳＷ２３は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴとしたが、これに限定されるものではなく、スイッチとして機能するものであればどのようなものであってもよい。例えば、ＰチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴであってもよいし、上述したＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチだけでなく、リレーなどの機械式スイッチであってもよい。

また、例えば、上記実施の形態等では、スイッチング電源装置１は、直流電圧を入力し直流電圧を出力する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータとしたが、これに限定されるものではなく、例えばＡＣ／ＤＣコンバータなど、スイッチング電源装置であればどのようなものであってもよい。

１，１Ｂ，１Ｃ…スイッチン電源装置、１０、２０…スイッチング回路、３０…トランス、３１…１次側巻線、３２…２次側巻線、５０…リセット回路、６０，６０Ｂ…放出回路、７１，７２…電圧検出回路、７３…制御部、７４…ＳＷ駆動部、８０Ｂ，８０Ｃ…回生回路、８１…トランス、ＢＬ…バッテリ、ＣＨ，ＣＬ…平滑コンデンサ、Ｃｒ１１〜Ｃｒ１４，Ｃｓ…容量素子、Ｄｓ，Ｄ８２，Ｄ８４…ダイオード、Ｉａ１１，Ｉａ１２，Ｉｂ１１，Ｉｂ１２…１次側ループ電流、Ｉａ２１，Ｉａ２２，Ｉｂ２１，Ｉｂ２２…２次側ループ電流、Ｉｂ３…ループ電流、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、Ｌ２，Ｌ２Ｈ…２次側高圧ライン、Ｌ２Ｌ…２次側低圧ライン、Ｌｃｈ…インダクタ、Ｌｒ…共振用インダクタ、Ｐ１…第１起動期間、Ｐ２…第２起動期間、Ｐ３…定常動作期間、Ｒｐ，Ｒｓ…抵抗素子、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２３…ＳＷ制御信号、ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１〜ＳＷ２３，ＳＷ８３，ＳＷ８５…スイッチング素子、Ｔ１〜Ｔ４…端子、ＶＨ，ＶＬ，ＶＴ１…電圧、ＶＳ…サージ電圧、ＶＴ２…目標電圧。

Claims (8)

1. 供給された第１の直流電圧を降圧して第２の直流電圧を生成する降圧動作モードと、供給された第２の直流電圧を昇圧して第１の直流電圧を生成する昇圧動作モードとを有するスイッチング電源装置であって、
   １次側巻線と２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、前記降圧動作モードにおいて、スイッチング動作により前記第１の直流電圧を交流電圧に変換する１次側スイッチング回路と、
   前記２次側巻線に接続され、前記昇圧動作モードにおいて、スイッチング動作により前記第２の直流電圧を交流電圧に変換する２次側スイッチング回路と、
   前記２次側巻線に接続され、前記降圧動作モードにおいて、前記第２の直流電圧を生成するための平滑回路を構成するインダクタと、
   前記インダクタに蓄積されたエネルギーを放出する放出手段と、
   前記放出手段の放出動作を制御するための１または複数の放出スイッチと
   を備えたスイッチング電源装置。
2. 前記放出手段は、エネルギーの消費手段である
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記消費手段は抵抗素子であり、
   前記インダクタの両端間に接続されたリセット回路をさらに備え、
   前記リセット回路は、リセット抵抗とリセット容量とを並列接続し、さらにダイオードを直列接続して構成され、
   前記抵抗素子および前記放出スイッチは、直列接続されるとともに、前記リセット抵抗および前記リセット容量に並列接続されている
   請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記消費手段は抵抗素子であり、
   前記放出スイッチは第１および第２の放出スイッチであり、
   前記第１および第２の放出スイッチならびに前記抵抗素子は、その第１および第２の放出スイッチがその抵抗素子を挟むように直列接続されるとともに、前記インダクタと並列接続されている
   請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記放出手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧にエネルギーを回生する回生手段である
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記２次側巻線は、第１および第２の２次側巻線を含み、
   前記２次側スイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を含み、
   前記第１の２次側巻線の一端および前記第２の２次側巻線の一端は、互いに接続されるとともに前記インダクタに接続され、
   前記第１の２次側巻線の他端は前記第１のスイッチング素子に接続され、
   前記第２の２次側巻線の他端は前記第２のスイッチング素子に接続されている
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記１次側スイッチング回路、前記２次側スイッチング回路、および前記放出スイッチをオンオフ制御する制御部をさらに備え、
   前記制御部は、前記昇圧動作モードにおいて、
   前記第１の電圧が所定の電圧より低い場合には、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を、それぞれが同時にオフ状態になる期間を有するように交互にオンオフ制御し、
   前記第１の電圧が前記所定の電圧より高い場合には、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を、それぞれが同時にオン状態になる期間を有するように交互にオンオフ制御する
   請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記制御部は、前記昇圧動作モードにおいて、
   前記第１の電圧が前記所定の電圧より低い場合には前記放出スイッチをオン状態にし、
   前記第１の電圧が前記所定の電圧より高い場合には前記放出スイッチをオフ状態にする
   請求項７に記載のスイッチング電源装置。

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