JP2012135208A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】絶縁トランスの１次側との間に専用の絶縁機構を設けることなく、絶縁トランスの１次側の平滑コンデンサの充電電圧に起因する電源の異常を検出することが可能なインバータ装置を得る。
【解決手段】インバータ装置の制御回路４及び周辺機器を駆動する電源を生成する電源回路１３と、平滑コンデンサ１２の充電電圧を算出する電源異常検出部６を備える。電源回路１３は、絶縁トランス１４と、絶縁トランス１４の２次側巻線１８にダイオード２２を介して接続される制御回路電源用コンデンサ２５の電圧Ｖｏ３を監視し、電源制御部２７からスイッチング素子１９のオン・オフ信号を生成する。電源異常検出部６は、絶縁トランス１４の２次側巻線１８の端子間の電圧値Ｖ３を監視し、監視結果に応じて平滑コンデンサの充電電圧Ｖ１を算出する。
【選択図】図２

Description

本発明は、インバータ装置に関する。

入力電源の停電によってインバータ装置の電源異常が発生すると、モータが制御不能となり、機械の破損などの被害を招くことがある。このため、インバータ装置では、入力電源の電圧を監視し、電圧が所定値以下になると、モータを停止させることが行われている。

また、特許文献１には、モータの頻繁な運転停止をなくし、モータの回生電力効率を高め、安定した制御状態を継続できるようにするために、インバータの直流電圧が停電レベルまで電圧低下したことを検出し、維持レベルと直流電圧検出値との偏差信号の比例積分演算によって周波数調節出力を求めて周波数指令を調節することで、インバータの直流電圧を維持レベルに維持する技術が開示されている。

また、特許文献２には、電力変換装置の入力電源が遮断してから内部制御電源が遮断されるまでの時間を延ばすため、内部制御電源に直流電圧を供給する平滑コンデンサの充電電圧を監視し、平滑コンデンサの充電電圧に異常があると、冷却ファンへの電力供給を遮断する技術が開示されている。

特開２００７−２９５６４８号公報 特開２００７−１８５０１８号公報

しかしながら、入力電源の電圧を監視する方法では、入力電源の停電が発生したことが判定される前に、インバータ装置の制御回路に搭載されているマイクロコンピュータの駆動電源が遮断されることがある。そのため、インバータ装置にて駆動されるモータの制御ができなくなり、モータを安全に停止させることができなくなるという問題があった。

また、特許文献１に開示された方法では、モータ駆動電圧を発生させる主回路部の平滑コンデンサの出力電圧を検出することで、停電が発生したかどうかが判定される。このため、主回路部の平滑コンデンサの容量分だけ充電電圧の低下が遅れ、停電の検出が遅れるという問題があった。

また、主回路部を駆動する制御電源の平滑コンデンサは、主回路部の平滑コンデンサよりも容量が小さいため、入力電源の落ち方によっては、主回路部の平滑コンデンサの充電電圧よりも先に制御電源の平滑コンデンサの充電電圧が減少し、制御電源が生成できなくなる。このため、主回路部の平滑コンデンサの充電電圧が低下する前であっても、主回路部を駆動することができなくなり、インバータ装置にて駆動されるモータの制御ができなくなることから、モータを安全に停止できない可能性があるという問題があった。

また、特許文献２に開示された方法では、制御電源の平滑コンデンサの充電電圧を検出するため、平滑コンデンサの充電電圧を検出するために検出器に専用の絶縁機構を設けなければならないという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、絶縁トランスの１次側との間に専用の絶縁機構を設けることなく、絶縁トランスの１次側の平滑コンデンサの充電電圧に起因する電源の異常を検出することが可能なインバータ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかるインバータ装置は、入力された電圧が充電される平滑コンデンサの充電電圧を用いて、制御回路及び周辺機器を駆動する電源を生成する電源回路と、前記平滑コンデンサの充電電圧を算出する電圧算出部とを備え、前記電源回路は、１次側巻線及び２次側巻線を含む絶縁トランスと、前記絶縁トランスの前記２次側巻線にダイオードを介して接続される制御回路電源用コンデンサの電圧を監視し、スイッチング素子のオン・オフ信号を生成する電源制御部と、前記電源制御部から出力されるオン・オフ信号に基づいてオン・オフ動作を行い、前記平滑コンデンサの充電電圧に応じたエネルギーを前記絶縁トランスの前記１次側巻線に蓄積するスイッチング素子とを有し、前記電圧算出部は、前記絶縁トランスの前記２次側巻線の端子間の電圧値を監視し、監視結果に応じて前記平滑コンデンサの充電電圧を算出することを特徴とする。

この発明によれば、電源異常検出部に専用の絶縁機構を設けることなく、絶縁トランスの１次側の平滑コンデンサの充電電圧に起因する電源の異常を検出することが可能という効果を奏する。

図１は、本発明に係るインバータ装置の実施の形態１の概略構成を示すブロック図である。 図２は、図１の電源回路の概略構成の一例を示すブロック図である。 図３は、図２のスイッチング素子のオン時とオフ時における平滑コンデンサの電圧値Ｖ１と絶縁トランスの１次側巻線の端子間電圧Ｖ２の波形を示す図である。 図４は、図２のスイッチング素子のオン時とオフ時における絶縁トランスの１次側巻線の端子間電圧Ｖ２と絶縁トランスの２次側巻線の端子間電圧Ｖ３の波形を示す図である。 図５は、図２のスイッチング素子のオン時とオフ時における平滑コンデンサの電圧値Ｖ１の変化に対するトランスの１次側巻線の端子間電圧Ｖ２とトランスの２次側巻線の端子間電圧Ｖ３のオンオフデューティの変化の波形を示す図である。 図６は、図１の電源異常検出部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図７は、図６の電圧算出部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図８は、図７の電圧抽出部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図９は、図２のトランスの２次側巻線の端子間電圧Ｖ３と図７の電圧抽出部の出力電圧Ｖ４と反転増幅器の出力電圧Ｖ５の波形を示す図である。 図１０は、図６の電圧判定部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図１１は、図７の反転増幅器の出力電圧Ｖ５と図１０の減算器から出力される差電圧Ｖｖの波形を示す図である。 図１２は、図１０の電源異常判定部の電圧異常判定方法を示すフローチャートである。 図１３は、本発明に係るインバータ装置の実施の形態２の概略構成を示すブロック図である。 図１４は、図１３の電源異常検出部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図１５は、図１４の電圧判定部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図１６は、図１５の電源異常判定部の概略構成の一例を示すブロック図である。 図１７は、図１４の全波整流抽出部の出力電圧Ｖ１０と図１６の比較器の出力の波形を示した図である。 図１８は、図１６のカウンタの概略構成の一例を示すブロック図である。 図１９は、図１６のカウンタの動作時の各部の波形を示す図である。 図２０は、図１６の比較器の出力と電源異常との関係を示す図である。

以下に、本発明に係るインバータ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明に係るインバータ装置の実施の形態１の概略構成を示すブロック図である。図１において、インバータ装置には、主回路部２、制御電源部３、制御回路４、周辺機器５および電源異常検出部６が設けられている。そして、インバータ装置の入力端には、入力電源１が接続され、出力端には、制御対象であるモータ７が接続されている。なお、入力電源１としては、商用電源などの単相交流電源あるいは三相交流電源や直流電源を用いることができる。

ここで、主回路部２は、入力電源１から供給される電力に基づいてモータ７を駆動することができる。制御電源部３は、入力電源１から供給される電力に基づいて制御回路４および周辺機器５を駆動する電源を生成することができる。制御回路４は、主回路部２を制御することができ、主回路部２を制御するための演算処理を行うマイクロコンピュータを搭載することができる。周辺機器５は、モータ７の制御に直接的に関わらない冷却機器などから構成することができる。電源異常検出部６は、制御電源部３に設けられた絶縁トランスの２次側巻線の端子間電圧Ｖ３を監視することで、絶縁トランスの１次側の電圧に起因する電源の異常を検出することができる。

具体的には、主回路部２には、直流交流変換部８、平滑コンデンサ９およびインバータ部１０が設けられている。ここで、直流交流変換部８は、入力電源１から供給される交流を直流に変換することができ、直流交流変換部８として、例えば、整流回路を用いることができる。平滑コンデンサ９は、交流直流変換部８から出力された直流を平滑化することができる。インバータ部１０は、平滑コンデンサ９にて平滑化された直流を交流に変換し、その交流電力に基づいてモータ７を可変速制御することができる。なお、インバータ部１０は、制御回路４によるＰＷＭ制御に基づいて、平滑コンデンサ９にて平滑化された直流を交流に変換することができる。

また、制御電源部３には、交流直流変換部１１、平滑コンデンサ１２および電源回路１３が設けられている。ここで、交流直流変換部１１は、入力電源１から供給される交流を直流に変換することができる。平滑コンデンサ１２は、交流直流変換部１１から出力された直流を平滑化することができる。電源回路１３は、平滑コンデンサ１２の充電電圧から制御回路４および周辺機器５を駆動する電源を生成することができる。

図２は、図１の電源回路１３の概略構成の一例を示すブロック図である。図２において、電源回路１３には、絶縁トランス１４、スイッチング素子１９、ダイオード２０〜２２、コンデンサ２３〜２５および電源制御部２７が設けられている。また、絶縁トランス１４には、１次側巻線１５および２次側巻線１６〜１８が設けられている。ここで、電源制御部２７は、コンデンサ２５の充電電圧Ｖｏ３に基づいてスイッチング素子１９をオン／オフ制御することができる。

そして、１次側巻線１５の巻き始め側は平滑コンデンサ１２の一端に接続され、１次側巻線１５の巻き終り側はスイッチング素子１９を介して平滑コンデンサ１２の他端に接続されている。

また、２次側巻線１６の巻き終り側はダイオード２０を介してコンデンサ２３の一端に接続され、２次側巻線１６の巻き始め側はコンデンサ２３の他端に接続されている。また、２次側巻線１７の巻き終り側はダイオード２１を介してコンデンサ２４の一端に接続され、２次側巻線１７の巻き始め側はコンデンサ２４の他端に接続されている。また、２次側巻線１８の巻き終り側はダイオード２２を介してコンデンサ２５の一端に接続され、２次側巻線１８の巻き始め側はコンデンサ２５の他端に接続されている。

また、電源異常検出部６の入力側は２次側巻線１８の端子間に接続され、制御回路４の電源端子はコンデンサ２５の端子間に接続され、周辺機器５の電源端子はコンデンサ２４の端子間に接続されている。

なお、絶縁トランス１４の１次側巻線１５と２次側巻線１６の巻線比をＮ１５：Ｎ１６、１次側巻線１５と２次側巻線１７の巻線比をＮ１５：Ｎ１７、１次側巻線１５と２次側巻線１８の巻線比をＮ１５：Ｎ１８とする。

そして、図１および図２において、入力電源１から出力された交流電力が主回路部２に供給されると、直流交流変換部８にて直流電力に変換された後、平滑コンデンサ９にて平滑化され、インバータ部１０に供給される。そして、平滑コンデンサ９にて平滑化された直流電力は、インバータ部１０にて交流電力に変換され、モータ７に供給されることで、モータ７が駆動される。

一方、入力電源１から出力された交流電力が制御電源部３に供給されると、交流直流変換部１１にて直流電力に変換された後、平滑コンデンサ１２にて平滑化され、電源回路１３に供給される。そして、平滑コンデンサ１２にて平滑化された直流電力が電源回路１３に供給されると、平滑コンデンサ１２の充電電圧Ｖ１がスイッチング素子１９を介して絶縁トランス１４の１次側巻線１５に印加され、１次側巻線１５の端子間に端子間電圧Ｖ２が発生する。

そして、１次側巻線１５に端子間電圧Ｖ２が発生すると、１次側巻線１５と２次側巻線１６〜１８との巻線比に応じた電圧が２次側巻線１６〜１８にそれぞれ誘起される。そして、２次側巻線１６〜１８にそれぞれ誘起された電圧は、ダイオード２０〜２２にてそれぞれ整流されながら、コンデンサ２３〜２５にてそれぞれ平滑化されることで、直流電力に変換される。

そして、コンデンサ２５の端子間に発生した充電電圧Ｖｏ３が制御回路４に出力されることで、制御回路４に電源が供給される。また、コンデンサ２４の端子間に発生した充電電圧Ｖｏ４が周辺機器５に出力されることで、周辺機器５に電源が供給される。

また、電圧Ｖｏ３は電源制御部２７にて監視され、電圧Ｖｏ３が所定値に維持されるようにスイッチング素子１９がオン／オフ制御される。例えば、電源制御部２７は、電圧Ｖｏ３が所定値より低ければ、スイッチング素子１９のオン時間を長くし、絶縁トランス１４にエネルギーを蓄積させる。

図３は、図２のスイッチング素子１９のオン時とオフ時における平滑コンデンサ１２の電圧値Ｖ１と絶縁トランス１４の１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２の波形を示す図である。図３において、スイッチング素子１９がオンの時は、１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２は、平滑コンデンサ１２の充電電圧Ｖ１と同じ電圧値となる。一方、スイッチング素子１９がオフの時は、１次側巻線１５の端子間には、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３の巻線比に対応したフライバック電圧ＶＢが負方向にかかる。

図４は、図２のスイッチング素子１９のオン時とオフ時における絶縁トランス１４の１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２と絶縁トランス１４の２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３の波形を示す図である。図４において、スイッチング素子１９がオンの時は、２次側巻線１８の端子間には、１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２に巻線比Ｎ１８／Ｎ１５が積算された電圧値が負方向にかかり、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３≒Ｎ１８／Ｎ１５×Ｖ２となる。

一方、スイッチング素子１９がオフの時は、２次側巻線１８の端子間には、１次側巻線１５の出力端子間電圧Ｖ２の巻線比に対応した電圧が負方向にかかり、コンデンサ２５の充電電圧Ｖｏ３は、電源回路１３から出力されるように決められた電圧Ｖｏ３とほぼ同じ値となる。

図５は、図２のスイッチング素子１９のオン時とオフ時における平滑コンデンサ１２の電圧値Ｖ１の変化に対するトランス１４の１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２とトランス１４の２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３のオン・オフデューティの変化の波形を示す図である。図５において、入力電源１が遮断されると、平滑コンデンサ１２の充電電圧値Ｖ１が低下する。ここで、充電電圧値Ｖ１が低下すると、スイッチング素子１９がオン時の１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２および２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３の絶対値も低下する。このため、電圧Ｖｏ３が低下し、電源制御部２７にてスイッチング素子１９のオン時間が長くなるように制御されることから、スイッチングオンデューティ時間が長くなる。

例えば、充電電圧値Ｖ１が０．８倍に低下した場合、スイッチング素子１９がオン時の１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２はＶ２１からＶ２２に低下し、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３はＶ３１からＶ３２に低下する。また、充電電圧値Ｖ１が０．８倍に低下した場合、充電電圧値Ｖ１のオン時間をｔ１とすると、充電電圧値Ｖ１が０．８倍に低下した時のオン時間ｔ２は、１．２×ｔ１で与えられる。

図３〜図５を参照すると、次のことが明らかになる。
（１）スイッチング素子１９がオンの時は、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３は、平滑コンデンサ１１に充電されている電圧Ｖ１に巻線比Ｎ１８／Ｎ１５が積算された値となる。
（２）スイッチング素子１９がオフの時は、コンデンサ２５の充電電圧Ｖｏ３が電源回路１３から出力されるように決められた電圧Ｖｏ３とほぼ同じ値となるように、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３が設定される。
（３）入力電源１の電圧値が低下すると、スイッチング素子１９がオンの時の１次側巻線１５の端子間電圧Ｖ２および２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３の絶対値も低下し、スイッチングオンデューティ時間が長くなる。

すなわち、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３を監視することにより、スイッチング素子１９のオン時は、平滑コンデンサ１２の充電電圧値Ｖ１と等価な電圧値を検出することが可能である。

平滑コンデンサ１２の充電電圧値Ｖ１は、制御電源部３にて各電源を生成するための電気的エネルギーを供給し、充電電圧値Ｖ１が低下すると、スイッチング素子１９のスイッチング動作が停止され、電源回路１３での電源が生成できなくなる。この場合、制御回路４や主回路部２を駆動するための電源が遮断されるため、モータ７を制御できなくなる。

スイッチング素子１９がオンしている場合は、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３はＶ３×Ｎ１５／Ｎ１８≒Ｖ１となるため、平滑コンデンサ１１の充電電圧値Ｖ１と等価な電圧を検出することができる。つまり、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３を監視すれば、絶縁機構を設けることなく、充電電圧Ｖ１を仮想的に監視することができ、回路素子を減らすことができる。

図６は、図１の電源異常検出部６の概略構成の一例を示すブロック図である。図６において、電源異常検出部６には電圧算出部２８および電圧判定部２９が設けられている。ここで、電圧算出部２８は、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３を監視し、スイッチング素子１９がオン時の端子間電圧Ｖ３を算出することができる。電圧判定部２９は、電圧算出部２８にて算出された端子間電圧Ｖ３の算出値に基づいて電源異常の有無を判定し、その判定結果を制御回路４に伝達することができる。

図７は、図６の電圧算出部２８の概略構成の一例を示すブロック図である。図７において、電圧算出部２８には、電圧抽出部３０および反転増幅器３１が設けられている。ここで、電圧抽出部３０は、スイッチング素子１９がオン時の端子間電圧Ｖ３を抽出して保持し、その抽出した電圧Ｖ４を反転増幅器３１に出力するとともに、スイッチング素子１９がオフ時の端子間電圧Ｖ３を遮断することができる。反転増幅器３１は、電圧抽出部３０にて抽出された電圧Ｖ４を反転増幅し、出力電圧Ｖ５として図６の電圧判定部２９に出力することができる。

図８は、図７の電圧抽出部３０の概略構成の一例を示すブロック図である。図８において、電圧抽出部３０には、ダイオード５１、コンデンサ５２および抵抗５３、５４が設けられている。ここで、コンデンサ５２の一端はダイオード５１のアノードに接続され、ダイオード５１のカソードは２次側巻線１８の巻き終り側に接続され、２次側巻線１８の巻き始め側はコンデンサ５２の他端に接続されている。また、抵抗５３、５４は互いに直列接続され、抵抗５３、５４の直列回路はコンデンサ５２に並列接続されている。

そして、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３が電圧抽出部３０に入力されると、スイッチング素子１９がオンしている時は端子間電圧Ｖ３がコンデンサ５２に印加される。そして、コンデンサ５２に印加された端子間電圧Ｖ３は抵抗５３、５４にて分圧され、抵抗５３、５４にて分圧された電圧Ｖ４が図７の反転増幅器３１に出力される。一方、スイッチング素子１９がオフしている時は、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３はダイオード５１にて遮断される。

そして、電圧抽出部３０にて抽出された電圧Ｖ４が反転増幅器３１に入力されると、その電圧Ｖ４が反転増幅器３１にて反転増幅され、出力電圧Ｖ５として図６の電圧判定部２９に出力される。ここで、出力電圧Ｖ５は反転増幅器３１によって、充電電圧Ｖ１と等価になるように算出することができる。

図９は、図２のトランス１４の２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３と図７の電圧抽出部３０の出力電圧Ｖ４と反転増幅器３１の出力電圧Ｖ５の波形を示す図である。図９において、充電電圧値Ｖ１が０．８倍に低下した場合、スイッチング素子１９がオン時の２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３はＶ３１からＶ３２に低下する。そして、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３がＶ３１からＶ３２に低下すると、電圧抽出部３０にて抽出された電圧Ｖ４はＶ４１からＶ４２に低下し、反転増幅器３１から出力される出力電圧Ｖ５は、Ｖ５１からＶ５２に上昇する。

図１０は、図６の電圧判定部２９の概略構成の一例を示すブロック図である。図１０において、電圧判定部２９には、１サンプリング遅れ素子３２、減算器３３および電源異常判定部３４が設けられている。ここで、１サンプリング遅れ素子３２は、反転増幅器３１から出力された出力電圧Ｖ５の１サンプリング時間前の電圧Ｖ５５を出力することができる。減算器３３は、反転増幅器３１から出力された出力電圧Ｖ５と１サンプリング遅れ素子３２から出力された電圧Ｖ５５との差電圧Ｖｖを算出することができる。電源異常判定部３４は、反転増幅器３１から出力された出力電圧Ｖ５および減算器３３にて算出された差電圧Ｖｖに基づいて電源異常の有無を判定することができる。

そして、電源異常判定部３４は、差電圧Ｖｖに基づいて出力電圧Ｖ５の落ち方が緩やかか急激かを判定し、出力電圧Ｖ５の落ち方が急激な場合は、制御回路４が停止するような電圧に達するまでに余裕がある場合においても、電源異常が有ると判定する。

一方、出力電圧Ｖ５の落ち方が緩やかな場合、制御回路４が停止するような電圧に達するまでに余裕がある時は、電源異常判定部３４は、電源異常が無いと判定する。そして、電源異常判定部３４は、電源異常と判定する判定値Ｖ７に出力電圧Ｖ５が達した時に、電源異常が有ると判定する。

なお、図１０の例では、サンプリング時間Ｔの離散時間系として電圧判定部２９を構成する方法について説明したが、連続時間系として電圧判定部２９を構成するようにしてもよい。

図１１は、図７の反転増幅器３１の出力電圧Ｖ５と図１０の減算器３３から出力される差電圧値Ｖｖの波形を示す図である。図１１において、スイッチング素子１９が停止し、電源が生成できなくなる電圧値をＶ６とすると、制御回路４が停止する前に電源異常を検出する必要があるため、電源異常と判定する判定値Ｖ７は、電圧値Ｖ６よりも高めに設定することができる。

なお、以下の説明では、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７となってから、電源異常判定部３４が電源異常検出信号を出力するまでに１サンプリング時間Ｔかかるものとする。

図１１（ａ）において、反転増幅器３１の出力電圧Ｖ５の落ち方が緩やかな場合、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７に達してから、１サンプリング時間Ｔ後に電源異常検出信号を出力しても、電圧値Ｖ６となるまでに余裕があるため、制御回路４が停止する前に電源異常を知らせることができる。

一方、図１１（ｂ）において、反転増幅器３１の出力電圧Ｖ５の落ち方が急な場合、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７に達してから、１サンプリング時間Ｔ後に電源異常検出信号を出力すると、電源異常検出信号が出力される前に電圧値Ｖ６に達する。この結果、制御電源３の電源生成ができなくなり、制御回路４が停止することから、モータ７の制御が不能となる可能性がある。

このため、電源異常判定部３４は、反転増幅器３１の出力電圧Ｖ５と差電圧Ｖｖを監視し、出力電圧Ｖ５が電圧値Ｖ７に対して余裕があっても、差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０が所定値以上の場合には、電源に何らかの異常があるものと判断して電源異常と判定する。このようにすれば、制御回路４が停止する前に電源異常を確実に検出することができ、モータ７の制御が不能となる前にモータ７を安全に停止させることができる。

図１２は、図１０の電源異常判定部３４の電圧異常判定方法を示すフローチャートである。図１２において、図２の電源制御部２７にてスイッチング素子１９のオン／オフ制御が開始される（ステップＳ１）。そして、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７を超えるかまたは差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０が所定値Ｖｖ１を越えた場合（ステップＳ２）、電源異常判定部３４にて電源異常と判定される（ステップＳ３）。

なお、上述した実施の形態１では、電源回路１３はフライバックコンバータ方式を用いた場合を例にとって説明したが、フォワードコンバータ方式に適用するようにしてもよい。

また、上述した実施の形態１では、スイッチング素子１９がオン時の端子間電圧Ｖ３を電圧抽出部３０にて抽出させて保持させる方法について説明したが、スイッチング素子１９のオンデューティ時間あるいはオフデューティ時間を電圧判定部２９にて判別し、電源異常の有無を判定するようにしてもよい。

実施の形態２．
図１３は、本発明に係るインバータ装置の実施の形態２の概略構成を示すブロック図である。図１３において、このインバータ装置には、図１のインバータ装置の制御電源部３および電源異常検出部６の代わりに制御電源部６３および電源異常検出部６６が設けられている。

ここで、制御電源部６３には、図１の制御電源部３の構成に加え、ダイオード５０が設けられている。そして、ダイオード５０は、交流直流変換部１１と電源回路１３との間に介挿されている。そして、ダイオード５０は、平滑コンデンサ１２にて平滑される前の全波整流電圧Ｖ９を電源異常検出部６６に出力させることができる。

また、電源異常検出部６６は、制御電源部６３に設けられた絶縁トランスの２次側の端子間電圧Ｖ３を監視することで、絶縁トランスの１次側の端子間電圧に起因する電源の異常を検出するとともに、交流直流変換部１１の全波整流電圧Ｖ９を監視することで、入力電源１の異常を検出することができる。なお、電源異常検出部６６は、交流直流変換部１１の全波整流電圧Ｖ９を監視する代わりに、入力電源１の電圧を監視するようにしてもよい。

図１４は、図１３の電源異常検出部６６の概略構成の一例を示すブロック図である。図１４において、電源異常検出部６６には、電圧算出部７１、全波整流抽出部７２および電圧判定部７３が設けられている。ここで、電圧算出部７１は、２次側巻線１８の端子間電圧Ｖ３を監視し、スイッチング素子１９がオン時の端子間電圧Ｖ３を算出することができる。なお、この電圧算出部７１は、図６の電圧算出部２８と同様に構成することができる。全波整流抽出部７２は、交流直流変換部１１の出力電圧から全波整流電圧Ｖ９を抽出し、その抽出値を出力電圧Ｖ１０として出力することができる。なお、全波整流抽出部７２は、分圧抵抗およびフォトカプラあるいは絶縁アンプなどの専用の絶縁機構を用いて実現することができる。電圧判定部７３は、電圧算出部２８にて算出された端子間電圧Ｖ３の算出値および全波整流抽出部７２にて抽出された全波整流電圧Ｖ９の抽出値に基づいて電源異常の有無を判定し、その判定結果を制御回路４に伝達することができる。

図１５は、図１４の電圧判定部７３の概略構成の一例を示すブロック図である。図１５において、電圧判定部７３には、図１０の電源異常判定部３４の代わりに電源異常判定部８４が設けられている。ここで、電源異常判定部８４は、図７の反転増幅器３１から出力された出力電圧Ｖ５、減算器３３にて算出された差電圧Ｖｖおよび全波整流抽出部７２から出力された出力電圧Ｖ１０に基づいて電源異常の有無を判定することができる。そして、電源異常判定部８４は、差電圧Ｖｖに基づいて出力電圧Ｖ５の落ち方が緩やかか急激かを判定し、出力電圧Ｖ５の落ち方が急激な場合は、周辺機器５と２次側巻線１７とを遮断する。そして、周辺機器５と２次側巻線１７とを遮断しても出力電圧Ｖ５の落ち方が急激な場合は、制御回路４に異常が有ると判定する。

一方、出力電圧Ｖ５の落ち方が急激な場合において周辺機器５と２次側巻線１７とを遮断すると、出力電圧Ｖ５の落ち方が緩やかになる場合は、電源異常判定部８４は、周辺機器５に異常が有ると判定する。また、出力電圧Ｖ５の落ち方が緩やかな場合、出力電圧Ｖ１０の低下が所定時間以上継続すると、電源異常判定部８４は、入力電源１に異常が有ると判定する。

なお、図１５の例では、サンプリング時間Ｔの離散時間系として電圧判定部７３を構成する方法について説明したが、連続時間系として電圧判定部７３を構成するようにしてもよい。

図１６は、図１５の電源異常判定部８４の概略構成の一例を示すブロック図である。図１６において、電源異常判定部８４には、比較器９１〜９３、９５、カウンタ９４および電源異常診断部９６が設けられている。ここで、比較器９１は、出力電圧Ｖ５を判定値Ｖ７と比較し、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７より低くなった場合、Ｈレベルを出力することができる。比較器９２は、差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０を所定値Ｖｖ１と比較し、差電圧Ｖｖの絶対値が所定値Ｖｖ１より高くなった場合、Ｈレベルを出力することができる。比較器９３は、出力電圧Ｖ１０を判定値Ｖ１１と比較し、出力電圧Ｖ１０が判定値Ｖ１１より低くなった場合、Ｈレベルを出力することができる。カウンタ９４は、比較器９３からＨレベルが出力されている時間をカウントすることができる。比較器９５は、カウンタ９４によるカウント値をしきい値ｎと比較し、カウンタ９４によるカウント値がしきい値ｎ以上になった場合、Ｈレベルを出力することができる。電源異常診断部９６は、比較器９１、９２、９５の出力値に基づいて、制御回路４、周辺機器５および入力電源１のいずれに異常があるかを診断することができる。

そして、図１４の電圧算出部７１にて算出された出力電圧Ｖ５は比較器９１に入力され、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７と比較される。そして、出力電圧Ｖ５が判定値Ｖ７より低くなった場合、Ｈレベルが電源異常診断部９６に出力される。

また、減算器３３にて算出された差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０は比較器９２に入力され、差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０が所定値Ｖｖ１と比較される。そして、差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０が所定値Ｖｖ１より高くなった場合、Ｈレベルが電源異常診断部９６に出力される。

また、全波整流抽出部７２の出力電圧Ｖ１０は比較器９３に入力され、出力電圧Ｖ１０が判定値Ｖ１１と比較される。そして、出力電圧Ｖ１０が判定値Ｖ１１より低くなった場合、Ｈレベルがカウンタ９４に出力される。

そして、カウンタ９４において、比較器９３からＨレベルが出力されている時間がカウントされ、そのカウント値が比較器９５に出力される。そして、比較器９５において、カウンタ９４によるカウント値がしきい値ｎと比較され、カウンタ９４によるカウント値がしきい値ｎ以上になった場合、Ｈレベルが電源異常診断部９６に出力される。

図１７は、図１４の全波整流抽出部７２の出力電圧Ｖ１０と図１６の比較器９３の出力の波形を示した図である。図１７において、全波整流抽出部７２の出力電圧Ｖ１０が判定値Ｖ１１より低くなった場合、比較器９３からＨレベルが出力される。ここで、全波整流抽出部７２の出力電圧Ｖ１０は全波整流成分であるため、入力電源１が正常の場合でも、比較器９３からＨレベルが出力される時間がある。

ここで、入力電源１が正常の場合、出力電圧Ｖ１０は全波整流成分であるため、比較器９３からＨレベルが出力される時間は断続的になる。一方、入力電源１が遮断した場合、比較器９３からＨレベルが出力される時間は継続的になる。このため、出力電圧Ｖ１０は全波整流成分である場合においても、比較器９３からＨレベルが出力される時間をカウントすることにより、入力電源１が正常か異常かを判断することができる。

すなわち、比較器９３からＨレベルが出力される時間をカウンタ９４にてカウントし、比較器９３からＨレベルが出力される時間がｎ×Ｔ時間（ｎは整数）だけ続いたら、比較器９５からＨレベルを出力させることができる。

図１８は、図１６のカウンタ９４の概略構成の一例を示すブロック図である。図１８において、カウンタ９４には、加算器１０１、１サンプリング遅れ素子１０２および乗算器１０３、１０４が設けられている。ここで、加算器１０１は、比較器９３からの出力ａと乗算器１０３からの出力とを加算し、乗算器１０４に出力することができる。なお、出力ａは、比較器９３からの出力がＨレベルの場合は１、比較器９３からの出力がＬレベルの場合は０をとることができる。１サンプリング遅れ素子１０２は、加算器１０１からの出力を１サンプリング時間だけ遅延させ、乗算器１０３に出力することができる。乗算器１０３は、比較器９３からの出力ａと１サンプリング遅れ素子１０２からの出力とを乗算し、加算器１０１に出力することができる。乗算器１０４は、比較器９３からの出力ａと加算器１０１からの出力とを乗算し、図１６の比較器９５に出力することができる。

図１９は、図１６のカウンタ９４の動作時の各部の波形を示す図である。図１９において、比較器９３からの出力ａが１の場合、１サンプリングごとにカウンタ９４の出力ｂが加算器１０１にて１づつインクリメントされる。そして、比較器９３からの出力ａが０になると、乗算器１０４にてカウンタ９４の出力ｂが０にクリアされる。そして、カウンタ９４の出力ｂがしきい値ｎに達すると、比較器９５からの出力ｃがＨレベルになり、図１６の電源異常診断部９６にて入力電源１に異常があると判定される。

図２０は、図１６の比較器９１、９２、９５の出力と電源異常との関係を示す図である。図２０において、図１６の比較器９１、９２、９５の出力値が電源異常診断部９６に入力されると、比較器９１、９２、９５の出力値に基づいて、制御回路４、周辺機器５および入力電源１のいずれに異常があるかが診断される。

まず、入力電源１の異常について説明する。入力電源１に停電等の異常が発生した場合、一般的には、平滑コンデンサ１２の充電電圧Ｖ１よりも先に全波整流電圧Ｖ９が低下する。そのため、比較器９１および比較器９２の出力がＬレベルであり、比較器９５の出力がＨレベルである場合、入力電源１の異常と診断する。

また、全波整流電圧Ｖ９の落ち方が緩やかな場合、制御回路４の負荷によっては、比較器９１の出力が先にＨレベルとなることがある。このため、比較器９１の出力がＨレベル、比較器９２の出力がＬレベル、比較器９５の出力がＨレベルの場合も、入力電源１の異常と診断する。

次に、制御回路４の異常について説明する。制御回路４または周辺機器５等にショート等が発生し、過大な電流によって負荷が増大すると、全波整流電圧Ｖ９は低下せずに、平滑コンデンサ１２の充電電圧Ｖ１が低下し、さらに平滑コンデンサ１２の充電電圧Ｖ１の落ち込みの速さと等価である差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０も大きくなる。つまり、比較器９２の出力がＨレベル、比較器９５の出力がＬレベルの場合、電源回路１３の出力電圧に何らかの異常があったものと考えられる。

ここで、この時の比較器９２、９５の出力だけを監視しただけでは、電源回路１３の出力電圧の異常が制御回路４の異常によるものなのか、周辺機器５の異常によるものなのか判断することができない。このため、周辺機器５と絶縁トランス１４の２次側巻線１７を遮断して、周辺機器５に電源が供給されないようにする。そして、周辺機器５に電源が供給されない状態でも、比較器９２の出力がＨレベルのままである場合、差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０が大きくなった原因は、制御回路４であるため、制御回路４の異常と診断する。

次に、周辺機器５の異常について説明する。比較器９２の出力がＨレベル、比較器９５の出力がＬレベルの場合において、周辺機器５と絶縁トランス１４の２次側巻線１７を遮断して、周辺機器５に電源が供給されないようにする。そして、周辺機器５に電源が供給されない状態において、比較器９２の出力がＬレベルになった場合、差電圧Ｖｖの絶対値Ｖｖ０が大きくなった原因は、周辺機器５であるため、周辺機器５の異常と診断する。

なお、比較器９１、９２、９５の出力のいずれかがＨレベルとなったら、電源異常検出信号は必ず出力し、電源異常検出信号が出力されたら、周辺機器５への電源供給を遮断するようにしてもよい。このように電源の負荷を減らすことで、モータ制御を行う制御回路４への電源供給時間を長くすることができる。

以上のように本発明に係るインバータ装置は、制御電源部に設けられた絶縁トランスの２次側の端子間電圧を監視することで、絶縁トランスの１次側の平滑コンデンサの充電電圧の低下を判定することができ、専用の絶縁機構を設けることなく、絶縁トランスの１次側の平滑コンデンサの充電電圧に起因する電源の異常を検出することができる。

１ 入力電源
２ 主回路部
３、６３ 制御電源部
４ 制御回路
５ 周辺機器
６、６６ 電源異常検出部
７ モータ
８ 直流交流変換部
９ 平滑コンデンサ
１０ インバータ部
１１ 交流直流変換部
１２ 平滑コンデンサ
１３ 電源回路
１４ 絶縁トランス
１５ １次側巻線
１６〜１８ ２次側巻線
１９ スイッチング素子
２０〜２２、５０、５１ ダイオード
２３〜２５、５２ コンデンサ
２７ 電源制御部
２８、７１ 電圧算出部
２９、７３ 電圧判定部
３０ 電圧抽出部
３１ 反転増幅器
３２、１０２ １サンプリング遅れ素子
３３ 減算器
３４、８４ 電源異常判定部
５３、５４ 抵抗
７２ 全波整流抽出部
９１〜９３、９５ 比較器
９４ カウンタ
９６ 電源異常診断部
１０１ 加算器
１０３、１０４ 乗算器

Claims (5)

1. 入力された電圧が充電される平滑コンデンサの充電電圧を用いて、制御回路及び周辺機器を駆動する電源を生成する電源回路と、
   前記平滑コンデンサの充電電圧を算出する電圧算出部と、
   を備え、
   前記電源回路は、
   １次側巻線及び２次側巻線を含む絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの前記２次側巻線にダイオードを介して接続される制御回路電源用コンデンサの電圧を監視し、スイッチング素子のオン・オフ信号を生成する電源制御部と、
   前記電源制御部から出力されるオン・オフ信号に基づいてオン・オフ動作を行い、前記平滑コンデンサの充電電圧に応じたエネルギーを前記絶縁トランスの前記１次側巻線に蓄積するスイッチング素子と、
   を有し、
   前記電圧算出部は、前記絶縁トランスの前記２次側巻線の端子間の電圧値を監視し、監視結果に応じて前記平滑コンデンサの充電電圧を算出する
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記電圧算出部は、
   前記絶縁トランスの前記２次側巻線の端子間の電圧値を抽出する電圧抽出部と、
   前記電圧抽出部により抽出された電圧値を反転増幅する反転増幅部と、
   を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記電圧抽出部は、前記スイッチング素子がオンしている状態における前記絶縁トランスの前記２次側巻線の端子間の電圧を抽出する
   ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記反転増幅部は、前記平滑コンデンサの充電電圧と等価な値を求めるように、前記電圧抽出部により抽出された電圧値を反転増幅する
   ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
5. 入力された電圧が充電される平滑コンデンサの充電電圧を用いて、制御回路及び周辺機器を駆動する電源を生成する電源回路と、
   前記平滑コンデンサの充電電圧に起因する電源異常を検出する電源異常検出部と、
   を備え、
   前記電源回路は、
   １次側巻線及び２次側巻線を含む絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの前記２次側巻線にダイオードを介して接続される制御回路電源用コンデンサの電圧を監視し、スイッチング素子のオン・オフ信号を生成する電源制御部と、
   前記電源制御部から出力されるオン・オフ信号に基づいてオン・オフ動作を行い、前記絶縁トランスの前記１次側巻線にエネルギーを蓄積するスイッチング素子と、
   を有し、
   前記電源異常検出部は、前記絶縁トランスの前記２次側巻線の端子間の電圧値を監視し、監視結果に応じて前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ時間を検出する
   ことを特徴とするインバータ装置。

Images