JP2012139059A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 変圧器の鉄損の増加を抑制しつつ、変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流を増加させ、共振状態を成立させることができる電源装置を提供するものである。
【解決手段】 電源装置は、架空電力線１００近傍に配設される誘導電極２０及び大地３００間の浮遊静電容量（誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀）と、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に対して並列に接続され、一次電圧を降圧させて二次電圧を出力する変圧器１と、変圧器１の二次側の両端から引き出される出力部５０と、を備え、変圧器１のコア２が、ギャップ２ａを有し、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀及び変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀による並列回路を並列共振回路として、出力部５０から負荷２００電力を供給する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、送電線路若しくは配電線路の架空電力線、架空地線、通信線（メッセンジャワイヤで支持されたメタル通信ケーブル又は光ケーブルなど）若しくは支線などの架空電力線に並設して架線される架空線状導体又は電気機器内の導体（以下、架空電力線、架空線状導体及び電気機器内の導体を総称して、「導体」と称す）近傍に配設して使用される、導体の状態（電圧、電流、温度又は動きなど）や導体の周囲の状態（風速、日射量又は気圧など）を計測する計測機器、導体の状態を無線や有線で送受信する通信機器、導体の存在を標示するための標識灯又は架空電力線が活線であることを表示するための表示器などの電気機器である負荷に電力を供給する電源装置に関し、特に、架空線又は電気機器内の導体の周囲に発生する静電誘導作用を利用した電源装置に関する。

静電誘導作用を利用したものとして、例えば、従来の電源装置は、架空線に降圧型変圧器の一方の端子が接続され、架空線から絶縁された誘導電極に降圧型変圧器の他方の端子が接続される（例えば、特許文献１参照）。

この構成により、従来の電源装置は、降圧型変圧器の一次側の励磁サセプタンス成分（インダクタンス）に流れる励磁電流と降圧型変圧器の一次側の浮遊静電容量に流れる充電電流とが互いに打ち消し合い共振状態をなすことで、無効電流を皆無にして電力効率を高めると共に、降圧型変圧器のインピーダンス整合により一次側から見たインピーダンスを高い状態に保ち、高電圧を誘起させて高効率を実現できる。

また、従来の電源装置は、一次側の浮遊静電容量が電源装置の架空線への取り付け形態や誘導電極の大きさなどから様々な値をもつために、インダクタンス又は降圧型変圧器の一次側に可変静電容量を追加して静電容量の微調整ができるようになっている。

また、従来の電源装置には、入力端子の一方を高圧線に接続して他方を誘導電極に接続する方式（高圧線接続方式）と、入力端子の一方を架空地線に接続して他方を誘導電極に接続する方式（大地接続方式）とが開示され、両方式とも同じ回路構成の電源装置で対応できることが開示されている。

国際公開第２００９／０７２４４４号パンフレット

従来の電源装置には、共振状態を成立させるための一手段として、降圧型変圧器の一次側の浮遊静電容量に流れる充電電流と降圧型変圧器の一次側の励磁サセプタンス成分（インダクタンス）に流れる励磁電流との相殺で余剰した励磁電流の一部を、一次側に追加した可変静電容量に流れる充電電流との相殺により共振状態にすることが開示されている。

この場合の共振状態にすることの前提条件としては、降圧型変圧器の一次側の励磁サセプタンス成分（インダクタンス）に流れる励磁電流が浮遊静電容量に流れる充電電流に比べて大きく、かつ、追加した可変静電容量により不足する充電電流を補うという関係が成り立たなければならない。

しかしながら、従来の電源装置は、大きな電力を得ることを目的に誘導電極の面積を広げた場合やインダクタンス又は変圧器の鉄損を減らすことを目的に一次巻線の巻数を増やした場合に、浮遊静電容量に流れる充電電流が降圧型変圧器の一次側の励磁サセプタンス成分（インダクタンス）に流れる励磁電流を上回ることになり、可変静電容量の追加が無意味になると共に、共振状態を成立させることが不可能になるという課題がある。

これに対し、この課題の解決手段として、降圧型変圧器の一次側又は二次側に励磁電流を発生させるインダクタンスを追加することが考えられるが、一般に、インダクタンスはコンデンサに比べ損失が大きいため、結局のところ、降圧型変圧器の一次巻線の巻数を減らして損失を増やしたことと同等である。すなわち、これらの手段では、電源装置の電力容量や効率の向上を図るうえで限界がある。

さらに、従来の電源装置は、降圧型変圧器の一次電圧が少なくとも１０００Vｒｍｓ以上になるため、追加する可変静電容量として耐電圧性能や誘電正接（ｔａｎδ）が良好な大型のコンデンサが必要になると共に、静電容量の制御を高圧側で行わなければならないという課題がある。

また、従来の電源装置は、降圧型変圧器の一次巻線の巻数を少なくとも数万回以上で巻回し、鉄損分を少なくとも１００ＭΩ以上の抵抗値にしなければ、所望の電力を得ることができない。これに対し、浮遊静電容量に流れる充電電流との共振状態を成立させるためには、降圧型変圧器の一次側の励磁サセプタンス成分（インダクタンス）に流れる励磁電流として比較的大きな電流を流さなければならず、降圧型変圧器の一次巻線の巻数を減らす必要があり、所望の電力を得ることとは相反することになる。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、変圧器の鉄損の増加を抑制しつつ、変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流を増加させ、共振状態を成立させることができる電源装置を提供するものである。

この発明に係る電源装置においては、導体近傍に配設される誘導電極及び当該導体又は大地間の浮遊静電容量と、浮遊静電容量に対して並列に接続され、一次電圧を降圧させて二次電圧を出力する変圧器と、変圧器の二次側の両端から引き出される出力部とを備え、変圧器のコアが、ギャップを有し、浮遊静電容量及び変圧器の励磁サセプタンスによる並列回路を並列共振回路として、出力部から負荷に電力を供給するものである。

また、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、変圧器の二次側に二次巻線に対して並列に接続されるコンデンサを備え、コアのギャップが、変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流を浮遊静電容量に流れる充電電流よりも大きくするように形成され、浮遊静電容量及びコンデンサと変圧器の励磁サセプタンスとによる並列回路を並列共振回路として、出力部から負荷に電力を供給するものである。

また、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、コンデンサに対して負荷側に接続され、変圧器の二次側の電圧を測定する電圧測定部と、電圧測定部による測定結果に基づき、コンデンサの静電容量を調節する制御部と、を備えるものである。

さらに、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、コンデンサの静電容量の初期設定値が、制御部の起動前に、浮遊静電容量及びコンデンサと変圧器の励磁サセプタンスとによる並列回路における、コンデンサの静電容量を変化させた場合の共振曲線の共振ピーク近傍になるように、予め設定され、制御部の駆動に必要な電力を変圧器の二次側
から出力するものである。

また、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、制御部の制御信号に基づき、コンデンサ及び負荷間の電路を開閉するスイッチ部を備え、制御部が、コンデンサの静電容量を調節した後に、スイッチ部を投入するものである。

この発明に係る電源装置においては、導体近傍に配設される誘導電極及び当該導体又は大地間の浮遊静電容量と、浮遊静電容量に対して並列に接続され、一次電圧を降圧させて二次電圧を出力する変圧器と、変圧器の二次側の両端から引き出される出力部とを備え、変圧器のコアが、ギャップを有し、浮遊静電容量及び変圧器の励磁サセプタンスによる並列回路を並列共振回路として、出力部から負荷に電力を供給することにより、変圧器の一次巻線の巻数を変化させた場合における変圧器の励磁サセプタンスのインダクタンス値と鉄損分の抵抗値との関係において、変圧器の励磁サセプタンスのインダクタンス値が減少する割合に対して鉄損分の抵抗値が減少する割合を小さくし、鉄損の悪化を緩やかにして変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流を大きくすることができる。すなわち、変圧器の一次巻線の巻数を極端に減らすことなく、変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流と浮遊静電容量に流れる充電電流とを相殺させ、浮遊静電容量及び変圧器の励磁サセプタンスによる並列回路が並列共振回路をなし、負荷に対する電流の流入効率を向上させることができると共に、変圧器の一次側から見た負荷のインピーダンスを大きくすることができ、変圧器の一次電圧を効果的に高め、負荷に対する電力供給の効率を向上させることができ、電源装置の大容量化や高効率化を図ることができる。

また、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、変圧器の二次側に二次巻線に対して並列に接続されるコンデンサを備え、コアのギャップが、変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流を浮遊静電容量に流れる充電電流よりも大きくするように形成され、浮遊静電容量及びコンデンサと変圧器の励磁サセプタンスとによる並列回路を並列共振回路として、出力部から負荷に電力を供給することにより、並列共振状態にするために追加で必要になる電流成分は確実に充電電流となり、追加の充電電流に必要な静電容量を有するコンデンサを備えることで、励磁サセプタンスと浮遊静電容量及びコンデンサによる並列回路を並列共振状態にすることができる。すなわち、負荷に対する電流の流入効率を向上させることができると共に、一次側から見た負荷のインピーダンスを大きくすることができ、合成静電容量との分圧で生じる変圧器の一次電圧を効果的に高め、負荷に対する電力供給の効率を向上させることができる。また、低圧で使用できる小型のコンデンサが使用でき、電源装置の軽量化及び小型化を図ることができる。

また、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、コンデンサに対して負荷側に接続され、変圧器の二次側の電圧を測定する電圧測定部と、電圧測定部による測定結果に基づき、コンデンサの静電容量を調節する制御部と、を備えることにより、導体の大きさや導体及び誘導電極間の間隙が一定でないために、浮遊静電容量がある幅をもって変化するような場合であっても、並列共振状態に自動的に制御することが可能となり、並列共振させるためにコンデンサの静電容量を選択して取り付ける手間が不要になる。また、電圧測定部及び制御部の回路が変圧器の二次側に全て配置されることにより、高電圧での使用が許容されていない汎用性の高い回路素子を使用することができ、電源装置の低コスト化を図ることができる。

さらに、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、コンデンサの静電容量の初期設定値が、制御部の起動前に、浮遊静電容量及びコンデンサと変圧器の励磁サセプタンスとによる並列回路における、コンデンサの静電容量を変化させた場合の共振曲線の共振ピーク近傍になるように、予め設定され、制御部の駆動に必要な電力を変圧器の二次側
から出力することにより、共振曲線の共振ピークとなるコンデンサの静電容量でなくても、微弱な電力を制御部に供給することができる。このため、超省電力のマイクロコントローラなどを制御部に使用し、変圧器の二次側から出力される電源装置自体の電力により制御部を駆動して、浮遊静電容量、コンデンサ及び励磁サセプタンスの並列共振の制御を行ない、並列共振の不完全な状態から最適な並列共振状態までコンデンサの静電容量を順次増減させることが可能になる。すなわち、制御部を駆動するための一次電池や二次電池などの別電源を必要としない自立制御型の電源装置を得ることができる。

また、この発明に係る電源装置においては、必要に応じて、制御部の制御信号に基づき、コンデンサ及び負荷間の電路を開閉するスイッチ部を備え、制御部が、コンデンサの静電容量を調節した後に、スイッチ部を投入することにより、コンデンサの静電容量の調節前における負荷への電力の供給を遮断して負荷での電力の消費を抑止し、最低限必要な電力に対して静電誘導作用が比較的弱い場合であっても、制御部を即座に安定的に駆動できるようになり、最適な共振条件に到達させることができる。

（ａ）は三相三線式の架空電力線における浮遊静電容量を説明するための説明図であり、（ｂ）は第１の実施形態における電源装置を架空電力線近傍に配設した状態を示す概略構成図であり、（ｃ）はコアのギャップを説明するための説明図である。 （ａ）は図１（ｂ）に示す電源装置の等価回路の一例を示す回路図であり、（ｂ）は図２（ａ）に示す等価回路における並列回路を共振させた状態の等価回路を示す回路図である。 （ａ）は架空電力線に誘導電極を並設した場合の静電誘導を説明するための説明図であり、（ｂ）は架空電力線に誘導電極を並設した場合の電流の損失を説明するための説明図であり、（ｃ）は架空電力線に誘導電極を並設した場合の電圧の損失を説明するための説明図である。 （ａ）はコアにギャップがない一般的な変圧器の一次巻線を変化させた場合のインダクタンスと鉄損分抵抗との関係を示すグラフであり、（ｂ）はコアのギャップを変化させた場合のインダクタンスと鉄損分抵抗との関係を示すグラフである。 （ａ）はコアのギャップが０．０２０ｍｍである変圧器に１１４０Ｖの電圧を印加した場合の一次側電圧及び一次側電流の波形を示す波形図であり、（ｂ）はコアのギャップが０．０４４ｍｍである変圧器に１１４０Ｖの電圧を印加した場合の一次側電圧及び一次側電流の波形を示す波形図である。 （ａ）はコアのギャップが０．１００ｍｍである変圧器に１１４０Ｖの電圧を印加した場合の一次側電圧及び一次側電流の波形を示す波形図であり、（ｂ）はコアのギャップが０．２００ｍｍである変圧器に１１４０Ｖの電圧を印加した場合の一次側電圧及び一次側電流の波形を示す波形図である。 （ａ）は図１（ｂ）に示す電源装置の等価回路の他の例を示す回路図であり、（ｂ）は図７（ａ）に示す等価回路における並列回路を共振させた状態の等価回路を示す回路図である。 （ａ）は他の電源装置の等価回路の一例を示す回路図であり、（ｂ）は図８（ａ）に示す等価回路における並列回路を共振させた状態の等価回路を示す回路図である。 （ａ）は誘導電極に架空電力線を軸通させた場合の静電誘導を説明するための説明図であり、（ｂ）は誘導電極に架空電力線を軸通させた場合の電流の損失を説明するための説明図であり、（ｃ）は誘導電極に架空電力線を軸通させた場合の電圧の損失を説明するための説明図である。 （ａ）は図１（ｂ）に示す電源装置における変圧器の二次側の概略構成を示すブロック図であり、（ｂ）はコンデンサの静電容量を変化させた場合の共振曲線である。

（本発明の第１の実施形態）
架空電力線１００は、図１（ａ）に示すように、架空電線路における三相三線式の各相電力線であり、三相三線の各線間の浮遊静電容量と各線及び大地３００間の浮遊静電容量とが存在する。なお、図１（ａ）は、Ａ相の架空電力線１００ａ、Ｂ相の架空電力線１００ｂ及びＣ相の架空電力線１００ｃにおいて、送電電圧が６６００Ｖ（商用周波数６０Ｈｚ）であり、Ａ相及びＢ相の線間並びにＢ相及びＣ相の線間が０．６５ｍである場合に、三相三線の各線間と各線及び大地３００間とに生じる浮遊静電容量並びに静電誘導で流れる電流を示したものであり、架空電力線１００の長さをいずれも１ｍと仮定して計算したものである。

以下、図１（ｂ）に示すように、Ａ相の架空電力線１００ａ近傍において、本実施形態に係る電源装置の誘導電極２０を、アーム３０により電柱４００の腕金４０１に取り付けた場合について、図１（ｂ）に示す電源装置の等価回路の一例を示す図２（ａ）と、図２（ａ）に示す等価回路における並列回路を共振させた状態の等価回路を示す図２（ｂ）とに基づいて説明する。

本実施形態に係る電源装置は、Ａ相の架空電力線１００ａの近傍に配設（例えば、長手方向に延在する）誘導電極２０と、誘導電極２０及び大地３００間の浮遊静電容量（以下、「誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀」と称す）と並列共振させる変圧器１（transformer：ＴＲ）を有する電源装置本体１０と、電源装置本体１０の入力側の一端（変圧器１の一次側の一端側）を誘導電極２０に接続し、他端（変圧器１の一次側の他端側）を接地（電柱４００の腕金４０１や装柱金具などに接続）するリードケーブルなどからなる入力部４０と、電源装置本体１０の出力側であり、負荷２００に接続して電力を供給するためのリードケーブルなどからなる出力部５０とを備えている。

誘導電極２０の材質は、Ａ相の架空電力線１００ａ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Aと、Ｂ相の架空電力線１００ｂ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Bと、Ｃ相の架空電力線１００ｃ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Cとを合成した静電容量（以下、「合成静電容量Ｃ_N」と称す）に電荷を蓄えられるのであれば、アルミニウムなどの金属に限られるものではなく、導電性又は半導電性の合成樹脂を用いてもよい。なお、本実施形態においては、１本の長さが１．５ｍである２本のステンレスパイプを絶縁性の熱収縮チューブでそれぞれ被覆したものを用い、アーム３０の左右にそれぞれ取り付けている。特に、架空電力線１００が絶縁被覆を有するものであって、耐電圧性能を求められる場合には、誘導電極２０を含めた電源装置の表面に電線と同等の絶縁被覆を施す必要がある。

電源装置本体１０は、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀と負荷２００との間に並列に接続され、入力部４０に入力される一次電圧を降圧し、二次電圧として、出力部５０から負荷２００側に出力する変圧器１を備える。

ここで、変圧器１において、第１の仮定として、磁束はすべて鉄心の中だけを通り両巻
線に鎖交すること、第２の仮定として、巻線の抵抗は無視できること、第３の仮定として、鉄損は無視できること、第４の仮定として、鉄心の飽和は無視できること、第５の仮定として、鉄心の透磁率が無限大で励磁電流も無視できること、の５つを仮定した仮想上の変圧器を理想変圧器１ａという。

理想変圧器１ａでは仮定により、磁束はすべて鉄心の中だけを通り両巻線に鎖交するものとした。しかし、実際の変圧器１では、一次及び二次の両巻線と鎖交する主磁束の他に、一次巻線とだけ鎖交し二次巻線と交わらない磁束と、二次巻線とだけ鎖交し一次巻線と交わらない磁束が存在し、これらは漏れ磁束という。

この漏れ磁束による起電力は、漏れ磁束のない理想変圧器１ａの一次巻線及び二次巻線にそれぞれ直列に接続されたインダクタンスによって生じるリアクタンス電圧降下として取り扱うことができる。したがって、一次漏れリアクタンスをｘ₁、二次漏れリアクタンスをｘ₂とすれば、その影響を、図２（ａ）に示すように、理想変圧器１ａの一次巻線及び二次巻線とそれぞれ直列に接続された漏れリアクタンスｘ₁、ｘ₂として表わすことができる。

また、理想変圧器１ａでは仮定により巻線の抵抗を無視したが、実際の変圧器では巻線に抵抗があるために、それによる電圧降下と銅損を伴う。したがって、一次巻線の抵抗をｒ₁、二次巻線の抵抗をｒ₂とすれば、その影響を、図２（ａ）に示すように、理想変圧器１ａの一次巻線及び二次巻線とそれぞれ直列に接続された抵抗ｒ₁、ｒ₂として表わすことができる。

また、一次と二次の結合コイルを理想変圧器１ａとするためには、図２（ａ）に示すように、一次コイルと並列に励磁電流の通路を設けてやればよい。この分路は鉄損電流の通路となる励磁コンダクタンスｇ₀と磁化電流の通路となる励磁サセプタンスｂ₀の並列回路からなる。

このように、図２（ａ）に示すように、変圧器１は、一次巻線の抵抗ｒ₁、一次漏れリアクタンスｘ₁、励磁サセプタンスｂ₀、励磁コンダクタンスｇ₀、理想変圧器１ａ、二次巻線の抵抗ｒ₂及び二次漏れリアクタンスｘ₂からなる等価回路で表わすことができる。

また、変圧器１における、一次巻線の抵抗ｒ₁及び一次漏れリアクタンスｘ₁からなる合成インピーダンスＺ₁、並びに二次巻線の抵抗ｒ₂及び二次漏れリアクタンスｘ₂からなる合成インピーダンスＺ₂は、わずかな電圧降下として作用するが、ここでの電圧降下は一般的には非常に小さく、回路に対する影響が少ないために無視することができる。

なお、変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀は、電源装置を配設する架空電力線１００の種類と、誘導電極２０の仕様と、誘導電極２０及び架空電力線１００間の間隙とが決まっているのであれば、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀との並列共振の条件を満たすように、回路部品（変圧器１の一次巻線の巻数）を選定する。

ここで、電源装置が、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀と並列共振させる変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀を備えることによる作用効果について、図２、図３（ａ）及び図３（ｂ）を用いて説明する。

なお、以下の説明では、電圧Ｖ及び電流Ｉのベクトルを表す、文字の上に付けるドットを省略する。

まず、負荷２００に供給される電力Ｐ（＝電圧Ｖ×電流Ｉ）は、負荷２００（負荷抵抗
Ｒ）に印加される電圧Ｖ₀と、負荷２００（負荷抵抗Ｒ）に流れる電流Ｉ_Rとの乗算により得られる。

これに対し、各相の架空電力線１００からの充電電流は、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示すように、ベクトル合成されて、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀と負荷抵抗Ｒとに充電電流Ｉ_C0及び電流Ｉ_Rとして流れることになり、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に流れる充電電流Ｉ_C0は損失になる。

そこで、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀と変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀とで並列共振させて、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に流れる充電電流Ｉ_C0を電気的に打ち消し、各相の架空電力線１００からの充電電流をベクトル合成した全ての電流が負荷抵抗Ｒに流れるようにする（ＴＲ一次側の励磁サセプタンスによる並列共振）。

具体的には、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀と変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀との並列共振の状態を作り出すことで、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に流れる充電電流Ｉ_C0と変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀に流れる励磁電流Ｉ_b0（＝−Ｉ_C0）とを相殺させる。そして、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀及び変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀の合成インピーダンスを無限大（∞）に保持することで、図２（ｂ）に示すように、単純な等価回路とみなすことができる。

なお、変圧器１の一次巻線を数万回で巻回することにより、鉄損分抵抗Ｒ₀（励磁コンダクタンスｇ₀）に流れる電流Ｉ_R0による損失を極めて小さくすることができる。

したがって、本実施形態に係る電源装置においては、負荷２００にほぼ全ての電流が流れることになり、負荷２００に対して電流の流入効率の良い電源装置となる。

つぎに、電源装置が変圧器１を備えることによる作用効果について、図２、図３（ａ）及び図３（ｃ）を用いて説明する。
前述したように、負荷２００に供給される電力Ｐは、負荷２００（負荷抵抗Ｒ）に印加される電圧Ｖ₀と、負荷２００（負荷抵抗Ｒ）に流れる電流Ｉ_Rとの乗算により得られる。

これに対し、Ａ相の架空電力線１００ａ及び中性点（大地３００）間の対地電圧Ｖ_E（例えば、図１（ａ）の条件においては、Ｖ_Eが３８１０Ｖｒｍｓである）は、図３（ｃ）に示すように、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀及び負荷抵抗Ｒに印加される電圧Ｖ₀と各相の架空電力線１００及び誘導電極２０間の合成静電容量Ｃ_Nに印加される電圧Ｖ_Nとに分圧され、合成静電容量Ｃ_Nに印加される電圧Ｖ_Nは損失になる。

そこで、負荷抵抗Ｒを大きくし、負荷２００（負荷抵抗Ｒ）に印加される電圧Ｖ₀を大きくする（ＴＲによるインピーダンス整合）。

ここで、変圧器１の一次巻線の巻数と二次巻線の巻数との巻数比を「ａ：１」にすると、変圧器１の二次巻線の抵抗ｒ₂は、一次側換算で「ａ²×ｒ₂」として作用し、電圧降下を生じるため、可能な限り、二次巻線の直径を太くすることが好ましい。

また、変圧器１の二次側の負荷抵抗Ｒは、一次側換算で「ａ²×Ｒ」として作用するため、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀及び負荷抵抗Ｒに印加される電圧Ｖ₀が、高電圧で安定することになる。

例えば、変圧器１の一次巻線の巻数と二次巻線の巻数との巻数比を「４００：１」（ａ＝４００）とし、電源装置の出力部５０に負荷抵抗Ｒが１ｋΩの負荷２００を接続した場
合を想定する。

この場合に、一次側から見た負荷２００のインピーダンスは、巻数比の二乗を乗じた値となるために、１６０ＭΩ（＝４００²×１ｋΩ）となり、非常に大きいことがわかる。

すなわち、変圧器１によるインピーダンス整合の作用で、負荷２００における１ｋΩのインピーダンスを、１６０ＭΩのインピーダンスに変換している。

また、変圧器１の一次側には励磁コンダクタンスｇ₀が存在するが、この値は非常に小さい（抵抗値では非常に大きい）。

したがって、一次側からみた負荷２００のインピーダンスと励磁コンダクタンスｇ₀との並列回路の合成インピーダンスは大きな値となり、合成静電容量Ｃ_Nとの分圧であっても、変圧器１の一次側に大きな電圧が印加されることになる。

なお、変圧器１を１個の変圧器により対処するには、励磁コンダクタンスｇ₀を小さくするために、変圧器１の巻線比を所望の値に保持しつつ一次巻線の巻数を増加させる必要がある。このため、変圧器１の形状が大きくなりすぎて、架空電力線１００近傍への配置において、支障が出る場合がある他に、鉄損の少ない特殊な材質のコアを使用することでコスト高になる場合がある。

そこで、量産性の高い小さな変圧器を、複数用いて直列に接続することで、電源装置を安価でコンパクトにでき、巻数比は一定のまま、励磁コンダクタンスｇ₀を小さくすることができる。なお、本実施形態においては、１個の変圧器で変圧器１を構成している。

なお、本実施形態に変圧器１は、図１（ｃ）に示すように、ギャップ２ａが形成されたコア２を有し、このコア２のギャップ２ａは、励磁サセプタンスｂ₀に流れる励磁電流Ｉ_b0が誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に流れる充電電流Ｉ_C0よりも大きくなるように形成されている。

また、本実施形態に係る変圧器１のコア２は、例えば、一対の分割型フェライトコアを用い、フェライトコアの結合部分に、ポリエステルフィルムテープを貼着し、このポリエステルフィルムを介して、一対のフェライトコアを結合することで、ギャップ２ａが形成される。

ここで、変圧器１のコア２にギャップ２ａが形成されていることによる作用効果について、図４乃至図６を用いて説明する。

まず、コア２にギャップ２ａが形成されていない変圧器１においては、所望の励磁サセプタンスｂ₀のインダクタンス値にするために、一次巻線の巻数を増減させることが考えられる。

例えば、一般的な変圧器における特性を示すために行った実験として、変圧器１のコア２の材質が珪素鋼板であり、一次電圧が１００Ｖｒｍｓ（商用周波数５０Ｈｚ）である条件下において、一次巻線の巻数を変化させ、変圧器１の一次側のインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）及び鉄損分抵抗Ｒ₀（励磁コンダクタンスｇ₀）の変化を確認する実験を行ったところ、下表１及び図４（ａ）に示す結果が得られた。

図４（ａ）に示すように、変圧器１の一次側のインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）のインダクタンス値を半減すれば、鉄損分抵抗Ｒ₀（励磁コンダクタンスｇ₀）の抵抗値もほぼ半減（鉄損は倍増）する関係にあり、鉄損の増加を抑制しつつ、変圧器１の一次側のインダクタンスＬ₀を減少させることにはならない。

これに対し、コア２にギャップ２ａを形成した変圧器１（本実施形態に係る変圧器１）においては、例えば、変圧器１のコア２の材質がフェライトであり、一次巻線の巻数が約８万回であり、一次電圧が１１４０Ｖｒｍｓ（商用周波数６０Ｈｚ）である条件下において、コア２のギャップ２ａを変化させ、変圧器１の一次側のインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）及び鉄損分抵抗Ｒ₀（励磁コンダクタンスｇ₀）の変化を確認する実験を行ったところ、下表２及び図４（ｂ）に示す結果が得られた。

図４（ｂ）に示すように、コア２のギャップ２ａを増加させると、変圧器１の一次側のインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）のインダクタンス値の低下量に対して、鉄損分抵抗Ｒ₀（励磁コンダクタンスｇ₀）の抵抗値の低下量は緩やかであり、変圧器１の一次側のインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）のインダクタンス値を効果的に低下できることがわかる。特に、０．０５０ｍｍ以下のギャップ２ａであれば、鉄損分抵抗Ｒ₀（励磁コンダクタンスｇ₀）の抵抗値の低下の度合がより緩やかであることがわかる。すなわち、コア２のギャップ２ａは、０．０５０ｍｍ以下であることが好ましい。なお、コア２は、ギャップ２ａが小さくなるほど、コア断面の表面粗さの影響を受け易くなるため、インダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）のインダクタンス値にばらつきが生じる。特に、コア２のギャップ２ａが０．０２０ｍｍより小さい場合には、インダクタンスＬ₀の
インダクタンス値の設定が困難になるため、コア２のギャップ２ａは、０．０２０ｍｍ以上であることが好ましい。

また、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に流れる充電電流Ｉ_C0をインダクタンスＬ₀に流れる励磁電流Ｉ_b0で相殺するためには、インダクタンスＬ₀のインダクタンス値が概ね数十ｋＨ以下であることが好ましい。しかしながら、表２に示すように、「ギャップなし」の場合には、鉄損を十分に抑制するために一次巻線の巻数を約８万回にすると、インダクタンスＬ₀のインダクタンス値が１００ｋＨを超えており、このままでは、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀及びインダクタンスＬ₀の並列共振を成立させることは不可能である。

したがって、「ギャップなし」の場合には、鉄損の極めて少ない高価なコア材を使用するか、ある程度の鉄損の発生を認めざるを得ないという問題点がある。

これに対し、コア２にギャップ２ａを形成することは、インダクタンスＬ₀のＱ（Quality factor：共振の鋭さを表す値）を向上させる効果があり、インダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）のインダクタンス値を調整する手段として効果的である。

なお、図５及び図６に示すように、変圧器１の一次側の励磁サセプタンスｂ₀及び励磁コンダクタンスｇ₀に流れる一次側電流を記録した波形によれば、コア２のギャップ２ａが０．０２０ｍｍ〜０．２００ｍｍの範囲において、一次側電流の波形が正弦波状に保持されており、位相が反転した同じ正弦波となる充電電流Ｉ_C0との相殺を精度よく行うことができる。

以上のように、本実施形態に係る電源装置においては、インダクタンスＬ₀（変圧器１の励磁サセプタンスｂ₀）と誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀とを並列共振の状態にして、これらの合成インピーダンスを無限大（∞）に保持することにより、励磁コンダクタンスｇ₀及び理想変圧器１ａに生じる高い電圧Ｖ₀を得ることができると共に、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀側に流れる充電電流Ｉ_C0を相殺して、負荷２００に対する電流Ｉ_Rの流入効率を向上させることができる。また、変圧器１によるインピーダンス整合により、負荷２００に対して大きな電圧Ｖ₀を印加することができる。

特に、本実施形態に係る電源装置においては、電源装置本体１０の回路素子が変圧器１のみからなる単純な回路構成であるために、架空電力線１００に取り付けるには、現実的な大きさ及び重量であるうえに、計測機器などの消費電力が比較的小さな負荷２００であれば連続的に電力を供給することができる。

なお、電源装置本体１０は、図７に示すように、変圧器１の二次巻線と負荷２００との間に固定コンデンサＣ_fを並列に接続させ、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に対して並列に接続される変圧器１及び固定コンデンサＣ_fからなる回路構成としてもよい。

ここで、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀は、架空電力線１００の太さや、誘導電極２０の大きさや、誘導電極２０及び架空電力線１００間の間隙などに影響されて様々な値になるが、このような個々の場合に対応するため、コア２のギャップ２ａの異なるインダクタンスＬ₀（変圧器１）を各種用意することは合理的ではない。

これに対し、想定される誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀の範囲を予め把握しておき、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀に流れる充電電流Ｉ_C0の最大値を超えるインダクタンスＬ₀に流れる励磁電流Ｉ_b0（インダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）のインダクタンス値）になるように（｜Ｉ_b0｜＞｜Ｉ_C0｜）、コア２のギャップ２ａを設定する。これにより、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀とインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）と
の並列共振状態にするために追加で必要になる電流成分は確実に充電電流となる。そして、追加の充電電流Ｉ_Cfに必要な静電容量を有する固定コンデンサＣ_fを変圧器１の二次巻線と負荷２００との間に接続することで、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀、固定コンデンサＣ_f及びインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）による並列回路を並列共振状態にすることができる（｜Ｉ_b0｜＝｜Ｉ_C0｜＋｜Ｉ_Cf｜）。

なお、固定コンデンサＣ_fの替わりに、可変コンデンサや、架空電力線１００に対する電源装置の装着時に1度だけ調節して後は変更しない半固定コンデンサを用いてもよい。

また、コンデンサ（固定コンデンサＣ_f、可変コンデンサ、半固定コンデンサ）を変圧器１の一次側に接続する場合には、高圧用のコンデンサを用いる必要があり、この高圧用のコンデンサの耐電圧性能や誘電正接（ｔａｎδ）を良好に保つために、コンデンサが大型化する傾向にある。特に、可変コンデンサを変圧器１の一次側に接続する場合には、可変コンデンサの静電容量の増減の制御を高圧側で行わなくてはならない。そこで、本実施形態に係る電源装置においては、コンデンサ（固定コンデンサＣ_f、可変コンデンサ、半固定コンデンサ）を変圧器１の二次側に接続することで、低圧で使用できる小型のコンデンサを使用することができ、制御回路も低圧で駆動できるため、電源装置の軽量化及び小型化を図ることができる。

なお、本実施形態においては、アーム３０により電柱４００の腕金４０１に誘導電極２０を取り付ける構造（以下、「アーム取付型」と称す）について説明したが、架空電力線１００を軸通させて架空電力線１００に誘導電極２０を装着する構造（以下、「電線装着型」と称す）であってもよい。また、アーム取付型及び電線装着型のいずれの場合も、電気機器内部の導体に対して取り付けてもよい。

この電線装着型は、誘導電極２０が架空電力線１００を所定の長さに亘り内包する筒状導体であり、電源装置本体１０の入力側の一端（変圧器１の一次側の一端側）が誘導電極２０に接続され、他端（変圧器１の一次側の他端側）が架空電力線１００に接続されることになる。

この構成により、アーム取付型における図２（ａ）、図２（ｂ）、図３（ａ）、図３（ｂ）及び図３（ｃ）は、電線装着型において、図８（ａ）、図８（ｂ）、図９（ａ）、図９（ｂ）及び図９（ｃ）に、それぞれ置き換えて考えることになる。

なお、図９（ａ）に示す誘導電極２０は、三相三線の各線間と各線及び大地３００間とに生じる浮遊静電容量を分かり易くするために、棒状導体で図示しているが、実際は、Ａ相の架空電力線１００ａを所定の長さに亘り内包する筒状導体である。

また、図８及び図９において、合成静電容量Ｃ_N’は、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀と、Ｂ相の架空電力線１００ｂ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Bと、Ｃ相の架空電力線１００ｃ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Cとを合成した静電容量である。

また、図８及び図９において、充電電流Ｉ_CAは、Ａ相の架空電力線１００ａ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Aに流れる電流であり、電圧Ｖ_Aは、Ａ相の架空電力線１００ａ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_A及び負荷抵抗Ｒに印加される電圧である。

そして、電線装着型は、アーム取付型と同様に考えると、Ａ相の架空電力線１００ａ及び誘導電極２０間の浮遊静電容量Ｃ_Aに流れる充電電流Ｉ_CAが損失になるため、浮遊静電容量Ｃ_AとインダクタンスＬ₀（励磁サセプタンスｂ₀）とで並列共振させることで、アーム取付型と同様の作用効果を奏することができる。

また、電線装着型は、アーム取付型と同様に考えると、合成静電容量Ｃ_N’に印加される電圧Ｖ_N’が損失になるため、変圧器１による一次側換算で負荷抵抗Ｒを大きくすることで、アーム取付型と同様の作用効果を奏することができる。
（本発明の第２の実施形態）
図１０（ａ）は図１（ｂ）に示す電源装置における変圧器の二次側の概略構成を示すブロック図であり、図１０（ｂ）はコンデンサの静電容量を変化させた場合の共振曲線である。図１０において、図１乃至図９と同じ符号は、同一又は相当部分を示し、その説明を省略する。

静電容量調整部６１は、変圧器１の二次巻線と負荷２００との間に並列に接続させるコンデンサ（複数の固定コンデンサ、可変コンデンサ、半固定コンデンサ）の静電容量を調整する回路である。

なお、本実施形態に係る静電容量調整部６１は、並列接続する複数の固定コンデンサＣ_f（Ｃ_f1、Ｃ_f2、Ｃ_f3、・・・、Ｃ_fn：ｎは自然数）と、各固定コンデンサＣ_fにそれぞれ直列接続する複数の接点Ｓ（Ｓ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、・・・、Ｓ_n：ｎは自然数）とからなり、接点Ｓの開閉により、一又は複数の固定コンデンサＣ_fを適宜組み合わせて、静電容量を調整する回路である。

また、本実施形態に係る複数の固定コンデンサＣ_fは、０．５μＦの固定コンデンサＣ_f1と、１μＦの固定コンデンサＣ_f2と、２μＦの固定コンデンサＣ_f3と、４μＦの固定コンデンサＣ_f4と、８μＦの固定コンデンサＣ_f5とから構成している。しかしながら、複数の固定コンデンサＣ_fは、これらの静電容量の固定コンデンサに限れるものではなく、静電容量が全て同一の複数の固定コンデンサを使用することや、静電容量が同一の複数の固定コンデンサを並列に接続して合成した合成コンデンサを一の固定コンデンサとして静電容量が全て異なる複数の固定コンデンサを使用してもよい。

整流部６２は、静電容量調整部６１の後段（負荷２００側）に接続され、変圧器１から出力される交流電力を直流電力に変換する整流回路であり、４個のダイオードを用いて単相交流を全波整流する（単相ブリッジ整流）。なお、整流部６２は、必ずしも必要ではないが、後述する制御部６６のマイクロコントローラが直流駆動であるために、制御部６６の前段（変圧器１側）に配設する。

保護回路６３は、整流部６２の後段（負荷２００側）に接続され、整流部６２から入力される直流電圧の過電圧を抑制する回路であり、ツェナーダイオードから構成される。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６４は、保護回路６３を介して入力される直流電圧を制御部６６を駆動するのに適した安定した電圧に変換し、制御部６６に供給するスイッチング電源である。

電圧測定部６５は、保護回路６３の後段（負荷２００側）であり、複数の固定コンデンサＣ_fからなるコンデンサ（以下、単に、「コンデンサ」と称す）に対して負荷２００側に接続され、変圧器１の二次側の電圧に伴って増減する直流電圧を測定し、制御部６６に出力する。なお、本実施形態に係る電圧測定部６５は、整流部６２から印加される電圧を２つの抵抗で分圧して、一の抵抗に掛かる電圧を測定する。

制御部６６は、電圧測定部６５による測定結果に基づき、一の抵抗に掛かる電圧が最大（誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀、コンデンサ及び励磁サセプタンスｂ₀が並列共振の状態）となるように、静電容量調整部６１の接点Ｓの開閉を制御して、静電容量調整部６１
の一又は複数の固定コンデンサＣ_fを適宜組み合わせ、コンデンサの静電容量を調節するマイクロコントローラである。

また、制御部６６は、変圧器１の二次側から出力される交流電力が、整流部６２により直流電力に変換され、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６４により安定化された直流電圧で駆動する。

なお、コンデンサの静電容量の初期設定値は、制御部６６の起動前に、図１０（ｂ）に示すように、共振曲線の共振ピークになる静電容量Ｃ₁に設定することが、変圧器１の二次側から出力される電力Ｐを最大（Ｐ_max）にできるために最も好ましいのであるが、共振曲線の共振ピークを基準として所定の幅ΔＣを有する静電容量の範囲内（Ｃ₁−ΔＣ≦Ｃ₁＋ΔＣ）であれば、制御部６６の駆動に必要な最低限の電力Ｐ₁以上が得られるため、この範囲内で設定してもよい。具体的には、制御部６６の起動前に、接点Ｓのうちいずれか１個又は複数個を閉じた状態として、適切な初期設定値となるように接点Ｓを選択すればよい。

これにより、共振曲線の共振ピークとなるコンデンサの静電容量でなくても、微弱な電力を制御部６６に供給することができる。このため、超省電力のマイクロコントローラなどを制御部６６に使用し、変圧器１の二次側から出力される電源装置自体の電力により制御部６６を駆動して、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀、コンデンサ及び励磁サセプタンスｂ₀の並列共振の制御を行ない、並列共振の不完全な状態から最適な並列共振の状態になるまでコンデンサの静電容量を順次増減させることが可能になる。すなわち、制御部６６を駆動するための一次電池（例えば、乾電池）や二次電池（例えば、太陽電池）などの別電源を必要とせず、電池交換などのメンテナンスを不要とする自立制御型の電源装置を得ることができる。

また、制御部６６は、コンデンサの静電容量を調節した後に、後述するスイッチ部６７を投入する。これにより、コンデンサの静電容量の調節前における負荷２００への電力の供給を遮断して負荷２００での電力の消費を抑止し、最低限必要な電力に対して静電誘導作用が比較的弱い場合であっても、制御部６６を即座に安定的に駆動できるようになり、最適な共振条件に到達させることができる。

スイッチ部６７は、電圧測定部６５及び第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６４の後段（負荷２００側）であって、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６８より前段（変圧器１側）に接続され、制御部６６の制御信号に基づき、コンデンサ及び負荷２００間の電路を開閉する。

第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６８は、直流電圧を負荷２００の駆動に適した安定した電圧に変換し、負荷２００に供給するスイッチング電源である。

この第２の実施形態においては、変圧器１の二次側に接続したコンデンサを制御するところのみが第１の実施形態と異なるところであり、コンデンサの制御による作用効果以外は、第１の実施形態と同様の作用効果を奏する。

本実施形態に係る電源装置は、電源装置自体の電力により並列共振状態に自動的に制御することが可能となり、導体の大きさや導体及び誘導電極２０間の間隙が一定でないために、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀がある幅をもって変化するような場合であっても、並列共振させるためにコンデンサの静電容量を選択して取り付ける手間が不要になると共に、電圧測定部６５及び制御部６６などの回路が変圧器１の二次側に全て配置されることにより、汎用性の高い回路素子を使用することができ、電源装置の低コスト化を図ることができる。

また、誘導電極２０の対地静電容量Ｃ₀との並列共振の条件を満たすような、変圧器１の一次巻線の巻数を厳密に選定する必要がなく、電源装置を装着する架空電力線１００の様々な種類や様々な取り付け形態に対応することができる。特に、負荷２００の消費電力に応じて誘導電極２０の長さを変更した場合であっても、コンデンサの静電容量を調節して並列共振の条件を保持することができる。

１ 変圧器
１ａ 理想変圧器
２ コア
２ａ ギャップ
１０ 電源装置本体
２０ 誘導電極
３０ アーム
４０ 入力部
５０ 出力部
６１ 静電容量調整部
６２ 整流部
６３ 保護回路
６４ 第１のＤＣ／ＤＣコンバータ ６５ 電圧測定部
６６ 制御部
６７ スイッチ部
６８ 第２のＤＣ／ＤＣコンバータ
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ 架空電力線
２００ 負荷
３００ 大地
４００ 電柱
４０１ 腕金

Claims (5)

1. 導体近傍に配設される誘導電極及び当該導体又は大地間の浮遊静電容量と、
   前記浮遊静電容量に対して並列に接続され、一次電圧を降圧させて二次電圧を出力する変圧器と、
   前記変圧器の二次側の両端から引き出される出力部と、
   を備え、
   前記変圧器のコアが、ギャップを有し、
   前記浮遊静電容量及び変圧器の励磁サセプタンスによる並列回路を並列共振回路として、前記出力部から負荷に電力を供給することを特徴とする電源装置。
2. 前記請求項１に記載の電源装置において、
   前記変圧器の二次側に二次巻線に対して並列に接続されるコンデンサを備え、
   前記コアのギャップが、前記変圧器の励磁サセプタンスに流れる励磁電流を前記浮遊静電容量に流れる充電電流よりも大きくするように形成され、
   前記前記浮遊静電容量及びコンデンサと前記変圧器の励磁サセプタンスとによる並列回路を並列共振回路として、前記出力部から負荷に電力を供給することを特徴とする電源装置。
3. 前記請求項２に記載の電源装置において、
   前記コンデンサに対して負荷側に接続され、前記変圧器の二次側の電圧を測定する電圧測定部と、
   前記電圧測定部による測定結果に基づき、前記コンデンサの静電容量を調節する制御部と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
4. 前記請求項３に記載の電源装置において、
   前記コンデンサの静電容量の初期設定値が、前記制御部の起動前に、前記浮遊静電容量及びコンデンサと前記変圧器の励磁サセプタンスとによる並列回路における、前記コンデンサの静電容量を変化させた場合の共振曲線の共振ピーク近傍になるように、予め設定され、前記制御部の駆動に必要な電力を前記変圧器の二次側から出力することを特徴とする電源装置。
5. 前記請求項４に記載の電源装置において、
   前記制御部の制御信号に基づき、前記コンデンサ及び負荷間の電路を開閉するスイッチ部を備え、
   前記制御部が、前記コンデンサの静電容量を調節した後に、前記スイッチ部を投入することを特徴とする電源装置。

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