JP2012182809A - 無線通信装置における送信信号漏出の排除 - Google Patents

無線通信装置における送信信号漏出の排除 Download PDF

Info

Publication number
JP2012182809A
JP2012182809A JP2012096513A JP2012096513A JP2012182809A JP 2012182809 A JP2012182809 A JP 2012182809A JP 2012096513 A JP2012096513 A JP 2012096513A JP 2012096513 A JP2012096513 A JP 2012096513A JP 2012182809 A JP2012182809 A JP 2012182809A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
leakage
quadrature
estimate
generate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2012096513A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5675689B2 (ja
Inventor
Aparin Vladimir
ブラディミア・アパリン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of JP2012182809A publication Critical patent/JP2012182809A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5675689B2 publication Critical patent/JP5675689B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

【課題】全二重無線通信システムでの送信信号漏出の悪影響を減少し、デュプレクサによる送信器からの送信信号漏出の二次歪み及び混変調歪みの悪影響を減少する。
【解決手段】適応フィルタ４０は、送信漏出信号推定値を生成する推定回路を含むことができる。加算器は受信信号から推定値を減算することで送信漏出を除去し出力信号を生成する。推定回路は前記出力信号からのフィードバック及び基準信号に基づいて、送信漏出信号推定値を生成する。基準信号は、送信器中の送信信号を生成するために使用される搬送波信号を近似する。基準信号は送信搬送波信号を生成するために使用される発振器４２と同じ発振器４２によって提供されてもよい。
【効果】送信漏出信号の少なくとも一部を排除するのに有効であって、それにより歪みを減少又は除去する。
【選択図】図３

Description

一般に、この開示は無線通信装置に関し、特に無線全二重（wireless full-duplex）通信システムにおける送信信号漏出（leakage）の悪影響を減少する技術に関する。
無線全二重通信システムは、信号を同時に送信及び受信し、双方向通信を可能とする。送信経路では、電力増幅器が送信無線周波数（ＲＦ）信号を増幅する。送信（ＴＸ）信号はデュプレクサ（duplexer）に供給され、そしてアンテナを介して送信される。受信経路では、所望受信（ＲＸ）信号がアンテナを介して受信され、デュプレクサを介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）に供給される。ＬＮＡによる増幅に続いてＲＸ信号は濾波され、ミキサーによってベースバンドにダウンコンバート（down-convert）される。ダウンコンバートされたＲＸ信号は、他の回路要素によって処理され、受信データを回復する。
全二重通信システムでは、送信経路はＲＸ経路に干渉することがある。ＴＸ信号の一部はデュプレクサからＲＸ経路に接続され、ＴＸ信号漏出となることがある。ＴＸ信号漏出は、ＲＸ経路によって処理された所望信号中に、妨害信号を発生し得る。その妨害信号は二次歪み及び混変調歪み（ＸＭＤ：cross-modulation distortion）を含み得る。送信器周波数は受信器周波数と異なるので、ＴＸ信号漏出は濾波することが可能である。しかしながら濾波しても、例えばＴＸ信号漏出の残余が存在し、アンテナによって受信された所望ＲＸ信号の品質低下を引き起こす。所望ＲＸ信号は、デュプレクサを介した漏出によって受信されるＴＸ信号とは対照的に、アンテナによって受信された信号である。
この開示は一般に、全二重無線通信装置におけるＴＸ信号漏出の悪影響を減少する技術について記述する。特にこの開示は、デュプレクサによる送信器からのＴＸ信号漏出の混変調歪み（ＸＭＤ）及び二次歪みの悪影響を減少する技術について記述する。この技術は、ＴＸ漏出信号の少なくとも一部分を排除することで、ＲＸ経路中のＴＸ信号漏出の歪みを減少あるいは除去するのに有効であり得る。
この開示は種々の形態において、無線周波数（ＲＦ）受信器用のフィルタ回路を提供する。このフィルタ回路は、送信（ＴＸ）漏出信号を含むＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信し、ＲＸ入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し、ＲＸ出力信号を生成する加算器と、ＴＸ漏出信号の搬送周波数での基準信号及びＲＸ出力信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する推定器を具備する。
この開示は他の形態において、無線周波数（ＲＦ）受信器中の受信入力信号から、送信（ＴＸ）漏出信号を濾波する方法を提供する。この方法は、ＴＸ漏出信号を含むＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信することと、該入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し出力信号を生成することと、及びＴＸ漏出信号の搬送周波数での基準信号及び前記出力信号に基づいて、ＴＸ漏出信号推定値を生成することを含む。
追加の形態において、この開示は無線周波数（ＲＦ）受信器を提供する。この受信器は、受信（ＲＸ）入力信号を受信するアンテナと、該ＲＸ入力信号を増幅する低雑音増幅器と、アンテナからのＲＸ入力信号を低雑音増幅器へ接続すると共に、送信（ＴＸ）漏出信号を前記ＲＸ入力信号の一部として低雑音増幅器へ渡すデュプレクサと、前記ＲＸ入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し、ＲＸ出力信号を生成する加算器と、前記ＲＸ出力信号及び基準信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数で生成する推定器と、前記ＲＸ出力信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサーとを含む。
発明の１以上の詳細例を、添付の図面と以下の記述により説明する。他の特徴、目的及び利点は詳細説明と図面そして請求項から明白となる。
無線通信装置の例示的なＲＦ部を示すブロック図である。 アンテナによって受信された信号を示す。 図１の装置のＲＸ経路におけるＴＸ信号漏出の歪みを周波数対振幅で示す。 図１の装置のＲＸ経路におけるＴＸ信号漏出の歪みを周波数対振幅で示す。 この開示に従ってＴＸ漏出を排除する適応フィルタを有する例示的な受信器を含む無線通信装置のブロック図である。 図３の受信器においてＴＸ漏出を排除する例示的な適応フィルタを示す概要図である。 クロス接続されたＩ及びＱ枝回路を有し、図３の受信器におけるＴＸ漏出を排除する例示的な適応フィルタを示す概要図である。 クロス接続されたＩ及びＱ枝回路を有し、図３の受信器におけるＴＸ漏出の排除する別の例示的な適応フィルタを示す概要図である。 適応フィルタ／ＬＮＡ結合回路を持ち、この開示に従ってＴＸ漏出を排除する例示的な受信器を含む無線通信装置を示すブロック図である。 図５の受信器の中のＴＸ漏出の排除する例示的なフィルタ／ＬＮＡ結合回路を示す概要図である。 フィルタ／ＬＮＡ結合回路の一例を示す概要図であり、シングルエンドのＬＮＡに使用するアクティブ差動／シングルエンド変換器を含む。 フィルタ／ＬＮＡ結合回路を示す概要図であり、受動の差動／シングルエンド変換器を含むる。 差動のＬＮＡを使用する例示的なフィルタ／ＬＮＡ結合回路を示す概要図である。 差動のＬＮＡを使用する例示的なフィルタ／ＬＮＡ結合回路を示す別の概要図である。 適応フィルタの例示的な枝回路をより詳しく示す概要図である。 送信信号漏出を除去あるいは減少する適応フィルタリング技術を示すフロー図である。
詳細な説明
一般に、この開示は全二重無線通信装置における送信（ＴＸ）信号の受信（ＲＸ）信号経路への漏出の悪影響を減少する適応フィルタ技術について記述する。特にこの開示は、デュプレクサによる送信器からのＴＸ信号漏出の混変調歪み及び二次歪みの悪影響を減少する技術について記述する。この技術は、ＴＸ漏出信号の少なくとも一部分を排除することができ、それによりＴＸ信号漏出の歪みを減少あるいは除去する。
この開示の種々の形態によれば、無線受信器は、ＲＸ入力信号中に存在するＴＸ漏出信号の少なくとも一部分を除去する適応フィルタを含むことができる。適応フィルタは、ＴＸ漏出信号の推定値を生成する推定回路を含むことができる。加算器はＲＸ入力信号から推定値を引くことでＴＸ漏出を除去しＲＸ出力信号を生成する。ＴＸ信号漏出の排除は、ＴＸ除去比（ＴＸＲＲ）として表現できる。このＴＸＲＲは、適応フィルタの入力でのＴＸ漏出信号電力に対する、適応フィルタ出力でのＴＸ漏出信号電力の比率を定義する。
推定回路は基準信号及び前記ＲＸ出力信号に基づいて、ＴＸ漏出信号推定値を生成する。基準信号は、送信器中のＴＸ信号を生成するために使用される搬送波信号を近似する。あるいは、基準信号はＴＸ信号を生成するために使用される搬送波信号と同一でもよい。例えば、基準信号はＴＸ搬送波信号を生成するために使用されるものと同じ発振器によって提供されてもよい。この発振器は、ＴＸ電圧制御発振器（ＶＣＯ）又はＴＸ局部発振器（ＬＯ）と呼ばれる。
適応フィルタは、共に送信漏出信号推定値を形成する同相（in-phase）（Ｉ）枝回路及び直交位相（quadrature）（Ｑ）枝回路を含んでいてもよい。枝回路はそれぞれフィードバック信号として前記ＲＸ出力信号を受信する。Ｉ枝回路は基準信号の同相成分（Ｉ基準信号）を受信し、Ｑ枝回路は基準信号に９０度遅れた直交位相成分（Ｑ基準信号）を受信する。枝回路はそれぞれ、基準信号（ＩまたはＱ）とＲＸ出力信号とを乗算する第１乗算器を含み、ベースバンド周波数でダウンコンバート（down-convert）されたＴＸ漏出信号（つまりベースバンドＴＸ漏出信号）を生成する。枝回路はそれぞれ、ＲＸ信号を含むベースバンドＴＸ漏出信号を濾波するローパスフィルタを含み、ダウンコンバートされたベースバンド以外の周波数を排除する。
各枝回路では、第２乗算器がベースバンドＴＸ漏出信号に基準信号を乗算し、ＴＸ周波数帯にアップコンバート（up-convert）された信号、つまりＴＸ搬送周波数のＴＸ帯域信号を生成する。第１加算器は、ＩとＱの枝回路から出力されるＴＸ帯域信号を結合し、ＴＸ漏出信号推定値を生成する。第２加算器は、例えばＬＮＡの入力か出力での受信信号から、ＴＸ漏出信号推定値を減算し、デュプレクサによって渡されたＴＸ漏出信号の少なくとも実質的な部分を除去する。この技術はＴＸ漏出信号を除去することによって、ＴＸ漏出信号のベースバンドへのダウンコンバートで生成され得る混変調歪み及び二次歪みを減少することができる。下記に説明するように、いくつかの実施形態で、ＩとＱの枝回路はクロス接続（cross-coupled）され、例えば周波数応答を形成する際に追加の柔軟性を提供できる。
上述したように、適応フィルタはＴＸ搬送波信号あるいはＴＸ搬送波信号の推定値を供給する。従って、各枝回路（ＩとＱ）中の第１乗算器は、ＲＸ出力信号にＴＸ搬送波信号を乗算する。その結果、第１乗算器は変調されたＴＸ漏出信号を、搬送周波数から直流にダウンコンバートし、ＴＸ漏出ベースバンド信号を生成する。ローパスフィルタはＴＸ漏出信号の変調帯域外側のダウンコンバートされた信号成分を排除するよう構成される。このように、ローパスフィルタは濾波されたＴＸ漏出ベースバンド信号を生成する。第２乗算器は前記濾波されたＴＸ漏出ベースバンド信号にＴＸ搬送波信号を乗算し、ＴＸ搬送周波数でのＴＸ漏出信号推定値を再生する。その後、ＴＸ漏出信号推定値を、例えばＬＮＡの入力か出力で、ＲＸ入力信号から減算し、ＴＸ漏出信号を除去することができる。
特に、適応フィルタはＴＸ出力信号の代わりに、基準信号としてＴＸ搬送波信号を使用する。このように、適応フィルタは、デュプレクサによって引き起こされる群遅延（group delay）の影響を回避できる。特に、ＴＸ出力信号が基準信号として使用される場合、デュプレクサによって伝播する送信漏出信号と、適応フィルタに直接接続された基準信号の間の群遅延は、実際のＴＸ漏出信号変調包絡線とＴＸ漏出信号変調推定値包絡線の間に、一時的な不整合を生じることがある。この不整合は、ＴＸ信号漏出を排除する適応フィルタの性能を低下させ得る。例えば、ＴＸ ＬＯによって提供されようなＴＸ搬送波信号の使用により、群遅延の問題が緩和される。
この開示に記述される適応フィルタは、しばしばＬＮＡとミキサーの間で送信漏出信号の排除に使用される表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタの省略を可能とする。その結果いくつかの実施形態で、ＳＡＷフィルタの除去により、ＲＦ受信器用のＬＮＡミキサーインターフェースは、完全にチップ上に構築でき、その結果、パッケージング、サイズ、コスト及びピンの必要条件が減少される。更に、この開示に記述されるように、基準信号としてＴＸ搬送波信号を使用する適応フィルタは、デュプレクサ群遅延に依存しないＴＸ漏出信号の排除性能を提供できる。適応フィルタに基準信号としてＴＸ電力増幅器（ＰＡ）出力を接続する必要はなく、その結果、余分なピンの必要性がなくなる。更に、幾つかの実施形態では、ＴＸ搬送波信号は、ＴＸモジュレータによって使用されるＴＸ ＬＯ信号として、チップ上で得ることができる。また、チップ外結合（off-chip coupling）をすることなく、基準信号結合による送信信号漏出の排除性低下はほとんどない。所望であれば、適応フィルタ中の乗算器は、雑音減少に有効なミキサーとして実施されてもよい。
この開示に記述される適応フィルタは、様々な無線全二重通信システム及び様々な周波数帯に亘り使用するために構成することが可能である。その例として、８２４から８９４ＭＨｚまでのセルラー帯域、１８５０から１９９０ＭＨｚまでのパーソナルコミュニケーションシステム（ＰＣＳ）帯域、１７１０から１８８０ＭＨｚまでのデジタルセルラーシステム（ＤＣＳ）帯域、１９２０から２１７０ＭＨｚまでの国際移動通信−２０００（ＩＭＴ−２０００）帯域などが含まれる。セルラー帯域のために装備される無線通信装置は、例として８２４〜８４９ＭＨｚの送信帯域及び８６９〜８９４ＭＨｚの受信帯域を有している。無線通信装置は低い中間周波数（ＬＩＦ）あるいは０の中間周波数（ＺＩＦ）のミキサー構成を有していてもよい。一般に、この開示は説明を目的として、ＺＩＦミキサー構成について考察する。
図１は、無線通信装置１０のＲＦ部の一例を示すブロック図である。図１に示されるように、装置１０は無線ＲＦ信号を送受信するアンテナ１２を含んでいる。デュプレクサ１４は、アンテナ１２によって受信されたＲＸ入力信号（ＲＸ信号）を受信器１６へ接続するとともに、送信器１８によって生成されたＴＸ出力信号（ＴＸ信号）をアンテナ１２へ接続する。受信器１６はＬＮＡ２０、フィルタ２２、ミキサー２４及び局部発振器（ＬＯ）２６を含む。送信器１８は、出力信号を増幅する電力増幅器２８を含み、それによりデュプレクサ１４及びアンテナ１２を介した送信用にＴＸ信号を生成する。送信器１８は更に、モデム、デジタル／アナログ変換器、ミキサー及びフィルタ回路（示されず）を含み、これらにより、出力信号を変調及び濾波し、該信号をベースバンドから送信帯域にアップコンバートする。
受信器１６では、ＬＮＡ２０はＲＸ入力信号を増幅する。フィルタ２２は、デュプレクサ１４を介して受信されたＴＸ信号漏出を含むＲＸ帯域外側の妨害信号を排除する。ミキサー２４は濾波された信号にＲＸ ＬＯ周波数を乗算することで、所望ＲＸ信号をベースバンドにダウンコンバートし、それによりＲＸベースバンド信号を生成する。受信器１６は、所望ＲＸ信号を復調するアナログ／デジタル変換器及びモデム（示されない）と同様に、ミキサー２４の後に更にベースバンドフィルタを含むことができる。
図１に示されるように、アンテナ１２は所望信号及び妨害信号の両方を受信し得る。従ってＬＮＡ２０は、デュプレクサ１４を介した送信経路からのＴＸ漏出信号と同様に、所望信号及び恐らく妨害信号を含むＲＸ信号を受信し得る。ＬＮＡ２０は、この結合された入力信号を増幅し、増幅されたＲＦ信号を生成する。フィルタ２２は増幅されたＲＦ信号を受信及び濾波し、ＲＸ帯域外側の妨害信号を除去し、濾波されたＲＦ信号を生成する。ＲＸ帯域外側の妨害信号は、ＴＸ漏出信号を含み得る。ミキサー２４は濾波されたＲＦ信号とＲＸ局部発振器（ＬＯ）信号とを混合することで、濾波されたＲＦ信号をダウンコンバートする。従って所望ＲＸ信号は、ＲＸベースバンドにダウンコンバートされる。ベースバンドフィルタによって濾波される所望ＲＸベースバンド信号は、アナログ・ディジタル回路（ＡＤＣ）及び復調回路の入力信号を形成する。
図２Ａから２Ｃは、図１の装置の受信経路におけるＴＸ信号漏出による歪みを示す周波数対振幅のプロットである。周波数は水平軸上、振幅は垂直軸上に示される。図２Ａは、アンテナ１２によって受信された信号を示す。この受信信号は所望信号３０及び妨害信号３１を含み得る。妨害信号３１は、無線基地局のような近くのソースから生成された信号に相当する望ましくない信号である。ある場合には、妨害信号３１が、所望信号よりはるかに高い振幅を持っており、所望信号に周波数的に接近して位置していることもある。
図２Ｂはデュプレクサ１４を介したＬＮＡ２０の入力での受信信号を示す。デュプレクサ１４によって接続される信号は、送信経路からのＴＸ漏出信号３２と共に、ＲＸ帯域の妨害信号３１及び所望信号３０を含んでいる。ＴＸ漏出信号３２は、所望信号と比較して大きな振幅を持っていることがある。なぜなら、電力増幅器２８によって生成された送信信号は、多くの場合、所望信号の振幅より遥かに大きいからである。ＴＸ漏出信号３２はＲＸ帯域の外側にある。しかしながら以下に説明されるように、ＴＸ漏出信号３２は依然として望ましくない歪みを引き起こし得る。
図２ＣはＬＮＡ２０の出力での受信信号を示す。ＬＮＡ２０における非線形性により、ＴＸ漏出信号３２の変調が狭帯域妨害信号３１への変形を引き起こし、妨害信号のまわりに広げられたスペクトル３４を生じる場合がある。このスペクトルの広がり３４は、混変調歪み（ＸＭＤ）と呼ばれる。図２Ｃで示されるように、広げられたスペクトル３４の一部３６（影で示される）は、所望信号３０の帯域内に存在する。部分３６は、無線通信装置の性能を下げる付加的な雑音として作用する。この雑音は受信器１６の感度を下げ、受信器１６によって確実に検知することができる最も小さな所望信号が、より大きな振幅を有さなければならなくなる。フィルタ２２の効果がない場合、ＸＭＤもミキサー２４で生成され得る。
多くの受信器において、妨害信号及びＴＸ信号漏出によるＸＭＤを緩和するために、フィルタ２２はＳＡＷフィルタである。ＳＡＷフィルタは鋭い通過帯域エッジ及びＲＸ帯域外側の受信成分の大きな減衰によって特徴付けられる。この理由で、ＳＡＷフィルタはミキサー２４の入力でＴＸ漏出信号を排除するためにしばしば使用され、ミキサーによって生成されるＸＭＤの量を減らす。不運にも、ＴＸ漏出信号濾波用のＲＦＳＡＷフィルタの使用には幾つかの欠点がある。例えば、ＳＡＷフィルタは通常、ＬＮＡ２０及びミキサー２４のチップ外（off-chip)で実装されなければならず、その結果、整合回路、追加のパッケージ・ピン及びコストが必要となる。更に、ＳＡＷフィルタ及び関連する個別部品は、一般に付加的な基板スペース及びコストを必要とする。更にＳＡＷフィルタは、受信器１６の利得及び雑音指数（noise figure）を下げる挿入損失を生じる場合がある。この開示におる適応フィルタは、ＳＡＷフィルタの代わりとして使用され、ＴＸ漏出信号を排除可能である。
図３は無線通信装置３８を示すブロック図である。無線通信装置３８はこの開示に従ってＴＸ信号漏出を排除する適応フィルタ４０を有する受信器１６を含む。図３に示されるように、装置３８は図１の装置１０に実質的に相当する。しかしながら受信器１６は、ＳＡＷフィルタの代わりに適応フィルタ４０を含む。適応フィルタ４０は、基準信号を利用して適応的にＴＸ信号漏出を排除する。図３の例では、基準信号は送信器１８で変調されＴＸ信号を生成する送信搬送波信号である。
適応フィルタ４０に基準信号として受信されるＴＸ搬送波信号は、ＴＸ ＬＯと呼ぶことができる送信電圧制御発振器（ＴＸ ＶＣＯ）４２から直接に生成あるいは概算されてよい。ＴＸ ＶＣＯ４２は、送信器１８用の搬送波信号を生成する。従ってＴＸ ＶＣＯ４２は、送信器１８用及び適応フィルタ４０用の搬送周波数を生成するために、同じＶＣＯでもよい。言いかえればＴＸ ＶＣＯ４２は、ＴＸ漏出信号推定値生成用の適応フィルタ４０内の推定器、及びＴＸベースバンド信号のアップコンバージョン（up-conversion）用送信器（これはＴＸ漏出信号を発生する）の両方に接続される発信器でもよい。ミキサー４４は、ＴＸ ＶＣＯ４２によって生成されたＴＸ搬送波信号とＴＸベースバンド信号とを混合する。ＰＡ２８は、その結果生じるＴＸ信号を、デュプレクサ１４及びアンテナ１２を介して送信するために増幅する。
後述されるように、適応フィルタ４０はＴＸ搬送波信号を使用して、デュプレクサ１４によって受信された信号からＴＸベースバンド信号を抽出する。適応フィルタ４０は、抽出されたＴＸベースバンド信号をＴＸ搬送周波数へアップコンバートし、そして、ＬＮＡ２０の入力又は出力で、アップコンバートした信号をＲＸ信号から減算し、少なくとも部分的にＴＸ漏出信号を除去し、その結果、それらノードに供給されるＴＸ漏出信号を減少する。オリジナルのＴＸベースバンド信号の代わりに、抽出されたベースバンド信号を使用することで、デュプレクサ１４の群遅延に対する適応フィルタ性能の感度を減少し得る。
図４Ａは一例として、図３の受信器１６内のＴＸ漏出を排除する適応フィルタ４０Ａを示す概要図である。図４Ａの例において、適応フィルタ４０Ａは、ＴＸ ＶＣＯ４２からのＴＸ搬送波信号を基準信号ｒ（ｔ）として受信する直交位相スプリッタ（quadrature splitter）４６を含んでいる。スプリッタ４６は同相（０度）及び直交位相（−９０度）成分ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）を生成し、これら成分は、適応フィルタ４０ＡのＩ枝回路及びＱ枝回路へそれぞれ供給される。従ってｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）信号は、それぞれ基準信号の同相及び直交成分を、ｉ（ｔ）信号がｑ（ｔ）信号より９０°進んだ状態で含んでいる。Ｉ枝回路は乗算器４８、ローパスフィルタ（low-pass filter）５０及び乗算器５２を含んでいる。Ｑ枝回路は乗算器５４、ローパスフィルタ５６及び乗算器５８を含んでいる。ローパスフィルタ５０及び５６は、ベースバンドフィルタとして事実上機能し得る。加算器６０はＩ及びＱ枝回路の出力ｚｉ（ｔ）、ｚｑ（ｔ）をそれぞれ加算し、ＴＸ漏出信号推定値ｅ（ｔ）を生成する。
図４Ａで更に示されるように、加算器６２はＬＮＡ２０の出力からＴＸ漏出信号推定値ｅ（ｔ）を減算し、ＬＮＡ２０によって生成された信号ｘ（ｔ）からＴＸ漏出信号の少なくとも一部を除去する。その結果、ベースバンドへのダウンコンバートのためにミキサー２４に供給される信号ｙ（ｔ）の中に存在するＴＸ信号漏出は除去あるいは減少される。信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は、フィルタの入力及び出力信号としてそれぞれ参照されてもよい。Ｉ及びＱ枝回路は、更に加算器６２の出力からフィードバック信号ｙ（ｔ）を受信する。適応フィルタ４０Ａは、ミキサー２４中の二次歪み及びＸＭＤを生成し得るＴＸ漏出信号を除去あるいは実質的に減少し、それによって受信器感度を向上させる。
Ｉ枝回路では、乗算器４８はｉ（ｔ）信号を受信し、ｙ（ｔ）信号をそれに乗算し、ｍｉ（ｔ）信号を提供する（ｍｉ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・ｉ（ｔ））。ｙ（ｔ）信号にｉ（ｔ）信号を掛けることにより、ＴＸ漏出信号をベースバンドへダウンコンバートしてｍｉ（ｔ）信号を生成し、Ｉ枝回路中のローパスフィルタ５０は、ＴＸ信号のベースバンド外側の信号を排除し、ＴＸ漏出ベースバンド信号を保持する同相信号ｗｉ（ｔ）を生成する。Ｉ枝回路中の乗算器５２はｉ（ｔ）信号を受信し、それにｗｉ（ｔ）信号を乗算し、ｚｉ（ｔ）信号を提供する（ｚｉ（ｔ）＝ｗｉ（ｔ）・ｉ（ｔ））。ｗｉ（ｔ）信号にＴＸ搬送波信号ｒ（ｔ）の同相成分を掛けることにより、濾波されたＴＸ漏出ベースバンド信号をＴＸ搬送周波数帯域へアップコンバートする。このようにＩ枝回路は、ＴＸ漏出信号の増幅及び濾波された同相推定値を生成する。
同様にＱ枝回路では、乗算器５４はｑ（ｔ）信号を受信し、その信号にｙ（ｔ）信号を乗算し、ｍｑ（ｔ）信号を提供する（ｍｑ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・ｑ（ｔ））。Ｑ枝回路中のローパスフィルタ５６は、ｍｑ（ｔ）信号を受信し、ＴＸ信号のベースバンド外側の信号を排除し、直交位相信号ｗｑ（ｔ）を生成する。乗算器５８はｑ（ｔ）信号を受信し、その信号にｗｑ（ｔ）信号を乗算し、増幅及び濾波された直交位相推定値信号ｚｑ（ｔ）を提供する（ｚｑ（ｔ）＝ｗｑ（ｔ）・ｑ（ｔ））。
加算器６０はｚｉ（ｔ）及びｚｑ（ｔ）信号を受信及び加算し、ＴＸ漏出信号推定値を含む推定値信号ｅ（ｔ）を提供する。加算器６２は加算器６０から推定値信号ｅ（ｔ）を受信し、ＬＮＡ２０からフィルタ入力信号ｘ（ｔ）を受信する。フィルタ入力信号ｘ（ｔ）はＴＸ漏出信号と同様に受信信号も含んでいる。加算器６２はフィルタ入力信号ｘ（ｔ）から推定値信号ｅ（ｔ）を減算し、フィルタ出力信号ｙ（ｔ）を提供する。この減算は、フィルタ入力信号ｘ（ｔ）からＴＸ漏出信号の少なくとも一部を削除する。その結果生じるフィルタ出力信号ｙ（ｔ）は、従って乗算器２４内のＴＸ漏出信号のＸＭＤ及び二次歪みを減少する。
代替の形態としては、Ｉ及びＱの枝回路はクロス接続（cross-coupled）されてもよい。図４Ｂは一例として適応フィルタ４０Ｂを示す概要図であり、これは図３の受信器中のＴＸ漏出を排除するクロス接続されたＩ及びＱ枝回路を有している。図４Ｂの適応フィルタ４０Ｂは、Ｉ及びＱ枝回路のクロス接続を除いて、図４Ａのフィルタ４０Ａを実質的に準拠する。図４Ｂ中で示されるように、クロス接続のために、ローパスフィルタ５０の出力は、Ｑ枝回路中のローパスフィルタ５６の入力に接続され、またローパスフィルタ５６の出力は、Ｉ枝回路中のローパスフィルタ５０の入力に接続される。特に、ローパスフィルタ５０からの信号ｗｑ（ｔ）は、乗算器５４の出力信号（つまり当該フィルタの他方の入力に接続された信号ｍｑ（ｔ）と共に、ローパスフィルタ５６の入力に接続される。同様に、ローパスフィルタ５６からの信号ｗｉ（ｔ）は、乗算器４８の出力信号（つまり当該フィルタの他方の入力に接続された信号）と共に、ローパスフィルタ５０の入力に接続することができる。
図４Ｃは別の一例として適応フィルタ４０Ｃを示す概要図であり、図３の受信器中のＴＸ漏出を排除するためのクロス接続されたＱ及びＩ枝回路を有している。図４Ｃの適応フィルタ４０Ｃは、Ｉ及びＱ枝回路のクロス接続を除いて、図４Ａのフィルタ４０Ａを実質的に準拠する。図４Ｃの例では、乗算器４８の出力は、ローパスフィルタ５０の入力及びローパスフィルタ５６の入力の両方に接続される。同様に、乗算器５４の出力は、ローパスフィルタ５６の入力及びローパスフィルタ５０の入力の両方に接続される。従って、ローパスフィルタ５０及び５６はそれぞれ、乗算器４８から信号ｍｉ（ｔ）を受信する第１入力及び乗算器５４から信号ｍｑ（ｔ）を受信する別の入力を有してよい。図４Ｂ及び４Ｃの例において、Ｉ及びＱ枝回路の間のクロス接続は、ローパスフィルタ５０、５６に、更なるフィルタ周波数応答を形成するための高度な柔軟性を提供することができる。各フィルタ５０及び５６は、クロス接続された入力への更なるシフトを提供することが所望される場合、より柔軟にフィルタ周波数応答を定義するように構成できる。一般に、フィルタ５０及び５６のクロス接続構造は変更することが可能である。
図４Ａ−４Ｃの例では、アクティブフィルタ４０Ａ−４０Ｃはネガティブフィードバックシステムを形成する。乗算器４８及び５４は、ＴＸ ＶＣＯ４２からのＴＸ局部発振器（ＬＯ）信号によって駆動されるダウンコンバータを効果的に形成する。ローパスフィルタ５０と５６は、ＴＸベースバンド外の信号を排除するベースバンドフィルタを形成する。乗算器５２と５８は、同じＴＸ ＬＯ信号によって駆動されるアップコンバーターを形成する。アップコンバーター５２、５８の反転出力及びダウンコンバータ４８、５４の入力は、共にＲＸ信号鎖（signal chain）に事実上接続される。動作において、適応フィルタ４０Ａ−４０ＣはＴＸ ＬＯ信号を使用して、乗算器４８及び５４により、ＴＸ漏出を含んでいる受信信号をダウンコンバートする。その後、ダウンコンバートされた信号は、ベースバンドフィルタ５０、５６によって濾波され、ＴＸ漏出のＴＸベースバンド成分を維持する。その結果生じる信号は、ＴＸ ＬＯを使用して乗算器５２及び５８によってアップコンバートされ、ＴＸ漏出の除去あるいは減少を確実にする位相及び振幅で、ＲＸ信号鎖に注入して戻される。注入した信号の正確な位相及び振幅は、適応フィルタ４０Ａ−４０Ｃによって提供されるネガティブ・フィードバック・ループの特性により自動的に生成される。
図４Ａ−４Ｃの例では、デュプレクサ１４中の群遅延とは独立して、適応フィルタ４０ＡはＴＸ信号漏出を排除する。適応フィルタ４０Ａ−４０Ｃが、ＴＸ漏出エンベロープを追跡し、従って基準信号を変調するためには、ダウンコンバートする乗算器４８及び５４に接続されたフィルタ５０及び５６は、エンベロープ最大周波数と等しい帯域幅を有するべきである。一例として、フィルタ５０及び５６の帯域幅はＣＤＭＡ１ｘ信号について、６３０ｋＨｚ程度である。
この開示の様々な態様によれば、適応フィルタ４０Ａ−４０Ｃは前述したように、基準信号として送信器１８によって生成されるＴＸ出力信号ではなく、ＴＸ ＶＣＯ４２によって生成されたＴＸ搬送波信号を使用する。その結果、適応フィルタ４０Ａ−４０Ｃは、デュプレクサの群遅延による性能制限を受けることなく、ＴＸ漏出信号の除去を提供することができる。ＴＸ ＶＣＯ４２からのＴＸ搬送波信号は容易に提供することができ、受信器１６と一緒のチップ上に存在し得る。
ローパスフィルタ５０及び５６の帯域幅は、ＴＸデータ変調エンベロープの追跡のために、ＴＸ信号帯域幅に接近している必要がある。これらフィルタは、単一極フィルタ（single-pole filter）として実施できる。いくつかの実施形態では、追加の極あるいは送信零（transmission zeros）を、ローパスフィルタ５０及び５６の周波数応答に加えることができ、所望ＲＸ信号の中心周波数とＴＸ搬送周波数間の周波数オフセットにより、より大きな減衰を提供する。この減衰は、このオフセット周波数で乗算器４８及び５４によって生成された雑音とＸＭＤ成分、すなわち適応フィルタの雑音及びＸＭＤの減少に寄与する。フィルタ５０及び５６の周波数応答は、適応フィルタ４０Ａ−４０Ｃの開ループ応答が、０ｄＢ利得における１８０度に対する十分な位相余裕を供給すべきという意味で、閉ループ系の安定ガイドラインと一致しているべきである。
図４Ａ、４Ｂ及び４Ｃ中の回路要素は、シングルエンドとして示されるが、適応フィルタ４０Ａ−４０Ｃ、ＬＮＡ２０の一方あるいはその両方は、差動の入力及び出力で実施してもよい。従って所望であれば、説明を容易にするために、シングルエンド回路要素を、考え得る差動の態様に関する制限なしで、示すことができる。
図５は、他の一例として受信器６６を含む無線通信装置６４を示すブロック図であり、受信器６６はこの開示に従ってＴＸ漏出を排除する適応フィルタ／ＬＮＡ結合回路（combined adaptive filter/LNA）６８を有している。図５の例で、装置６４は図３の装置３８に実質的に相当する。しかしながら装置６４は、ＬＮＡ及び適応フィルタが一緒に形成されたフィルタ／ＬＮＡ結合回路６８を有する代替の受信器６６を含んでいる。フィルタ／ＬＮＡ結合回路６８は、ＬＮＡの出力ではなく入力でＴＸ漏出を排除する。ＬＮＡ及び適応フィルタの組合せは、ＬＮＡのＩＩＰ３（３次遮断点）の必要条件を緩和し、適応フィルタ中の電流消費を削減し得る。更に、適応フィルタのループの一部としてＬＮＡを使用することは、高いオープンループゲイン、従って高い送信除去比（ＴＸＲＲ）を促進する。適応フィルタとＬＮＡを組み合わせることで、ＬＮＡ雑音指数（ＮＦ）の低下を引き起すことが可能である。しかしながら、適応フィルタの雑音の影響を打ち消すために、ＬＮＡはＮＦが減少するよう設計できる。
図６は、図５の受信器６４におけるＴＸ漏出を排除するフィルタ／ＬＮＡ結合回路６８の一例を示す概要図である。フィルタ／ＬＮＡ結合回路６８は、図４Ａの適応フィルタ４０Ａの回路要素のすべて及びＬＮＡ２０を含む。しかしながら、ＴＸ信号漏出をＬＮＡ２０の出力ではなく入力で排除できるように、回路要素の構成は異なっている。例えば図６に示されるように、加算器６２はＬＮＡ２０の入力で、ＲＸ信号ｘ（ｔ）からＴＸ漏出信号推定値ｅ（ｔ）を減算するように構成される。このように、ＴＸ漏出信号はＬＮＡ２０による増幅に先立って除去又は減少される。
図４Ａの適応フィルタ４０Ａのように、適応フィルタ６８は、ＴＸ ＶＣＯ４２からのＴＸ搬送波信号を基準信号ｒ（ｔ）として受信する直交位相スプリッタ４６を含んでいる。スプリッタ４６はＩ及びＱ枝回路へそれぞれ供給されるＩ及びＱ成分ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）を生成する。Ｉ枝回路は乗算器４８、ローパスフィルタ５０及び乗算器５２を含んでいる。Ｑの枝回路は乗算器５４、ローパスフィルタ５６及び乗算器５８を含んでいる。
加算器６０はＩ及びＱ枝回路の出力ｚｉ（ｔ）、ｚｑ（ｔ）をそれぞれ加算し、ＴＸ漏出信号推定値ｅ（ｔ）を生成する。加算器６２はデュプレクサ１４から得られるフィルタ入力信号ｘ（ｔ）から、ＴＸ漏出信号の少なくとも一部を除去するために、ＲＸ信号からＴＸ漏出信号推定値ｅ（ｔ）を減算する。加算器６２はＬＮＡ２０の入力に、その結果生じる信号ｎ（ｔ）を供給する。ＬＮＡ２０は信号ｎ（ｔ）を増幅し、フィルタ出力信号ｙ（ｔ）を生成する。フィルタ出力信号ｙ（ｔ）は、更に乗算器４８及び５４の入力に供給されるフィードバック信号として作用する。
フィルタ／ＬＮＡ結合回路６８により、ベースバンドへのダウンコンバート用ミキサー２４に供給される信号ｙ（ｔ）内に存在するＴＸ信号漏出は、除去又は減少される。信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は、フィルタの入力信号及び出力信号として参照されてもよい。Ｉ及びＱ枝回路は、更に加算器６２の出力からのフィードバック信号ｙ（ｔ）を受信する。適応フィルタ４０Ａは、ミキサー２４中の二次歪み及びＸＭＤを発生するＴＸ漏出信号を除去あるいは実質的に減少し、その結果、受信器感度を向上させる。
フィルタ／ＬＮＡ結合回路６８の乗算器４８は、図４Ａの例のように、ｉ（ｔ）信号及びフィードバック信号ｙ（ｔ）を受信及び乗算し、ＴＸベースバンドにダウンコンバートされた信号ｍｉ（ｔ）を提供する。Ｉ枝回路中のローパスフィルタ５０は、ＴＸ信号のベースバンド外側の信号を排除し、同相信号ｗｉ（ｔ）を生成する。Ｉ枝回路中の乗算器５２は、ｉ（ｔ）信号及びｗｉ（ｔ）信号を受信及び乗算し、ＴＸ搬送波帯域にアップコンバートされたｚｉ（ｔ）信号を提供する。同様にＱ枝回路において、乗算器５４はｑ（ｔ）信号及びｙ（ｔ）信号を受信及び乗算し、ＴＸベースバンドにダウンコンバートされたｍｑ（ｔ）信号を生成する。
Ｑ枝回路中のローパスフィルタ５６はｍｑ（ｔ）信号を受信して、ＴＸ信号のベースバンド外側の信号を排除し、直交位相信号ｗｑ（ｔ）を生成する。フィルタ／ＬＮＡ結合回路６８中の乗算器５８は、ｑ（ｔ）信号及びｗｑ（ｔ）信号を受信及び乗算し、ＴＸ搬送波帯域にアップコンバートされた信号ｚｑ（ｔ）を提供する。加算器６０はｚｉ（ｔ）及びｚｑ（ｔ）信号を受信及び加算し、推定値信号ｅ（ｔ）を提供する。この推定値信号ｅ（ｔ）はＬＮＡ２０の入力において、加算器６２によりＲＸ信号ｘ（ｔ）から減算される。
図４Ｂ及び４Ｃに関して言及したように、ＩとＱ枝回路はいくつかの代替の形態においてクロス接続することができる。例えば、図６のフィルタ／ＬＮＡ結合回路６８では、図４Ｂに類似する方法で、ローパスフィルタ５０の出力はローパスフィルタ５６の入力に接続でき、ローパスフィルタ５６の出力はローパスフィルタ５０の入力に接続できる。あるいは、図４Ｃのように、図６の中の乗算器４８の出力は、ローパスフィルタ５０の入力及びローパスフィルタ５６の入力の両方に接続でき、また乗算器５４の出力はローパスフィルタ５６の入力及びローパスフィルタ５０の入力の両方に接続できる。
図７は、例としてフィルタ／ＬＮＡ結合回路７０を示す概要図であり、シングルエンドのＬＮＡ２０に使用されるアクティブ差動／シングルエンド変換器を含む。前述したように、この開示の種々の形態によれば、適応フィルタあるいはフィルタ／ＬＮＡ結合回路を、ＴＸ信号漏出除去のために選択できる。フィルタ／ＬＮＡ結合回路が選ばれ、ＬＮＡがシングルエンドの場合、フィルタ／ＬＮＡ結合回路は一般にその出力に、差動／シングルエンド変換器が必要となる。図７の例では、フィルタ／ＬＮＡ結合回路７０はトランジスタ対８０、コンデンサ８２及び誘導カプラー８４を含んでいる。フィルタ／ＬＮＡ結合回路７０は、一般に図６のフィルタ／ＬＮＡ結合回路６８に一致する。しかしながら、図７は更に差動の構成を示す。
例えば、図７はスプリッタ４６の差動出力ｉ、ｉｂ、ｑ及びｑｂを示す。出力ｉ及びｉｂは、ＴＸ ＶＣＯ４２によって生成されたＴＸ搬送波信号上で差動の正負同相成分を表わす。同様に、出力ｑ及びｑｂは、ＴＸ搬送波信号の差動の正負直交位相成分を表わす。乗算器４８及び５２は同相成分ｉ及びｉｂの両方を受信し、乗算器５４及び５８は直交成分ｑ及びｑｂの両方を受信する。ベースバンドフィルタ５０及び５６は、乗算器４８、５４の差動出力の各々に設けられる１対のコンデンサでもよい。
各乗算器５２及び５８のプラス側差動出力はトランジスタ対８０の第１端に共に接続される。同様に、乗算器５２及び５８のマイナス側差動出力は、共にトランジスタ対８０の第２端へ接続される。トランジスタ対８０の第２端は、ＲＸ信号ｘ（ｔ）も受信するように接続される。トランジスタ対８０は、ＲＸ入力信号ｘ（ｔ）から乗算器５２及び５８の出力を減算する。ＬＮＡ２０は、トランジスタ対８０の第２端に提供されるシングルエンドの入力信号を増幅し、その結果生じるシングルエンドの出力信号ｙ（ｔ）を誘導のカプラー８４に供給する。誘導カプラー８４は、シングルエンドの出力信号ｙ（ｔ）を差動信号に変換し、ミキサー２４及び乗算器４８及び５４の入力に供給する。
図８は、例としてフィルタ／ＬＮＡ結合回路８６を示す概要図であり、これはシングルエンドのＬＮＡ２０で使用される受動の差動／シングルエンド変換器を含む。図８の例におけるフィルタ／ＬＮＡ結合回路８６は、図７のフィルタ／ＬＮＡ結合回路７０とほぼ同一である。しかしながらフィルタ／ＬＮＡ結合回路８６は、アクティブトランジスタ対８０の代わりにパッシブ回路８８を、クロス接続されたコンデンサを備える１対のインダクタの形式で含んでいる。この受動の実施形態は、図８のアクティブな実施形態の代案を提示する。
図９は、別のフィルタ／ＬＮＡ結合回路９０の例を示す概要図であり、これは差動のＬＮＡ２０Ａ、２０Ｂが使用される。フィルタ／ＬＮＡ結合回路９０は、図７及び８のフィルタ／ＬＮＡ結合回路７０及びフィルタ／ＬＮＡ結合回路８６に実質的に一致する。しかしながらフィルタ／ＬＮＡ結合回路９０は、差動のＬＮＡ２０Ａ、２０Ｂ、インダクタ９２、９４、及びコンデンサ８２Ａ、８２Ｂを含んでいる。ＬＮＡが差動の場合、シングルエンド／差動変換器は必要ない。しかしながら差動のＬＮＡ２０Ａ、２０Ｂは、デュプレクサ１４にバランスのとれたＲＸポートにより接続されてもよい。更に、デュプレクサ１４のアースへの直流帰還経路をＴＸ除去回路要素の出力に提供することが望ましい。図９に示されるように、例えばデュプレクサ１４は差動のＬＮＡ２０Ａ及び２０Ｂの入力に、それぞれインダクタ９２、９４及びコンデンサ８２Ａ、８２Ｂを介して接続されてもよい。差動のＬＮＡ２０Ａ、２０Ｂの差動出力は、ミキサー２４の差動入力に接続される。
図１０は、例としてフィルタ／ＬＮＡ結合回路９６を示す概要図であり、これは差動のＬＮＡ２０Ａ、２０Ｂを使用する。フィルタ／ＬＮＡ結合回路９６は、図９のフィルタ／ＬＮＡ結合回路９０の代案を表わす。しかしながら、デュプレクサ１４の差動のＲＸポートは、ＬＮＡ２０Ａ、２０Ｂの入力にコンデンサ１０２、８２Ａ及び１０４、８２Ｂを介して接続される。直流電流は、乗算器５２及び５８の出力から、インダクタ９８及び１００を介してアースへ接続される。
図１１は、適応フィルタ４０の枝回路１１０をより詳しく示す概要図の一例である。図１１の例では、枝回路１１０はＩ枝回路であり、差動入力を有する乗算器４８が設けられ、この乗算器は例えばＴＸ ＶＣＯ４２からのプラス及びマイナス側基準信号成分ｒ（ｔ）＋及びｒ（ｔ）−、及びプラス及びマイナス側のフィルタ出力信号成分ｙ（ｔ）＋及びｙ（ｔ）−を受信する。基準信号のＤＣバイアスは例えば０ボルトである。乗算器４８はフィルタ入力信号ｙ（ｔ）をＴＸベースバンドにダウンコンバートする。ローパスフィルタ５０は枝回路１１０の周波数応答における第１極を提供し、ＴＸベースバンド外側の信号を排除する。
乗算器５２は、乗算器４８及びローパスフィルタ５０の出力を受信し、該出力をＴＸ搬送波帯域へアップコンバートし、Ｉ枝回路差動出力ｚｉ（ｔ）＋及びｚｉ（ｔ）−を生成する。差動出力ｚｉ（ｔ）＋及びｚｉ（ｔ）−は、Ｑ枝回路出力と加算され、フィルタ入力信号ｘ（ｔ）から最終的に減算してＴＸ信号漏出を除去するために使用される。また第２極が乗算器５２中のフィルタ１０６によって提供され、乗算器４８及びフィルタ５０によって生じた雑音が抑えられる。図１１は適応フィルタ４０内の枝回路の実施例を説明するために、様々な抵抗器、コンデンサ及びトランジスタを示している。図１１中のそのような回路要素の構成は例として役立つが、この開示に広く記述される主題を限定するものではない。
この開示に記述されるような適応フィルタは、単独あるいはＬＮＡと結合して、主としてダウンコンバータ乗算器４８中の妨害信号付近に、それ自身のＸＭＤを生成し得る。このＸＭＤはダウンコンバータ乗算器４８の出力に、妨害信号ＲＦ周波数とＴＸ搬送周波数の間のオフセット周波数と等しい周波数で現われる。フィルタ５０は妨害信号と共にＸＭＤを減衰し、乗算器５２はＸＭＤを妨害ＴＸオフセット周波数から、妨害ＲＦ周波数にアップコンバートして戻す。妨害ＲＦ周波数が所望ＲＸ信号周波数に接近している場合、適応フィルタによって生成されるＸＭＤは所望信号の帯域を汚す場合がある。所望ＲＸ信号に近い妨害信号のＸＭＤを減少するために、ローパスフィルタ５０を設け、所望ＲＸ信号の中心周波数とＴＸ搬送周波数との間のオフセットで十分な減衰が得られるようにしてもよい。この減衰は第１極周波数（図１１の５０）の減少及び／またはＲＸ−ＴＸオフセット周波数の前に第２の極（図１１の１０６）を加えることにより達成することができる。
図１２は送信信号漏出を除去あるいは減少する適応フィルタリング技術を示すフロー図である。図１２に示されるように、適応フィルタリング技術はＴＸ ＬＯ信号とＲＸ信号を乗算し、ＴＸ信号漏出をＴＸ ＬＯ帯域からＴＸベースバンドにダウンコンバートすること（１１２）を含んでよい。ＴＸベースバンドフィルタを適用する際（１１４）、濾波されたＴＸベースバンド信号にＴＸ ＬＯ信号を乗算し、ＴＸ漏出信号をＴＸベースバンドからＴＸ ＬＯ帯域にアップコンバートする（１１６）。その後、ＴＸ ＬＯ帯域中のアップコンバートされたＴＸ漏出は、ＲＸ信号から減算され、ＲＸ信号中のＴＸ漏出の少なくとも一部を除去する（１１８）。図１２に例示された技術は、この開示に記述された回路要素及び構成のいずれかを使用して実施できる。
この開示に記述されるような適応フィルタリング技術は、主要なＲＸ経路だけでなくダイバーシティ（diversity）ＲＸ及び広域位置検出衛星（ＧＰＳ）のＲＸ経路中でも使用することができ、対応するＬＮＡ及びミキサーの線形性に関する必要条件を緩和する。
適応フィルタは、ここに記述されるように、様々なシステム及び用途に使用できる。例えば適応フィルタは、セルラシステム、ＯＦＤＭシステム、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）などのような、無線全二重通信システム中に使用されてもよい。全二重セルラシステムはＣＤＭＡシステム及びグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ（登録商標））システムのいくつかのバージョンを含む。このＣＤＭＡシステムはＩＳ−９５、ＩＳ−２０００、ＩＳ−８５６及び広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）システムを含んでいる。適応フィルタは、無線全二重通信システムでの基地局と同様に無線デバイスにも使用できる。
全二重無線通信システムのいくつかの例は、パーソナル・コミュニケーション・システム（ＰＣＳ）、無線デジタルセルラシステム（ＤＣＳ）及び国際移動通信−２０００（ＩＭＴ−２０００）システムである。１つの特定例として、本願の技術は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信のために装備される無線通信装置に適用できる。この開示に記述された受信器要素は、データまたは音声あるいは他の信号を送信、受信、エンコード及びデコードするのに役立つ、アナログ／デジタル変換器回路、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、モデム及び他の適切な回路要素を含む無線通信装置内に組込まれてもよい。モデムは、ＤＳＰによって少なくとも一部分形成されてもよい。無線通信装置は、移動体無線電話、衛星電話、移動体ゲームコンソール（mobile gaming console）、パーソナルデジタル端末（ＰＤＡ）、スマートフォン、テレビ・コンソール、デジタル映像またはオーディオ装置、ラップトップあるいはデスクトップコンピューター、セットトップ・ボックス、無線アクセス・ポイント、基地局、あるいは無線通信のために装備される他の装置であり得る。
ここに記述された適応フィルタは、集積回路（ＩＣ）、ＲＦ集積回路、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）内、あるいはここに記述された機能を行なうことを目的とした他の電子ユニット内に実施できる。適応フィルタは、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、バイポーラＣＭＯＳ（ＢｉＣＭＯＳ）、シリコン・ゲルマニウム（ＳｉＧｅ）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）など様々なＩＣプロセス技術で製作できる。
開示の種々の形態が説明された。以上の記述は説明のために示されたものであり、全ての説明または限定を意図していない。多くの修正及び変形が本願請求項の範囲内で可能である。
開示の種々の形態が説明された。以上の記述は説明のために示されたものであり、全ての説明または限定を意図していない。多くの修正及び変形が本願請求項の範囲内で可能である。
以下に本件出願当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［１］無線周波数（ＲＦ）受信器用フィルタ回路であって、送信（ＴＸ）漏出信号を有するＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信し、前記ＲＸ入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し、ＲＸ出力信号を生成する加算器と、前記ＲＸ出力信号及びＴＸ漏出信号の搬送周波数の基準信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する推定器と、を具備する、フィルタ回路。
［２］前記搬送周波数の前記基準信号を生成する発振器を更に含み、前記発振器は、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、前記ＴＸ漏出信号を生成しＴＸベースバンド信号をアップコンバートする送信器との両方に接続される、［１］記載の回路。
［３］前記発振器は、前記加算器及び前記推定器と共にチップ上に形成される、［２］記載の回路。
［４］前記推定器は、前記出力信号に基準信号の同相成分を乗算し、第１同相信号を生成する第１乗算器と、前記第１同相信号を濾波し、第２同相信号を生成する第１ローパスフィルタと、前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算し、第３同相信号を生成する第２乗算器と、前記出力信号に前記基準信号の直交位相成分を乗算し、第１直交位相信号を生成する第３乗算器と、前記第１直交位相信号を濾波し、第２直交位相信号を生成する第２ローパスフィルタと、前記第２直交位相信号に前記基準信号の直交分を乗算し、第３直交位相信号を生成する第４乗算器と、前記第３同相信号に前記３直交位相信号を加算し、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する第２加算器と、を含む、［１］記載の回路。
［５］前記第１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、［４］記載の回路。
［６］前記第１及び第２ローパスフィルタのそれぞれが接続され、前記第１同相信号及び前記第１直交位相信号の両方を共に受信する、［４］記載の回路。
［７］前記推定器は、前記出力信号に前記基準信号を乗算することで、前記出力信号中のＴＸ漏出信号を前記ＴＸベースバンドへダウンコンバートし、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算することで、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を前記搬送周波数へアップコンバートする、［１］記載の回路。
［８］前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、増幅器の入力に接続されている、［１］記載の回路。
［９］前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、増幅器の出力に接続されている、［１］記載の回路。
［１０］前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖におけるノードに接続される、［１］記載の回路。
［１１］前記入力信号を増幅し、前記出力信号を生成する増幅器を更に含む、［１］記載の回路。
［１２］前記加算器は、前記出力信号を供給するために、前記出力信号を受信ベースバンドにダウンコンバートするミキサーに接続される、［１］記載の回路。
［１３］無線周波数（ＲＦ）受信器における受信入力信号から送信（ＴＸ）漏出信号を濾波する方法であって、ＴＸ漏出信号を有するＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信することと、 出力信号の生成するために前記入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算することと、前記出力信号と前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数の基準信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成することを含む方法。
［１４］前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、ＴＸベースバンド信号をアップコンバートして前記ＴＸ漏出信号を発生する送信器とに接続された発振器から、前記搬送周波数の前記基準信号を生成することを更に含む、［１３］記載の方法。
［１５］前記発振器は前記推定器と共にチップ上に形成される、［１４］記載の方法。
［１６］ＴＸ漏出信号推定値の生成は、前記出力信号に前記基準信号の同相成分を乗算して、第１同相信号を生成することと、第２同相信号を生成するために前記第１同相信号を濾波することと、第３同相信号を生成するために前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算することと、第１直交位相信号を生成するために前記出力信号に前記基準信号の直交分を乗算することと、第２直交位相信号を生成するために第１直交位相信号を濾波することと、第３直交位相信号を生成するために前記第２直交位相信号に前記基準信号の前記直交分を乗算することと、ＴＸ漏出信号推定値を生成するために前記第３同相信号及び前記第３直交位相信号を加算することを含む、［１３］記載の方法。
［１７］第１ローパスフィルタにより、前記第１同期信号を濾波することと、第２ローパスフィルタにより、前記第１直交位相信号を濾波すること、なお、前記１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、を更に含む、［１６］記載の方法。
［１８］前記第１ローパスフィルタにより、前記第１同期信号を濾波することと、第２ローパスフィルタにより、前記第１直交位相信号をフィルタすること、なお、前記１及び第２ローパスフィルタはそれぞれ接続され、前記第１同相信号及び第１直交位相信号の両方をそれぞれ受信する、を更に含む、［１６］記載の回路。
［１９］前記ＴＸ漏出信号推定値を生成することは、前記出力信号中のＴＸ漏出信号を前記ＴＸベースバンドへダウンコンバートするために前記出力信号に前記基準信号を乗算することと、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を前記搬送周波数へアップコンバートするために前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算することを含む、［１３］記載の方法。
［２０］増幅器への入力において、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算することを更に含む、［１３］記載の方法。
［２１］増幅器の出力において、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算することを更に含む、［１３］記載の方法。
［２２］ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖のノードにおいて、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算することを更に含む、［１３］記載の方法。
［２３］前記出力信号を生成するために前記入力信号を増幅することを更に含む、［１２］記載の方法。
［２４］前記出力信号を受信ベースバンドにダウンコンバートするミキサーに、前記出力信号を供給することを更に含む、［１２］記載の方法。
［２５］無線周波数（ＲＦ）受信器用フィルタ回路であって、送信（ＴＸ）漏出信号を有するＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信する手段と、出力信号を生成するために前記入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算する手段と、前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数における基準信号と前記出力信号とに基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する手段と、を具備する、フィルタ回路。
［２６］前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、前記ＴＸ漏出信号を生成しＴＸベースバンド信号をアップコンバートする送信器とに接続される発振器から、前記搬送周波数の前記基準信号を生成する手段を更に含む、［２５］記載の回路。
［２７］前記発振器は、前記推定器と共にチップ上に形成される、［２６］記載の回路。
［２８］前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する手段は、第１同相信号を生成するために前記出力信号に前記基準信号の同相成分を乗算する手段と、第２同相信号を生成するために前記第１同相信号を濾波する手段と、第３同相信号を生成するために前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算する手段と、第１直交位相信号を生成するために前記出力信号に前記基準信号の直交成分を乗算する手段と、第２の直交位相信号を生成するために前記第１直交位相信号を濾波する手段と、第３直交位相信号を生成するために前記第２直交位相信号に前記基準信号の直交成分を乗算する手段と、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するために前記第３同相信号と前記第３直交位相信号を加算する手段と、を具備する、［２５］記載の回路。
［２９］前記第１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、［２８］記載の回路。
［３０］前記第１及び第２ローパスフィルタの各々は結合され、前記第１同相信号及び第１直交位相信号の両方をそれぞれ受信する、［２８］記載の回路。
［３１］前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する手段は、前記出力信号中のＴＸ漏出信号をＴＸベースバンドへダウンコンバートするために前記出力信号に前記基準信号を乗算する手段と、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を前記搬送周波数へアップコンバートするために前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算する手段を含む、［２５］記載の回路。
［３２］増幅器への入力において、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算する手段を更に具備する、［２５］記載の回路。
［３３］増幅器の出力において、前記入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算する手段を更に具備する、［２５］記載の回路。
［３４］前記減算手段は、ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖におけるノードで、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために接続される、［２５］記載の回路。
［３５］前記出力信号を生成するために前記入力信号を増幅する手段を更に含む、［２５］記載の回路。
［３６］前記出力信号を受信ベースバンドにダウンコンバートするミキサーに出力信号を供給する手段を更に含む、［２５］の回路。
［３７］無線周波数（ＲＦ）受信器であって、受信（ＲＸ）入力信号を受信するアンテナと；前記ＲＸ入力信号を増幅する増幅器と、前記アンテナからの前記ＲＸ入力信号を前記増幅器に接続し、送信（ＴＸ）漏出信号を前記ＲＸ入力信号の一部として前記増幅器へ渡すデュプレクサと、前記ＲＸ入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し、ＲＸ出力信号を生成する加算器と、前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数の基準信号及び前記ＲＸ出力信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する推定器、及び前記ＲＸ出力信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサーと、を具備する、受信器。
［３８］搬送周波数で基準信号を生成する発振器を更に含み、この発振器は、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、前記ＴＸ漏出信号を生成しＴＸベースバンド信号をアップコンバートする送信器の両方に接続される、［３７］記載の受信器。
［３９］前記発振器は前記加算器及び前記推定器と共にチップ上に形成される、［３８］の受信器。
［４０］前記推定器は、前記出力信号に前記基準信号の同相成分を乗算し、第１同相信号を生成する第１乗算器と、前記第１同相信号を濾波し、第２同相信号を生成する第１ローパスフィルタと、前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算し、第３同相信号を生成する第２乗算器と、前記出力信号に前記基準信号の直交成分を乗算し、第１直交位相信号を生成する第３乗算器と、前記第１直交位相信号を濾波し、第２の直交位相信号を生成する第２ローパスフィルタと、第２直交位相信号に前記基準信号の直交成分を乗算し、第３直交位相信号を生成分する第４乗算器と、前記第３同相信号と前記第３直交位相信号を加算し、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する加算器と、を具備する、［３７］記載の受信器。
［４１］前記第１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、［４０］記載の受信器。
［４２］前記第１及び第２ローパスフィルタの各々は結合され、前記第１同相信号及び第１直交位相信号の両方をそれぞれ受信する、［４０］記載の受信器。
［４３］前記推定器は、前記出力信号に前記基準信号を乗算し、前記出力信号中の前記ＴＸ漏出信号をＴＸベースバンドへダウンコンバートし、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算し、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を搬送周波数へアップコンバートする、［３７］記載の受信器。
［４４］前記加算器は、前記ＲＸ入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために増幅器への入力において接続されている、［３７］の受信器。
［４５］前記加算器は、前記増幅された入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために増幅器への出力において接続されている、［３７］記載の受信器。
［４６］前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖におけるノードで接続される、［３７］記載の受信器。
［４７］前記加算器は、前記出力信号を供給するために、前記ミキサーに結合されている、［３７］記載の受信器。

Claims (47)

  1. 無線周波数（ＲＦ）受信器用フィルタ回路であって、
    送信（ＴＸ）漏出信号を有するＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信し、前記ＲＸ入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し、ＲＸ出力信号を生成する加算器と、
    前記ＲＸ出力信号及びＴＸ漏出信号の搬送周波数の基準信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する推定器と、
    を具備する、フィルタ回路。
  2. 前記搬送周波数の前記基準信号を生成する発振器を更に含み、
    前記発振器は、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、前記ＴＸ漏出信号を生成しＴＸベースバンド信号をアップコンバートする送信器との両方に接続される、請求項１記載の回路。
  3. 前記発振器は、前記加算器及び前記推定器と共にチップ上に形成される、請求項２記載の回路。
  4. 前記推定器は、
    前記出力信号に基準信号の同相成分を乗算し、第１同相信号を生成する第１乗算器と、
    前記第１同相信号を濾波し、第２同相信号を生成する第１ローパスフィルタと、
    前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算し、第３同相信号を生成する第２乗算器と、
    前記出力信号に前記基準信号の直交位相成分を乗算し、第１直交位相信号を生成する第３乗算器と、
    前記第１直交位相信号を濾波し、第２直交位相信号を生成する第２ローパスフィルタと、
    前記第２直交位相信号に前記基準信号の直交分を乗算し、第３直交位相信号を生成する第４乗算器と、
    前記第３同相信号に前記３直交位相信号を加算し、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する第２加算器と、
    を含む、請求項１記載の回路。
  5. 前記第１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、請求項４記載の回路。
  6. 前記第１及び第２ローパスフィルタのそれぞれが接続され、前記第１同相信号及び前記第１直交位相信号の両方を共に受信する、請求項４記載の回路。
  7. 前記推定器は、前記出力信号に前記基準信号を乗算することで、前記出力信号中のＴＸ漏出信号を前記ＴＸベースバンドへダウンコンバートし、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算することで、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を前記搬送周波数へアップコンバートする、請求項１記載の回路。
  8. 前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、増幅器の入力に接続されている、請求項１記載の回路。
  9. 前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、増幅器の出力に接続されている、請求項１記載の回路。
  10. 前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖におけるノードに接続される、請求項１記載の回路。
  11. 前記入力信号を増幅し、前記出力信号を生成する増幅器を更に含む、請求項１記載の回路。
  12. 前記加算器は、前記出力信号を供給するために、前記出力信号を受信ベースバンドにダウンコンバートするミキサーに接続される、請求項１記載の回路。
  13. 無線周波数（ＲＦ）受信器における受信入力信号から送信（ＴＸ）漏出信号を濾波する方法であって、
    ＴＸ漏出信号を有するＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信することと、
    出力信号の生成するために前記入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算することと、
    前記出力信号と前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数の基準信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成することを含む方法。
  14. 前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、ＴＸベースバンド信号をアップコンバートして前記ＴＸ漏出信号を発生する送信器とに接続された発振器から、前記搬送周波数の前記基準信号を生成することを更に含む、請求項１３記載の方法。
  15. 前記発振器は前記推定器と共にチップ上に形成される、請求項１４記載の方法。
  16. ＴＸ漏出信号推定値の生成は、
    前記出力信号に前記基準信号の同相成分を乗算して、第１同相信号を生成することと、
    第２同相信号を生成するために前記第１同相信号を濾波することと、
    第３同相信号を生成するために前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算することと、
    第１直交位相信号を生成するために前記出力信号に前記基準信号の直交分を乗算することと、
    第２直交位相信号を生成するために第１直交位相信号を濾波することと、
    第３直交位相信号を生成するために前記第２直交位相信号に前記基準信号の前記直交分を乗算することと、
    ＴＸ漏出信号推定値を生成するために前記第３同相信号及び前記第３直交位相信号を加算することを含む、請求項１３記載の方法。
  17. 第１ローパスフィルタにより、前記第１同期信号を濾波することと、第２ローパスフィルタにより、前記第１直交位相信号を濾波すること、なお、前記１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、を更に含む、請求項１６記載の方法。
  18. 前記第１ローパスフィルタにより、前記第１同期信号を濾波することと、第２ローパスフィルタにより、前記第１直交位相信号をフィルタすること、なお、前記１及び第２ローパスフィルタはそれぞれ接続され、前記第１同相信号及び第１直交位相信号の両方をそれぞれ受信する、を更に含む、請求項１６記載の回路。
  19. 前記ＴＸ漏出信号推定値を生成することは、前記出力信号中のＴＸ漏出信号を前記ＴＸベースバンドへダウンコンバートするために前記出力信号に前記基準信号を乗算することと、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を前記搬送周波数へアップコンバートするために前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算することを含む、請求項１３記載の方法。
  20. 増幅器への入力において、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算することを更に含む、請求項１３記載の方法。
  21. 増幅器の出力において、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算することを更に含む、請求項１３記載の方法。
  22. ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖のノードにおいて、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算することを更に含む、請求項１３記載の方法。
  23. 前記出力信号を生成するために前記入力信号を増幅することを更に含む、請求項１２記載の方法。
  24. 前記出力信号を受信ベースバンドにダウンコンバートするミキサーに、前記出力信号を供給することを更に含む、請求項１２記載の方法。
  25. 無線周波数（ＲＦ）受信器用フィルタ回路であって、
    送信（ＴＸ）漏出信号を有するＲＦ受信（ＲＸ）入力信号を受信する手段と、
    出力信号を生成するために前記入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算する手段と、
    前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数における基準信号と前記出力信号とに基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する手段と、
    を具備する、フィルタ回路。
  26. 前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、前記ＴＸ漏出信号を生成しＴＸベースバンド信号をアップコンバートする送信器とに接続される発振器から、前記搬送周波数の前記基準信号を生成する手段を更に含む、請求項２５記載の回路。
  27. 前記発振器は、前記推定器と共にチップ上に形成される、請求項２６記載の回路。
  28. 前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する手段は、
    第１同相信号を生成するために前記出力信号に前記基準信号の同相成分を乗算する手段と、
    第２同相信号を生成するために前記第１同相信号を濾波する手段と、
    第３同相信号を生成するために前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算する手段と、
    第１直交位相信号を生成するために前記出力信号に前記基準信号の直交成分を乗算する手段と、
    第２の直交位相信号を生成するために前記第１直交位相信号を濾波する手段と、
    第３直交位相信号を生成するために前記第２直交位相信号に前記基準信号の直交成分を乗算する手段と、
    前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するために前記第３同相信号と前記第３直交位相信号を加算する手段と、
    を具備する、請求項２５記載の回路。
  29. 前記第１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、請求項２８記載の回路。
  30. 前記第１及び第２ローパスフィルタの各々は結合され、前記第１同相信号及び第１直交位相信号の両方をそれぞれ受信する、請求項２８記載の回路。
  31. 前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する手段は、前記出力信号中のＴＸ漏出信号をＴＸベースバンドへダウンコンバートするために前記出力信号に前記基準信号を乗算する手段と、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を前記搬送周波数へアップコンバートするために前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算する手段を含む、請求
    項２５記載の回路。
  32. 増幅器への入力において、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算する手段を更に具備する、請求項２５記載の回路。
  33. 増幅器の出力において、前記入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算する手段を更に具備する、請求項２５記載の回路。
  34. 前記減算手段は、ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖におけるノードで、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために接続される、請求項２５記載の回路。
  35. 前記出力信号を生成するために前記入力信号を増幅する手段を更に含む、請求項２５記載の回路。
  36. 前記出力信号を受信ベースバンドにダウンコンバートするミキサーに出力信号を供給する手段を更に含む、請求項２５の回路。
  37. 無線周波数（ＲＦ）受信器であって、
    受信（ＲＸ）入力信号を受信するアンテナと；
    前記ＲＸ入力信号を増幅する増幅器と、
    前記アンテナからの前記ＲＸ入力信号を前記増幅器に接続し、送信（ＴＸ）漏出信号を前記ＲＸ入力信号の一部として前記増幅器へ渡すデュプレクサと、
    前記ＲＸ入力信号からＴＸ漏出信号推定値を減算し、ＲＸ出力信号を生成する加算器と、
    前記ＴＸ漏出信号の搬送周波数の基準信号及び前記ＲＸ出力信号に基づいて、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する推定器、及び
    前記ＲＸ出力信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサーと、
    を具備する、受信器。
  38. 搬送周波数で基準信号を生成する発振器を更に含み、
    この発振器は、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成するための推定器と、前記ＴＸ漏出信号を生成しＴＸベースバンド信号をアップコンバートする送信器の両方に接続される、請求項３７記載の受信器。
  39. 前記発振器は前記加算器及び前記推定器と共にチップ上に形成される、請求項３８記載の受信器。
  40. 前記推定器は、
    前記出力信号に前記基準信号の同相成分を乗算し、第１同相信号を生成する第１乗算器と、
    前記第１同相信号を濾波し、第２同相信号を生成する第１ローパスフィルタと、
    前記第２同相信号に前記基準信号の同相成分を乗算し、第３同相信号を生成する第２乗算器と、
    前記出力信号に前記基準信号の直交成分を乗算し、第１直交位相信号を生成する第３乗算器と、
    前記第１直交位相信号を濾波し、第２の直交位相信号を生成する第２ローパスフィルタと、
    第２直交位相信号に前記基準信号の直交成分を乗算し、第３直交位相信号を生成分する第４乗算器と、
    前記第３同相信号と前記第３直交位相信号を加算し、前記ＴＸ漏出信号推定値を生成する加算器と、
    を具備する、請求項３７記載の受信器。
  41. 前記第１及び第２ローパスフィルタはクロス接続される、請求項４０記載の受信器。
  42. 前記第１及び第２ローパスフィルタの各々は結合され、前記第１同相信号及び第１直交位相信号の両方をそれぞれ受信する、請求項４０記載の受信器。
  43. 前記推定器は、前記出力信号に前記基準信号を乗算し、前記出力信号中の前記ＴＸ漏出信号をＴＸベースバンドへダウンコンバートし、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号に前記基準信号を乗算し、前記ダウンコンバートされたＴＸ漏出信号を搬送周波数へアップコンバートする、請求項３７記載の受信器。
  44. 前記加算器は、前記ＲＸ入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために増幅器への入力において接続されている、請求項３７の受信器。
  45. 前記加算器は、前記増幅された入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために増幅器への出力において接続されている、請求項３７記載の受信器。
  46. 前記加算器は、前記入力信号から前記ＴＸ漏出信号推定値を減算するために、ダウンコンバート用ミキサーの前の受信鎖におけるノードで接続される、請求項３７記載の受信器。
  47. 前記加算器は、前記出力信号を供給するために、前記ミキサーに結合されている、請求項３７記載の受信器。
JP2012096513A 2007-03-27 2012-04-20 無線通信装置における送信信号漏出の排除 Expired - Fee Related JP5675689B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/691,737 2007-03-27
US11/691,737 US8135348B2 (en) 2007-03-27 2007-03-27 Rejection of transmit signal leakage in wireless communication device

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010501155A Division JP2010523058A (ja) 2007-03-27 2008-03-25 無線通信装置における送信信号漏出の排除

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014180222A Division JP5823590B2 (ja) 2007-03-27 2014-09-04 無線通信装置における送信信号漏出の排除

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2012182809A true JP2012182809A (ja) 2012-09-20
JP5675689B2 JP5675689B2 (ja) 2015-02-25

Family

ID=39495179

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010501155A Withdrawn JP2010523058A (ja) 2007-03-27 2008-03-25 無線通信装置における送信信号漏出の排除
JP2012096513A Expired - Fee Related JP5675689B2 (ja) 2007-03-27 2012-04-20 無線通信装置における送信信号漏出の排除
JP2014180222A Expired - Fee Related JP5823590B2 (ja) 2007-03-27 2014-09-04 無線通信装置における送信信号漏出の排除

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010501155A Withdrawn JP2010523058A (ja) 2007-03-27 2008-03-25 無線通信装置における送信信号漏出の排除

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014180222A Expired - Fee Related JP5823590B2 (ja) 2007-03-27 2014-09-04 無線通信装置における送信信号漏出の排除

Country Status (10)

Country Link
US (1) US8135348B2 (ja)
EP (1) EP2135362B1 (ja)
JP (3) JP2010523058A (ja)
KR (1) KR101179897B1 (ja)
CN (1) CN101647205A (ja)
BR (1) BRPI0809467A2 (ja)
CA (1) CA2680521C (ja)
RU (1) RU2440673C2 (ja)
TW (1) TWI410060B (ja)
WO (1) WO2008118898A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018530218A (ja) * 2015-09-04 2018-10-11 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 干渉位相推定システム及び方法
JP2018532295A (ja) * 2015-08-25 2018-11-01 クアルコム，インコーポレイテッド 低雑音増幅器およびノッチフィルタ

Families Citing this family (80)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7706755B2 (en) * 2005-11-09 2010-04-27 Texas Instruments Incorporated Digital, down-converted RF residual leakage signal mitigating RF residual leakage
ES2995053T3 (en) * 2007-08-14 2025-02-05 Panasonic Holdings Corp Radio communication device and radio communication method
US7904047B2 (en) * 2007-10-31 2011-03-08 Broadcom Corporation Radio frequency filtering technique with auto calibrated stop-band rejection
KR101439371B1 (ko) * 2007-12-03 2014-09-11 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 송신신호 추적 및 제거 수신기 장치및 방법
JP2009165112A (ja) * 2007-12-12 2009-07-23 Panasonic Corp 無線回路装置
US8090332B2 (en) * 2007-12-12 2012-01-03 Qualcomm, Incorporated Tracking filter for a receiver
US8306480B2 (en) * 2008-01-22 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for transmission interference cancellation in full duplex transceiver
US8175535B2 (en) * 2008-02-27 2012-05-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Active cancellation of transmitter leakage in a wireless transceiver
US7773545B2 (en) * 2008-02-27 2010-08-10 Mediatek Inc. Full division duplex system and a leakage cancellation method
US8526903B2 (en) * 2008-03-11 2013-09-03 Qualcomm, Incorporated High-linearity receiver with transmit leakage cancellation
US8300561B2 (en) * 2008-12-30 2012-10-30 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for canceling distortion in full-duplex transceivers
US8907842B1 (en) * 2009-03-25 2014-12-09 Raytheon Company Method and apparatus for attenuating a transmitted feedthrough signal
US8180310B2 (en) * 2009-04-07 2012-05-15 Intel Mobile Communications GmbH Filtering using impedance translator
US8774314B2 (en) 2009-06-23 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Transmitter architectures
US7916671B1 (en) 2009-07-16 2011-03-29 Pmc-Sierra, Inc. Echo cancellation for duplex radios
US8880010B2 (en) * 2009-12-30 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Dual-loop transmit noise cancellation
GB201003183D0 (en) 2010-02-24 2010-04-14 M4S Nv Rejection of RF interferers and noise in a wireless communications transceiver
US8724731B2 (en) * 2010-02-26 2014-05-13 Intersil Americas Inc. Methods and systems for noise and interference cancellation
US8805286B2 (en) * 2010-04-27 2014-08-12 Nec Corporation Wireless communication device, high-frequency circuit system, and local leak reduction method
KR101386821B1 (ko) * 2010-05-17 2014-04-18 엘에스산전 주식회사 Ｒｆｉｄ 시스템의 송신누설신호 제거장치
KR101386839B1 (ko) 2010-05-18 2014-04-18 엘에스산전 주식회사 Ｒｆｉｄ 시스템의 송신누설신호 제거장치
KR101669507B1 (ko) * 2010-11-03 2016-10-26 아주대학교산학협력단 무선통신 시스템의 수신기에서의 송신 누설 신호 제거를 위한 전처리 장치 및 방법
US20120140685A1 (en) * 2010-12-01 2012-06-07 Infineon Technologies Ag Simplified adaptive filter algorithm for the cancellation of tx-induced even order intermodulation products
EP2503703A1 (en) * 2011-02-25 2012-09-26 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Technique for radio transceiver adaptation
US8843081B2 (en) 2011-05-16 2014-09-23 Qualcomm Incorporated Receiver with transmit signal cancellation
EP3961933A1 (en) * 2011-06-01 2022-03-02 CommScope Technologies LLC Interference mitigation in a broadband distributed antenna system with non-duplexer isolator sub-system
US9083441B2 (en) * 2011-10-26 2015-07-14 Qualcomm Incorporated Impedance balancing for transmitter to receiver rejection
CN103918187B (zh) * 2011-11-10 2016-10-26 爱立信(中国)通信有限公司 控制安排为采用tdd模式通信的无线电基站的性能的方法和无线电基站
US8576752B2 (en) 2011-12-14 2013-11-05 Redline Communications, Inc. Single channel full duplex wireless communication
US8971219B2 (en) 2012-03-30 2015-03-03 Qualcomm Incorporated Hybrid transformer based integrated duplexer for multi-band/multi-mode radio frequency (RF) front end
US20130259099A1 (en) * 2012-03-30 2013-10-03 Qualcomm Incorporated Tunable notch filter using feedback through an existing feedback receiver
US9203455B2 (en) 2012-08-14 2015-12-01 Broadcom Corporation Full duplex system with self-interference cancellation
US20140119244A1 (en) * 2012-11-01 2014-05-01 Research In Motion Limited Cognitive radio rf front end
EP2733855B1 (en) * 2012-11-15 2016-07-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Transceiver front-end
US9490866B2 (en) 2012-12-11 2016-11-08 University Of Southern California Passive leakage cancellation networks for duplexers and coexisting wireless communication systems
US9787415B2 (en) 2013-03-14 2017-10-10 Analog Devices, Inc. Transmitter LO leakage calibration scheme using loopback circuitry
US9025646B2 (en) * 2013-03-14 2015-05-05 Qualcomm, Incorporated Transmit leakage cancellation
CA2818401C (en) * 2013-05-29 2020-10-20 Kapsch Trafficcom Ag Adaptive echo cancellation for rfid systems
US9641215B2 (en) * 2013-06-18 2017-05-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Leakage cancellation for a multiple-input multiple-output transceiver
US9306618B2 (en) * 2013-09-16 2016-04-05 Scintera Networks Llc Filter enhancer and method
WO2015089091A1 (en) 2013-12-10 2015-06-18 University Of Southern California Enhancing isolation and impedance matching in hybrid-based cancellation networks and duplexers
DE102013114797B4 (de) * 2013-12-23 2021-06-10 Apple Inc. Sendeempfängervorrichtung und Verfahren zum Erzeugen eines Kompensationssignals
US10615949B2 (en) 2014-02-14 2020-04-07 University Of Southern California Hybrid-based cancellation in presence of antenna mismatch
WO2015123586A1 (en) 2014-02-14 2015-08-20 University Of Southern California Reflection and hybrid reflection filters
US9871543B2 (en) 2014-02-19 2018-01-16 University Of Southern California Miniature acoustic resonator-based filters and duplexers with cancellation methodology
US9461697B2 (en) * 2014-02-27 2016-10-04 Scintera Networks Llc In-service monitoring and cancellation of passive intermodulation interferences
US9350396B2 (en) * 2014-03-26 2016-05-24 Marvell World Trade Ltd. Systems and methods for reducing signal distortion in wireless communication
CN104079308A (zh) * 2014-07-13 2014-10-01 复旦大学 一种应用于nfc接收机的载波消除系统电路
CN104092472A (zh) * 2014-07-13 2014-10-08 复旦大学 一种正交负反馈实现载波消除的nfc接收机
US10205585B2 (en) * 2014-09-25 2019-02-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods for analog cancellation for division free duplexing for radios using MIMO
US20160094331A1 (en) * 2014-09-26 2016-03-31 Avago Technologies General IP (Singapore) Pte. Ltd . Multiplexers and Duplexers Having Active Cancellation for Improved Isolation between Transmit and Receive Ports
US9356632B2 (en) 2014-10-07 2016-05-31 Qualcomm Incorporated Intermodulation distortion canceller for use in multi-carrier transmitters
US9887716B2 (en) 2014-12-18 2018-02-06 Intel Corporation Interference cancelation
US9722713B2 (en) 2015-06-26 2017-08-01 Intel IP Corporation Architecture and control of analog self-interference cancellation
US9762416B2 (en) 2015-09-08 2017-09-12 Abtum Inc. Reflection coefficient reader
US9866201B2 (en) 2015-09-08 2018-01-09 Abtum Inc. All-acoustic duplexers using directional couplers
US10581650B2 (en) 2015-09-08 2020-03-03 Qorvo Us, Inc. Enhancing isolation in radio frequency multiplexers
US9912326B2 (en) 2015-09-08 2018-03-06 Abtum Inc. Method for tuning feed-forward canceller
US9755668B2 (en) 2015-09-30 2017-09-05 Abtum Inc. Radio frequency complex reflection coefficient reader
US10038458B2 (en) 2015-10-06 2018-07-31 Abtum Inc. Reflection-based radio-frequency multiplexers
CN108352915B (zh) 2015-10-12 2020-06-30 Qorvo美国公司 基于混合耦合器的射频多路复用器
US10097230B2 (en) * 2015-12-08 2018-10-09 Qorvo Us, Inc. Systems and methods for cancellation of leakage into a RX port of a duplexer or multiplexer
KR101740922B1 (ko) 2016-02-25 2017-05-29 주식회사 에이스테크놀로지 누설된 송신단 신호를 제거하기 위한 디지털 장치 및 방법
CN108886379B (zh) * 2016-03-31 2020-08-18 株式会社村田制作所 高频模块
EP3264620B1 (en) * 2016-07-01 2026-02-11 Apple Inc. Methods and transceivers for reducing a distortion component within a baseband receive signal
WO2018057725A1 (en) 2016-09-21 2018-03-29 Abtum Inc. Enhancing isolation in hybrid-based radio frequency duplexers and multiplexers
CN108322237B (zh) * 2017-01-14 2020-09-29 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 干扰抑制系统及方法
US10594358B2 (en) * 2017-04-21 2020-03-17 Futurewei Technologies, Inc. Leakage signal cancellation
US10454509B2 (en) 2018-03-13 2019-10-22 Qualcomm Incorporated Communication circuit including a transmitter
US11165462B2 (en) 2018-11-07 2021-11-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Motion assisted leakage removal for radar applications
KR102577947B1 (ko) 2019-02-01 2023-09-14 삼성전자 주식회사 복수의 무선 통신 프로토콜을 지원하는 휴대용 통신 장치
EP3963726A4 (en) 2019-05-02 2022-12-07 Saab Ab ACTIVE RECEIVING DISTORTION SUPPRESSION IN A RADAR SYSTEM
WO2021167763A1 (en) * 2020-02-19 2021-08-26 Commscope Technologies Llc Systems and methods for digital interference cancellation
US11025464B1 (en) * 2020-05-09 2021-06-01 Analog Devices International Unlimited Company Passive intermodulation reduction with frequency shifting
CN114553257B (zh) * 2020-11-11 2025-10-21 南京中兴新软件有限责任公司 本振泄漏校准装置、方法及信号发射器
US11824692B2 (en) 2021-04-07 2023-11-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Equalizer digital self-interference cancelation for MIMO transmitters
RU208491U1 (ru) * 2021-06-21 2021-12-21 Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радиосвязь" (АО "НПП "Радиосвязь") Цифровая тропосферно-радиорелейная станция связи
KR102698534B1 (ko) 2022-03-02 2024-09-04 국립한국교통대학교산학협력단 단일평형 믹서로서의 차동 전압제어 발진기
IL308181B2 (en) * 2023-11-01 2025-02-01 Elbit Systems C4I & Cyber Ltd System and method for a duplex transceiver operating in frequency division performing multi-channel and frequency-selective self-interference cancellation
EP4631174A4 (en) * 2022-12-05 2026-03-25 Elbit Systems C4I & Cyber Ltd FDD TRANSCEIVER USING FREQUENCY SELECTIVE MULTIBAND SELF-INTERFERENCE CANCELLATION AND AN ASSOCIATED METHOD

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09120301A (ja) * 1995-08-18 1997-05-06 Ebara Corp 回転体制御用フィルタ回路
JPH10163811A (ja) * 1996-12-04 1998-06-19 Ebara Corp 直交２軸信号用フィルタ回路
JPH10163812A (ja) * 1996-12-04 1998-06-19 Ebara Corp 通信／制御用フィルタ回路
WO2006068635A1 (en) * 2004-11-15 2006-06-29 Qualcomm Incorporated Adaptive filter for transmit leakage signal rejection

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU24022A1 (ru) 1929-12-20 1931-11-30 Государственное всесоюзное электротехническое объединение (ВЭО) Приемно-передающа радиостанци
US5444864A (en) * 1992-12-22 1995-08-22 E-Systems, Inc. Method and apparatus for cancelling in-band energy leakage from transmitter to receiver
US5974301A (en) * 1996-09-18 1999-10-26 Ludwig Kipp Frequency cancelling system and method
US6625436B1 (en) * 1998-10-09 2003-09-23 Nec Corporation Radio receivers
GB2342520B (en) * 1998-10-09 2003-02-12 Nec Technologies Radio receivers
US6567649B2 (en) * 2000-08-22 2003-05-20 Novatel Wireless, Inc. Method and apparatus for transmitter noise cancellation in an RF communications system
US7711329B2 (en) * 2003-11-12 2010-05-04 Qualcomm, Incorporated Adaptive filter for transmit leakage signal rejection
CA2553716C (en) * 2005-01-11 2010-06-22 Research In Motion Limited Dual receive filter
JP4449770B2 (ja) * 2005-02-04 2010-04-14 ブラザー工業株式会社 無線タグ通信装置
KR100617322B1 (ko) * 2005-05-09 2006-08-30 한국전자통신연구원 송신누설신호를 제거하는 ｒｆｉｄ 리더기 수신 장치
CN101258690A (zh) 2005-09-06 2008-09-03 三菱电机株式会社 漏泄信号抵消装置
US20070082617A1 (en) * 2005-10-11 2007-04-12 Crestcom, Inc. Transceiver with isolation-filter compensation and method therefor
EP1835630A1 (fr) * 2006-03-17 2007-09-19 STMicroelectronics N.V. Procédé de minimisation de la fuite de signal dans un système du type à transmission bi-directionnelle simultanée, et dispositif correspondant

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09120301A (ja) * 1995-08-18 1997-05-06 Ebara Corp 回転体制御用フィルタ回路
JPH10163811A (ja) * 1996-12-04 1998-06-19 Ebara Corp 直交２軸信号用フィルタ回路
JPH10163812A (ja) * 1996-12-04 1998-06-19 Ebara Corp 通信／制御用フィルタ回路
WO2006068635A1 (en) * 2004-11-15 2006-06-29 Qualcomm Incorporated Adaptive filter for transmit leakage signal rejection

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018532295A (ja) * 2015-08-25 2018-11-01 クアルコム，インコーポレイテッド 低雑音増幅器およびノッチフィルタ
JP2018530218A (ja) * 2015-09-04 2018-10-11 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 干渉位相推定システム及び方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2010523058A (ja) 2010-07-08
CA2680521A1 (en) 2008-10-02
JP5823590B2 (ja) 2015-11-25
WO2008118898A1 (en) 2008-10-02
US20080242245A1 (en) 2008-10-02
KR101179897B1 (ko) 2012-09-06
US8135348B2 (en) 2012-03-13
EP2135362B1 (en) 2016-06-22
RU2440673C2 (ru) 2012-01-20
KR20090130396A (ko) 2009-12-23
CA2680521C (en) 2015-10-27
RU2009139640A (ru) 2011-05-20
TW200904025A (en) 2009-01-16
EP2135362A1 (en) 2009-12-23
JP5675689B2 (ja) 2015-02-25
JP2015029293A (ja) 2015-02-12
TWI410060B (zh) 2013-09-21
BRPI0809467A2 (pt) 2014-09-09
CN101647205A (zh) 2010-02-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5675689B2 (ja) 無線通信装置における送信信号漏出の排除
KR101115270B1 (ko) 송신 신호 누설의 영향을 감소시키기 위해서 노치 필터를 구비한 무선 수신기
US8755758B2 (en) Technique for suppressing noise in a transmitter device
CN101521520B (zh) 全分双工系统及泄露消除方法
US10277381B2 (en) Receiver path distortion mitigation using adaptive filter feedback
US8868018B2 (en) Reciprocal mixing noise cancellation system
JP2008521280A (ja) 送信漏れ信号除去用適応フィルタ
JP2011514124A (ja) 送信漏れキャンセルを備えた高い線形性受信機
JP2004343753A (ja) 通信受信機および送信機
JP2012522432A (ja) スプール減衰デバイス、システム、および方法
US20190190547A1 (en) Communication unit
JP5166372B2 (ja) 送信漏れ信号除去用適応フィルタ
EP4639778A2 (en) Spur suppression for millimeter wave (mmw) receiver
US8150356B2 (en) Split analog/digital polynomial nonlinear term generator with reduced number of analog-to-digital converters
Sadjina et al. Interference mitigation in LTE-CA FDD based on mixed-signal widely linear cancellation
US20090203341A1 (en) Wireless receiver and wireless communication system having the same

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130514

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20130607

A602 Written permission of extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602

Effective date: 20130612

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20131009

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20140507

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140904

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20140912

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20141007

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20141107

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20141125

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20141224

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5675689

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees