JP2012205018A

JP2012205018A - 高出力電力増幅器

Info

Publication number: JP2012205018A
Application number: JP2011066743A
Authority: JP
Inventors: Tadataka Wakahishi; 忠高若菱; Masahiro Miwa; 昌寛三輪; Yuto Fujishima; 勇人藤島
Original assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Current assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Priority date: 2011-03-24
Filing date: 2011-03-24
Publication date: 2012-10-22

Abstract

【課題】入力信号を４分配した分配信号をそれぞれ増幅させた後、これらの全ての分配信号を合成することにより高出力信号を出力するができるとともに、高出力電力増幅器を構成する回路全体の大きさを小型化することが可能な高出力電力増幅器を提供する。
【解決手段】高出力電力増幅器１０は、１つの４合成型電力増幅回路１１によって構成されている。４合成型電力増幅回路１１は、位相差９０°で２分配／２合成するハイブリッド回路２２及び２６と、位相差１８０°で２分配／２合成する平衡不平衡回路２３（２３ａ、２３ｂ）及び２５（２５ａ及び２５ｂ）と、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）と、を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、主として携帯電話等の移動体通信装置に使用する高出力電力増幅器に関する。特に、高周波信号を入力信号として、複数の増幅器を並列動作させて数１０〜１００Ｗクラスの出力信号に出力する高出力電力増幅器に関する。

従来、ハイブリッド回路を用いた高出力電力増幅器が知られている（例えば、特許文献１）。図７は、ハイブリッド回路を用いた従来の高出力電力増幅器９００を示した図である。図７に示すように、従来の高出力電力増幅器９００は、同一性能を有する電力増幅器（増幅器）９０２及び９０３のそれぞれの入力端が、ハイブリッド回路９０４の分配端子（出力端子）にそれぞれ接続され、電力増幅器（増幅器）９０２及び９０３のそれぞれの出力端が、ハイブリッド回路９０５の合成端子（入力端子）にそれぞれ接続され、更に、ハイブリッド回路９０４の入力端子に非線形歪補償器９０１が接続された構成になっている。

また、図８に示すような、ウィルキンソン型分配器を用いた従来の高出力電力増幅器９１０も知られている。ウィルキンソン型分配器を用いた従来の高出力電力増幅器９１０は、図８に示すように、同一性能を有する電力増幅器（増幅器）９１２及び９１３のそれぞれの入力端が、ウィルキンソン型分配器９１４の出力端にそれぞれ接続され、電力増幅器（増幅器）９１２及び９１３のそれぞれの出力端が、ウィルキンソン型分配器９１５の入力端にそれぞれ接続された構成になっている。ここで、Ｒは吸収抵抗である。

実開平５−２８１１２号公報

上述したハイブリッド回路を用いた従来の高出力電力増幅器９００においては、ハイブリッド回路９０４及び９０５の入出力端のインピーダンスは一般に５０Ωである。また、電力増幅器（増幅器）９０２及び９０３に用いられる増幅素子（ＦＥＴ）においては、増幅素子（ＦＥＴ）から最大利得を得るための入出力インピーダンスは一般的に数〜数１０Ωの範囲になることが多い。従って、高出力電力増幅器９００において、電力増幅器（増幅器）９０２及び９０３の最大利得を得るために、増幅素子（ＦＥＴ）の入出力整合を数〜数１０Ωの範囲になるようにする必要があり、例えば、ハイブリッド回路９０４と電力増幅器（増幅器）９０２とを接続するために、ハイブリッド回路９０４と電力増幅器９０２との間にインピーダンス変換回路を設ける必要があった。同様に、ハイブリッド回路９０４と電力増幅器（増幅器）９０３との間、ハイブリッド回路９０５と電力増幅器（増幅器）９０２との間、ハイブリッド回路９０５と電力増幅器（増幅器）９０３との間にもインピーダンス変換回路を設ける必要があった。インピーダンス変換回路は、接続させるインピーダンスの差が大きくなるほど該インピーダンス変換回路のスペースサイズが大きくなることから、インピーダンス変換回路を多数設けることにより、高出力電力増幅器９００の回路全体の大きさが肥大化してしまうという問題があった。

また、上述したウィルキンソン型分配器を用いた従来の高出力電力増幅器９１０においては、例えば、数１０Ｗ以上の高出力電力を達成する場合、ウィルキンソン型分配器９１４及び９１５の吸収抵抗Ｒの電力耐圧以上となってしまい、吸収抵抗Ｒが破壊されてしまうという問題があった。また、ウィルキンソン型分配器９１４及び９１５の入出力端のインピーダンスは一般に５０Ωであり、上述したハイブリッド回路を用いた従来の高出力電力増幅器９００の場合と同様に、スペースサイズの大きいインピーダンス変換回路を設ける必要があり、高出力電力増幅器９１０の回路全体の大きさが肥大化してしまうという問題もあった。

そこで、本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたもので、入力信号を４分配した分配信号をそれぞれ増幅させた後、これらの全ての分配信号を合成することにより高出力信号を出力するができるとともに、高出力電力増幅器を構成する回路全体の大きさを小型化することが可能な高出力電力増幅器を提供することを目的とする。

上述した従来の問題点を解決すべく下記の発明を提供する。
本発明の第１の態様にかかる高出力電力増幅器は、入力信号を高出力信号に増幅する高出力電力増幅器であって、入力信号を４つの分配信号に分配する電力分配手段と、前記電力分配手段によって分配された４つの前記分配信号をそれぞれ増幅する増幅器と、前記増幅器によって増幅された４つの前記分配信号を１つの合成信号に合成する電力合成手段と、を備えた４合成型電力増幅回路を１つ有し、前記電力分配手段は、１つの第１入力信号を位相差９０°で２つの第１分配信号に分配する１つの第１分配手段と、１つの第２入力信号を位相差１８０°で２つの第２分配信号に分配する２つの第２分配手段と、を備え、前記第１分配手段によって分配された２つの前記第１分配信号を、２つの前記第２分配手段のそれぞれの前記第２入力信号として入力することにより、１つの前記第１入力信号である前記入力信号を４つの前記第２分配信号である前記分配信号に分配し、前記電力合成手段は、２つの第３入力信号を位相差１８０°で１つの第１合成信号に合成する２つの第１合成手段と、２つの第４入力信号を位相差９０°で１つの第２合成信号に合成する１つの第２合成手段と、を備え、２つの前記第１合成手段によってそれぞれ合成された２つの前記第１合成信号を前記第２合成手段の前記第４入力信号として入力することにより、４つの前記第３入力信号である前記分配信号を１つの前記第２合成信号である前記合成信号に合成することを特徴とする。

本発明の第２の態様にかかる高出力電力増幅器は、上記の本発明の第１の態様にかかる高出力電力増幅器において、前記第２分配手段及び前記第１合成手段が、平衡不平衡変換器であり、前記第２分配手段となる前記平衡不平衡変換器は、不平衡信号を入力して平衡信号を出力し、前記第１合成手段となる前記平衡不平衡変換器は、平衡信号を入力して不平衡信号を出力することを特徴とする。

本発明の第３の態様にかかる高出力電力増幅器は、上記の本発明の第２の態様にかかる高出力電力増幅器において、前記平衡不平衡変換器が、１８０°バランであることを特徴とする。

本発明の第４の態様にかかる高出力電力増幅器は、上記の本発明の第２の態様にかかる高出力電力増幅器において、前記平衡不平衡変換器が、同軸ケーブルを有した同軸型平衡不平衡変換器であることを特徴とする。

本発明の第５の態様にかかる高出力電力増幅器は、上記の本発明の第１乃至４のいずれか１つの態様にかかる高出力電力増幅器において、前記第１分配手段及び前記第２合成手段が、３ｄＢハイブリッドカプラであることを特徴とする。

本発明の第６の態様にかかる高出力電力増幅器は、上記の本発明の第１乃至５のいずれか１つの態様にかかる高出力電力増幅器において、前記増幅器の入力端及び出力端のそれぞれに接続された発振防止回路を備えていることを特徴とする。

本発明の第７の態様にかかる高出力電力増幅器は、上記の本発明の第１乃至６のいずれか１つの態様にかかる高出力電力増幅器において、ｋをｋ≧１の整数値とし、ＮをＮ＝２^ｋとしたとき、前記４合成型電力増幅回路を並列にＮ個配置し、前記入力信号をＮ個に分配した各信号を前記４合成型電力増幅回路毎の前記入力信号とし、当該４合成型電力増幅回路毎に合成されたＮ個の前記合成信号を更に合成することにより、各前記入力信号を（４×Ｎ）合成した前記高出力信号に増幅させることを特徴とする。

本発明の高出力電力増幅器は、高周波信号である入力信号を位相差９０°で２分配した後、２分配された信号をそれぞれ位相差１８０°で更に２分配した４分配された分配信号をそれぞれ増幅し、分配手順とは逆の合成手順で４分配された分配信号を１つに合成する４合成型電力増幅回路を１つ備えることにより、増幅された分配信号を４合成した数１０〜１００Ｗクラスの高出力信号を出力することができる。

また、１つの信号を位相差１８０°で２つの信号に分配する手段（第２分配手段）及び２つの信号を位相差１８０°で１つの信号に合成する手段（第１合成手段）として、平衡不平衡変換器を用いることにより、第２分配手段の出力端のインピーダンスと第１合成手段の入力端のインピーダンスとを２５Ω以下にすることができるため、スペースサイズの大きいインピーダンス変換回路を設けることなく、電力増幅器（増幅器）に用いられる増幅素子（ＦＥＴ）の最大利得を得ることができる。即ち、第２分配手段及び第１合成手と電力増幅器（増幅器）との間に設けられるインピーダンス変換回路のスペースサイズを小型化しても、電力増幅器（増幅器）に用いられる増幅素子（ＦＥＴ）の最大利得を得ることができる。従って、高出力電力増幅器の回路全体の大きさを小型化することができる。

また、平衡不平衡変換器及びハイブリッド回路を用いて入力信号を４合成することにより、電力増幅器（増幅器）で発生する偶高調波成分、特に２倍波成分を抑圧することができる。

また、電力増幅器（増幅器）の入力端及び出力端のそれぞれに発振防止回路を接続することにより、いかなる負荷条件、環境条件等においても発振しない（無条件安定化した）、安定な動作を行うことができる。

本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器１０のブロック図である。同軸ケーブルを有した同軸型平衡不平衡変換器を説明するための図である。本発明の第１の実施形態の変形例にかかる高出力電力増幅器１１０のブロック図である。発振防止回路２７及び２８を説明するための図である。本発明の第２の実施形態にかかる高出力電力増幅器２１０のブロック図である。２倍波成分の抑圧効果を示す図である。ハイブリッド回路を用いた従来の高出力電力増幅器９００を示した図である。ウィルキンソン型分配器を用いた従来の高出力電力増幅器９１０を示した図である。

以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。尚、本実施の形態における記述は、本発明にかかる高出力電力増幅器の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における高出力電力増幅器の細部構成等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

まず、本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器１０のブロック図である。図１に示すように、本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器１０は、１つの４合成型電力増幅回路１１によって構成されている。尚、高出力電力増幅器１０は、４合成型電力増幅回路１１の入力側に、非線形歪み補償回路２１を接続し、４合成型電力増幅回路１１で発生する歪み成分を低減させている。

４合成型電力増幅回路１１は、入力信号を４つの分配信号に分配する電力分配回路１２と、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）と、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）によって増幅された４つの分配信号を合成する電力合成回路１３と、を備えている。また、電力分配回路１２は、ハイブリッド回路２２と平衡不平衡回路２３（２３ａ、２３ｂ）とを備え、電力合成回路１３は、ハイブリッド回路２６と平衡不平衡回路２５（２５ａ及び２５ｂ）とを備えている。

ハイブリッド回路２２は、信号Ｗ１を入力して、信号Ｗ２１及び信号Ｗ２２に分配する分配回路である。分配された信号Ｗ２１と信号Ｗ２２との間の位相差は９０°であり、信号Ｗ２１と信号Ｗ２２の出力電力は、信号Ｗ１を等分に分配した電力である。また、ハイブリッド回路２６は、信号Ｗ５１及び信号Ｗ５２を入力して、信号Ｗ６に合成する合成回路である。入力された信号Ｗ５１と信号Ｗ５２との位相差を９０°で合成する。ハイブリッド回路２２及び２６としては、３ｄＢハイブリッドカプラを使用することが好ましい。

平衡不平衡回路２３ａ及び２３ｂは、信号Ｗ２１及び信号Ｗ２２を入力して、それぞれ信号Ｗ３１及び信号Ｗ３２、並びに、信号Ｗ３３及び信号Ｗ３４に分配する分配回路である。分配された信号Ｗ３１と信号Ｗ３２との間の位相差、並びに、分配された信号Ｗ３３と信号Ｗ３４との間の位相差はともに１８０°であり、信号Ｗ３１と信号Ｗ３２の出力電力は、信号Ｗ２１を等分に分配した電力であり、信号Ｗ３３と信号Ｗ３４の出力電力は、信号Ｗ２２を等分に分配した電力である。また、入力する信号Ｗ２１及び信号Ｗ２２は不平衡信号であり、分配された信号Ｗ３１及び信号Ｗ３２、並びに、信号Ｗ３３及び信号Ｗ３４は平衡信号である。

また、平衡不平衡回路２５ａ及び２５ｂは、信号Ｗ４１及び信号Ｗ４２、並びに、信号Ｗ４３及び信号Ｗ４４をそれぞれ入力し、それぞれ信号Ｗ５１及び信号Ｗ５２に合成する合成回路である。入力された信号Ｗ４１及び信号Ｗ４２は位相差１８０°で合成し、信号Ｗ４３及び信号Ｗ４４も位相差１８０°で合成する。また、入力する信号Ｗ４１及び信号Ｗ４２、並びに、信号Ｗ４３及び信号Ｗ４４は平衡信号であり、合成された信号Ｗ５１及び信号Ｗ５２は不平衡信号である。

平衡不平衡回路２３ａ、２３ｂ、２５ａ及び２５ｂとしては、１８０°バランを使用することが好ましい。また、図２に示すような、同軸ケーブル３１を不平衡型として、２本の信号線３２及び３３を平衡型として使用する同軸型平衡不平衡変換器を、平衡不平衡回路２３ａ、２３ｂ、２５ａ及び２５ｂとしては使用することも好ましい。

また、平衡不平衡回路２３ａ、２３ｂ、２５ａ及び２５ｂにおいて、不平衡側の入出力端のインピーダンスを５０Ωとし、平衡側の入出力端のインピーダンスを２５Ω以下とすることが好ましい。即ち、平衡不平衡回路２３ａ及び２３ｂの入力端のインピーダンス、並びに、平衡不平衡回路２５ａ及び２５ｂの出力端のインピーダンスを５０Ωとし、平衡不平衡回路２３ａ及び２３ｂの出力端のインピーダンス、並びに、平衡不平衡回路２５ａ及び２５ｂの入力端のインピーダンスを２５Ω以下（例えば、２５Ω、１２．５Ω）とすることが好ましい。特に、平衡側の出力端のインピーダンスを２５Ωすることが好ましい。

電力増幅器２４ａ〜２４ｄは、それぞれ増幅素子（ＦＥＴ）を使用した同一性能の電力増幅器である。

次に、上述した構成の４合成型電力増幅回路１１における分配・増幅・合成手順について説明する。図１に示すように、まず、高周波信号（例えば、携帯電話にも用いられるマイクロ波）である入力信号Ｗ１をハイブリッド回路２２が入力して位相差９０°で信号Ｗ２１及び信号Ｗ２２に分配する。ハイブリッド回路２２として３ｄＢハイブリッドカプラを使用すると、３ｄＢハイブリッドカプラの入出力端のインピーダンスは５０Ωであり、入力信号Ｗ１の伝送路として用いるマイクロストリップラインも５０Ωであることから、インピーダンス変換回路を設ける必要が無くなり、インピーダンス変換回路のスペースサイズを零にすることができる。

その後、ハイブリッド回路２２から出力された信号Ｗ２１を平衡不平衡回路２３ａが入力して位相差１８０°で信号Ｗ３１及び信号Ｗ３２に分配する。また、ハイブリッド回路２２から出力された信号Ｗ２２を平衡不平衡回路２３ｂが入力して位相差１８０°で信号Ｗ３３及び信号Ｗ３４に分配する。平衡不平衡回路２３ａ及び２３ｂの入力端のインピーダンスを５０Ω、平衡不平衡回路２３ａ及び２３ｂの出力端のインピーダンスを２５Ω以下とすることで、平衡不平衡回路２３ａ及び２３ｂの出力端のインピーダンスと増幅素子（ＦＥＴ）の入出力インピーダンス（最大利得が得られる数〜数１０Ωの入出力インピーダンス範囲）との差が小さくなり、小型のインピーダンス変換回路を設けるだけで良くなる。即ち、平衡不平衡回路２３（２３ａ、２３ｂ）及び２５（２５ａ及び２５ｂ）と電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄとの間に設けられるインピーダンス変換回路のスペースサイズを小型化することができる。

その後、平衡不平衡回路２３ａから出力された信号Ｗ３１及び信号Ｗ３２、並びに、平衡不平衡回路２３ｂから出力された信号Ｗ３３及び信号Ｗ３４を、電力増幅器２４ａ〜２４ｄがそれぞれ入力して所望の出力電力まで増幅して、信号Ｗ４１、信号Ｗ４２、信号Ｗ４３及び信号Ｗ４４としてそれぞれ出力する。

その後、電力増幅器２４ａ及び２４ｂから出力された信号Ｗ４１及び信号Ｗ４２を平衡不平衡回路２５ａが入力して平衡不平衡回路２３ａと逆の位相差１８０°で合成して信号Ｗ５１として出力し、電力増幅器２４ｃ及び２４ｄから出力された信号Ｗ４３及び信号Ｗ４４を平衡不平衡回路２５ｂが入力して平衡不平衡回路２３ｂと逆の位相差１８０°で合成して信号Ｗ５２として出力する。

その後、平衡不平衡回路２５ａから出力された信号Ｗ５１及び平衡不平衡回路２５ｂから出力された信号Ｗ５２をハイブリッド回路２６が入力してハイブリッド回路２２と逆の位相差９０°で合成して、数１０〜１００Ｗクラスの高出力信号を信号Ｗ６として出力する。

上述した分配・増幅・合成手順によって、４合成型電力増幅回路１１は、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）で所望の出力電力まで増幅した信号（Ｗ４１，Ｗ４２，Ｗ４３及びＷ４４）を４合成することによって、電力増幅器２４の出力電力の約４倍の出力電力を得ることができる。即ち、４合成型電力増幅回路１１を１つ備えた本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器１０は、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）によって増幅された出力電力の約４倍の出力電力を得ることができる。

また、４合成型電力増幅回路１１は、ハイブリッド回路２２及び２６と、平衡不平衡回路２３（２３ａ、２３ｂ）及び２５（２５ａ及び２５ｂ）と、を用いて入力信号を４分配して増幅し、その後４合成することにより、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）によって発生する偶高調波成分、特に２倍波成分を抑圧することができる。

次に、偶高調波成分を抑圧できる理由を以下に説明する。
電力増幅器２４ａ乃至２４ｄをＡＢ級やＢ級アンプであると仮定すると、増幅後の出力ドレイン電流Ｉｄは、フーリエ級数展開すると一般的に下記の関係式（１）で表される。

例えば、平衡不平衡回路２３ａで位相差１８０°で２分配された後、電力増幅器２４ａで増幅された信号Ｗ４１及び電力増幅器２４ｂで増幅された信号Ｗ４２の場合、信号Ｗ４１は関係式（１）のままであるが、信号Ｗ４２は関係式（１）の「ωτ」が「ωτ＋π」に置き換えられる。即ち、下記の関係式（２）で表される。

従って、信号Ｗ４１及び信号Ｗ４２は、奇数次項（基本波成分）が反転した関係になっている。平衡不平衡回路２５ａにおいて、増幅された信号Ｗ４１及び信号Ｗ４２を平衡不平衡回路２３ａと逆の位相差１８０°で２合成することにより、偶数次項（偶高調波成分）が打ち消し合い、基本波成分のみが２倍に合成された信号Ｗ５１が出力される。同様に、平衡不平衡回路２５ｂ及びハイブリッド回路２６においても、それぞれ２合成される。その結果、４合成型電力増幅回路１１によって、基本波成分のみが４倍に合成され高出力化された信号Ｗ６が出力される。また、平衡不平衡回路２５ａ、平衡不平衡回路２５ｂ及びハイブリッド回路２６で合成されることにより、偶高調波成分は打ち消し合って抑圧される。

以上のことから、４合成型電力増幅回路１１を１つ備えた本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器１０は、増幅された分配信号を４合成した高出力信号を出力することができるとともに、偶高調波成分を抑圧することができる。また、インピーダンス変換回路のスペースサイズを小型化しても、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）に用いられる増幅素子（ＦＥＴ）の最大利得を得ることができる。従って、高出力電力増幅器１０の回路全体の大きさを小型化することができる。

次に、本発明の第１の実施形態の変形例にかかる高出力電力増幅器について説明する。図３は、本発明の第１の実施形態の変形例にかかる高出力電力増幅器１１０のブロック図である。尚、図３に示す高出力電力増幅器１１０についての説明は、図１に示した高出力電力増幅器１０との相違点について説明し、図１に示した高出力電力増幅器１０と同じ構成の回路については説明を省略する。

図３に示すように、高出力電力増幅器１１０の４合成型電力増幅回路１２０と、図１に示した高出力電力増幅器１０の４合成型電力増幅回路１１との相違点は、各電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）の入力端及び出力端に、発振防止回路２７（２７ａ〜２７ｄ）及び２８（２８ａ〜２８ｄ）がそれぞれ接続されている点である。

発振防止回路２７（２７ａ〜２７ｄ）及び２８（２８ａ〜２８ｄ）は、各電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）の高出力化を図る上で問題となる発振を抑えて安定した動作を行うための回路で、増幅素子（ＦＥＴ）へバイアス供給を行うバイアス回路、高周波線路へＤＣバイアスを漏洩させないＤＣカット、増幅素子（ＦＥＴ）から最大利得を得るための整合回路および平衡不平衡回路へ接続するためのインピーダンス変換回路、そして安定化素子を含むものとする。

発振防止回路２７（２７ａ〜２７ｄ）は、基本的な構成回路の例として、電力増幅器２４に用いられる増幅素子（ＦＥＴ）５１の入力側にバイアス回路５２及び整合回路５４が接続された構成（図４参照）である。また、発振防止回路２８（２８ａ〜２８ｄ）は、基本的な構成回路として、増幅素子（ＦＥＴ）５１の出力側にバイアス回路５３及び整合回路５５が接続された構成（図４参照）である。

また、バイアス回路５２及び５３に高周波信号が漏れ込むことによる信号損失を防止するために、希望周波数帯におけるバイアスポートのインピーダンスを高くする手段がライン６１及び６２に設けられている。バイアスポートのインピーダンスを高くする手段としては、ライン６１及び６２のライン幅を細くする方法、シリーズに抵抗を入れる方法、フィルタ回路（ＬやＣで実現）を用いて希望周波数を遮断する方法、あるいは上述した複数の方法を組み合わせた方法等が用いられる。

上述した構成の本発明の第１の実施形態の変形例にかかる高出力電力増幅器１１０は、各電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）の入力端及び出力端に、発振防止回路２７（２７ａ〜２７ｄ）及び２８（２８ａ〜２８ｄ）をそれぞれ接続した４合成型電力増幅回路１２０を備えることにより、いかなる負荷条件、環境条件等においても発振しない（無条件安定化した）、安定な動作を行うことができる。

また、高出力電力増幅器１１０の４合成型電力増幅回路１２０は、４合成型電力増幅回路１１と同様に、ハイブリッド回路２２及び２６と、平衡不平衡回路２３（２３ａ、２３ｂ）及び２５（２５ａ及び２５ｂ）と、電力増幅器２４（２４ａ〜２４ｄ）と、を備えていることから、高出力電力増幅器１１０は、上述した図１に示した高出力電力増幅器１０と同様の効果を得ることができる。

次に、本発明の第２の実施形態にかかる高出力電力増幅器について説明する。図５は、本発明の第２の実施形態にかかる高出力電力増幅器２１０のブロック図である。尚、図５に示す高出力電力増幅器２１０についての説明は、図１に示した高出力電力増幅器１０との相違点について説明し、図１に示した高出力電力増幅器１０と同じ構成の回路については説明を省略する。

図１に示した本発明の第１の実施形態にかかる高出力電力増幅器１０は、４合成型電力増幅回路１１を１つ配置しているのに対して、図５に示す本発明の第２の実施形態にかかる高出力電力増幅器２１０は、４合成型電力増幅回路１１を並列にＮ個（図５では、Ｎ＝２）配置し、高出力電力増幅器２１０に入力される入力信号ＷＩをＮ個の４合成型電力増幅回路１１に入力される信号Ｗ１ｎ（Ｎ≧ｎ≧１）にＮ分配するハイブリッド回路２２２と、Ｎ個の４合成型電力増幅回路１１から出力される信号Ｗ６ｎ（Ｎ≧ｎ≧１）をＮ合成してＷＯとして出力するハイブリッド回路２２３と備えている点である。尚、ハイブリッド回路２２２及び２２３として、３ｄＢハイブリッドカプラを使用することが好ましい。また、Ｎは、Ｎ＝２^ｋであり、ｋは、ｋ≧１の整数値である。

また、図５では、Ｎ＝２（ｋ＝１）の場合を示しているが、Ｎ＝２^ｋ（ｋ≧２）の場合は、３ｄＢハイブリッドカプラを２ｋ個組み合わせることにより、Ｎ＝２の場合のハイブリッド回路２２２に対応する回路を構成して入力信号ＷＩをＮ個の４合成型電力増幅回路１１に入力される信号Ｗ１ｎにＮ分配し、更に、Ｎ＝２の場合のハイブリッド回路２２３に対応する回路を構成してＮ個の４合成型電力増幅回路１１から出力される信号Ｗ６ｎをＮ合成してＷＯとして出力する。また、図５では、４合成型電力増幅回路１１を並列にＮ個配置しているが、４合成型電力増幅回路１２０を並列にＮ個配置した構成にしても良い。

上述した構成の本発明の第２の実施形態にかかる高出力電力増幅器２１０は、４合成型電力増幅回路１１によって増幅された出力電力の約Ｎ倍の出力電力を得ることができる。即ち、４合成型電力増幅回路１１を構成する電力増幅器２４によって増幅された出力電力の約（４×Ｎ）倍の出力電力を得ることができる。また、４合成型電力増幅回路１１の替わりに４合成型電力増幅回路１２０を備えることにより、いかなる負荷条件、環境条件等においても発振しない（無条件安定化した）、安定な動作を行うことができる。

（実施例）
次に、本発明の実施例について説明するが、本発明はこれら実施例に限定されるものではない。

実施例１及び比較例１の高出力電力増幅器を用意して、２倍波成分の抑圧効果を測定した。実施例１の高出力電力増幅器は、図３に示した構成の回路であり、ハイブリッド回路２２及び２６として３ｄＢハイブリッドカプラを使用し、平衡不平衡回路２３（２３ａ、２３ｂ）及び２５（２５ａ及び２５ｂ）として１８０°バランを使用した構成の回路である。尚、３ｄＢハイブリッドカプラの入出力端のインピーダンスは５０Ωであり、入力信号の伝送路として用いるマイクロストリップラインも５０Ωである。また、１８０°バランの不平衡側の入出力端のインピーダンスは５０Ωであり、平衡側の入出力端のインピーダンスは２５Ωである。比較例１の高出力電力増幅器は、上述した実施例１の高出力電力増幅器における１８０°バランの替わりに３ｄＢハイブリッドカプラを使用した構成の回路である。

２倍波成分の抑圧効果として、実施例１及び比較例１の高出力電力増幅器において、基本波成分の出力電力に対する２倍波成分の抑圧量を測定した。測定した結果を図６のグラフに示した。尚、図６において、横軸は出力電力（単位：ｄＢｍ）を示し、縦軸は基本波の出力電力に対する２倍波成分の抑圧量（単位：ｄＢｃ）を示す。また、実線は実施例１の結果を示し、波線は比較例１の結果を示す。

図６の結果から、同じ出力電力時における２倍波成分の抑圧量は、比較例１の高出力電力増幅器に比べて、実施例１の高出力電力増幅器が小さくなることがわかった。即ち、実施例１の高出力電力増幅器は比較例１の高出力電力増幅器よりも２倍波成分の抑圧効果があることがわかった。特に、出力電力が４０〜４８ｄＢｍの範囲においては、１０ｄＢｃ以上の改善効果があることがわかった。

１０，１１０，２１０：高出力電力増幅器
１１，１２０：４合成型電力増幅回路
１２：電力分配回路
１３：電力合成回路
２１：非線形歪み補償回路
２２，２６，２２２，２２３：ハイブリッド回路
２３，２３ａ，２３ｂ，２５，２５ａ，２５ｂ：平衡不平衡回路
２４，２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ：電力増幅器
２７，２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄ，２８，２８ａ，２８ｂ，２８ｃ，２８ｄ：発振防止回路

Claims

入力信号を高出力信号に増幅する高出力電力増幅器であって、
前記入力信号を４つの分配信号に分配する電力分配手段と、前記電力分配手段によって分配された４つの前記分配信号をそれぞれ増幅する増幅器と、前記増幅器によって増幅された４つの前記分配信号を１つの合成信号に合成する電力合成手段と、を備えた４合成型電力増幅回路を１つ有し、
前記電力分配手段は、
１つの第１入力信号を位相差９０°で２つの第１分配信号に分配する１つの第１分配手段と、１つの第２入力信号を位相差１８０°で２つの第２分配信号に分配する２つの第２分配手段と、を備え、
前記第１分配手段によって分配された２つの前記第１分配信号を、２つの前記第２分配手段のそれぞれの前記第２入力信号として入力することにより、１つの前記第１入力信号である前記入力信号を４つの前記第２分配信号である前記分配信号に分配し、
前記電力合成手段は、
２つの第３入力信号を位相差１８０°で１つの第１合成信号に合成する２つの第１合成手段と、２つの第４入力信号を位相差９０°で１つの第２合成信号に合成する１つの第２合成手段と、を備え、
２つの前記第１合成手段によってそれぞれ合成された２つの前記第１合成信号を前記第２合成手段の前記第４入力信号として入力することにより、４つの前記第３入力信号である前記分配信号を１つの前記第２合成信号である前記合成信号に合成することを特徴とする高出力電力増幅器。
前記第２分配手段及び前記第１合成手段は、平衡不平衡変換器であり、
前記第２分配手段となる前記平衡不平衡変換器は、不平衡信号を入力して平衡信号を出力し、
前記第１合成手段となる前記平衡不平衡変換器は、平衡信号を入力して不平衡信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の高出力電力増幅器。
前記平衡不平衡変換器は、１８０°バランであることを特徴とする請求項２に記載の高出力電力増幅器。
前記平衡不平衡変換器は、同軸ケーブルを有した同軸型平衡不平衡変換器であることを特徴とする請求項２に記載の高出力電力増幅器。
前記第１分配手段及び前記第２合成手段は、３ｄＢハイブリッドカプラであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高出力電力増幅器。
前記増幅器の入力端及び出力端のそれぞれに接続された発振防止回路を備えていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の高出力電力増幅器。
ｋをｋ≧１の整数値とし、ＮをＮ＝２^ｋとしたとき、
前記４合成型電力増幅回路を並列にＮ個配置し、前記入力信号をＮ個に分配した各信号を前記４合成型電力増幅回路毎の前記入力信号とし、当該４合成型電力増幅回路毎に合成されたＮ個の前記合成信号を更に合成することにより、各前記入力信号を（４×Ｎ）合成した前記高出力信号に増幅させることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の高出力電力増幅器。