JP2013017338A - Ｈブリッジ駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御では、高周波のノイズが発生する場合があり、必要に応じてＰＷＭモードを回避する。
【解決手段】直列接続された上側トランジスタＱＰ１、ＱＰ２と下側トランジスタＱＮ１、ＱＮ２からなるアームを２つ有し、両アームにおける上側および下側トランジスタの接続点を一対の出力端として、ここに接続されるコイルに順方向および逆方向の電流を供給するＨブリッジ駆動回路であって、ハイインピーダンス回路１０−１、１０−２の出力により、出力トランジスタＱＰ１，ＱＰ２をオンオフするＰＷＭモードと、オペアンプＯＰの出力により、出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の電圧を制御する定電圧モードを有し、切り換え信号ＳＴＢＢによってこれを切り換える。
【選択図】図１

Description

直列接続された上側トランジスタと下側トランジスタからなるアームを２つ有し、両アームの上側および下側トランジスタの接続点を出力端としてここに接続されるコイルに順方向および逆方向の電流を供給するＨブリッジ駆動回路に関する。

従来より、ボイスコイルモータなどのモータコイルの駆動にＨブリッジ回路が用いられている。このＨブリッジ回路は、直列接続された上側トランジスタと下側トランジスタからなるアームを２つ有し、両アームの上側および下側トランジスタの接続点を出力端となり、ここにコイルが接続される。そこで、一方のアームの上側トランジスタと、他方の下側トランジスタをオンすることでコイルに一方向の電流を供給し、反対に一方のアームの下側トランジスタと、他方の上側トランジスタをオンすることでコイルに反対方向の電流を供給することができる。

例えば、携帯電話のバイブレータには、上述のようなＨブリッジ回路を用いて駆動される、ボイスコイルモータが利用される場合が多い。

ここで、Ｈブリッジ回路の出力電流は、バイブレータの強度に応じて、制御する必要があり、通常の場合ＰＷＭ（パルス幅変調）制御が用いられる。このＰＷＭ制御では、一方アームの下側トランジスタをオンした状態で、他方のアームの上側トランジスタをオンオフすることで出力電流を制御する。

特開２００８−２８９２２５号公報 特開２０１０−２０６８６０号公報

ここで、ＰＷＭ制御では、上側トランジスタを所定の周波数でオンオフする。これはコイルへの出力電流の切り換え周波数に比べ十分大きな周波数である。例えば、ボイスコイルモータの切り換え周波数が数１００Ｈｚとして、ＰＷＭ制御の切り換え周波数は、数１００ｋＨｚ程度のものが採用される場合が多い。そして、上側トランジスタはフルレンジでオンオフされる。そこで、高周波のノイズが発生する場合があり、周辺回路の状況においてはこれが問題となる場合もある。

本発明は、直列接続された上側トランジスタと下側トランジスタからなるアームを２つ有し、両アームにおける上側および下側トランジスタの接続点を一対の出力端として、ここに接続されるコイルに順方向および逆方向の電流を供給するＨブリッジ駆動回路であって、第１アームおよび第２アームの上側トランジスタの制御端に所定のデューティー比のＰＷＭ信号を供給することで、第１アームの下側トランジスタをオンした状態で、第２アームの上側トランジスタをＰＷＭ信号によりオンオフする工程と、第２アームの下側トランジスタをオンした状態で、第１アームの上側トランジスタをＰＷＭ制御によりオンオフする工程とを繰り返すＰＷＭモードと、１入力端に制御電圧が入力されるオペアンプの出力端を両アームの上側トランジスタの制御端に接続し、前記一対の出力端をオペアンプの他入力端に帰還することで、出力端の電圧を制御電圧に制御することで、第１アームの下側トランジスタをオンした状態で、第２アームの上側トランジスタの制御端電圧を制御することにより出力端の電圧を制御電圧に制御する工程と、第２アームの下側トランジスタをオンした状態で、第１アームの上側トランジスタ制御端電圧を制御することにより出力端の電圧を制御電圧に制御する工程とを繰り返す定電圧モードと、を有し、外部からの切り換え信号に応じて前記両モードを切り換えることを特徴とする。

また、前記ＰＷＭモードにおいて、さらに、出力端の電圧を定電圧制御することが好適である。

また、前記定電圧モードにおいて、さらに、前記オペアンプに入力する制御電圧を所定のデューティー比のＰＷＭ信号とすることが好適である。

本発明によれば、切り換え信号によって、ＰＷＭモードと定電流モードを切り換えることができる。従って、搭載される機器に応じて適切なモードを選択して、所望のモータ駆動が可能となる。

実施形態に係るＨブリッジ駆動回路の構成を示す図である。 定電圧モードの駆動を説明する図である。 定電圧モードの駆動を説明する図である。 ＰＷＭモードの駆動を説明する図である。 ＰＷＭモードの駆動を説明する図である。 定電圧＋ＰＷＭモード（１）の駆動を説明する図である。 定電圧＋ＰＷＭモード（１）の駆動を説明する図である。 定電圧＋ＰＷＭモード（２）の駆動を説明する図である。 定電圧＋ＰＷＭモード（２）の駆動を説明する図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、実施形態に係る１つの半導体集積回路として構成されたＨブリッジ駆動回路の構成例を示す図である。モータコイルの駆動信号として、１側の駆動系にＩＮ１Ｐ（Ｐ側），ＩＮ１Ｎ（Ｎ側）、２側の駆動系にＩＮ２Ｐ（ＰＧ側），ＩＮ２Ｎ（Ｎ側）、全部で４つの信号が入力されてくる。基本的にＩＮ１Ｐ，ＩＮ２Ｎがオンの時にＩＮ２Ｐ，ＩＮ１Ｎがオフとなり、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ２Ｎがオフの時にＩＮ２Ｐ，ＩＮ１Ｎがオンとなることで、一方の駆動系（出力トランジスタのアーム）から電流を吐き出す場合に他方の駆動系（出力トランジスタのアーム）から電流を引き抜く。

ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎは、ハイインピーダンス制御回路１０−１に入力される。このハイインピーダンス制御回路１０−１は、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎが入力される排他的論理和回路ＸＯＲと、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎそれぞれ入力される、ナンド回路ＮＡＮＤＰ，ＮＡＮＤＮと、ナンド回路ＮＡＤＮの出力を反転するインバータＩＮＶとからなっている。そして、ＸＯＲの出力がＮＡＮＤＰ，ＮＡＮＤＮに入力される。また、ＩＮ１ＰがＮＡＮＤＰに、ＩＮ１ＮがＮＡＮＤＮに入力されるとともに、ＮＡＮＤＰの出力がＮＡＮＤＮに入力され、ＮＡＮＤＮの出力がＮＡＮＤＰに入力される。

従って、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎの両方が同じ値をとった時には、ＸＯＲの出力がＬに固定され、ＮＡＤＰ，ＮＡＤＮの出力が両方ともＨに固定される。そこで、その場合には、Ｐ側出力がＨ、Ｎ側出力がＬに固定される。一方、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１ＮがＨ，Ｌの場合、両出力がＨ、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１ＮがＬ，Ｈの場合、両出力がＬとなる。

ハイインピーダンス制御回路１０−１のＰ側出力は、スイッチＳＷ３−１の制御信号となり、Ｈの場合にはスイッチＳＷ３−１はオン、Ｌの場合にスイッチＳＷ３−１がオフとなる。スイッチＳＷ３−１は、出力トランジスタＱＰ１のゲートと電源を結ぶ経路に設けられており、スイッチＳＷ３−１がオン、すなわちハイインピーダンス制御回路１０−１のＰ側出力がＨの時にトランジスタＱＰ１がオフされる。

また、ハイインピーダンス制御回路１０−１のＮ側出力は、出力トランジスタＱＮ１のゲートに入力される。なお、トランジスタＱＰ１は、ｐチャネルトランジスタであり、トランジスタＱＮ１はｎチャネルトランジスタであり、トランジスタＱＰ１はソースが電源に接続され、ドレインが出力端ＯＵＴ１に接続されている。トランジスタＱＮ１はドレインが出力端ＯＵＴ１およびＱＰ１のドレインに接続され、ソースがグランドに接続されている。

従って、トランジスタＱＰ１，ＱＮ１のゲートにＨを供給すると、トランジスタＱＮ１のみがオンし、出力端ＯＵＴ１から電流が引き込まれる。一方、トランジスタＱＰ１，ＱＮ１のゲートにＬを供給すると、トランジスタＱＰ１のみがオンし、出力端ＯＵＴ１から電流が吐き出される。

また、入力ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２Ｎに対しては、ハイインピーダンス制御回路１０−２、出力トランジスタＱＰ２，ＱＮ２が設けられており、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１ＮについてのＮ側駆動系と同様の動作で、同様の出力が出力端ＯＵＴ２に得られる。

また、本回路には、切り換え信号ＳＴＢＢと、４ビットの制御電圧データＨＢＰＷが入力されてくる。制御電圧データＨＢＰＷは、デジタルアナログ変換器ＤＡＣに供給され、ここでアナログの制御電圧Ｖｏｕｔに変換される。ＤＡＣの出力は、オペアンプＯＰの正入力端子に供給され、このＯＰの出力は、スイッチＳＷ１−１を介しＱＰ１のゲートに供給されるとともに、スイッチＳＷ１−２を介しＱＰ２のゲートに供給される。また、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２は、それぞれスイッチＳＷ２−１，ＳＷ２−２を介しＯＰの負入力端子に接続されている。

なお、スイッチＳＷ１−１〜ＳＷ３−１，ＳＷ１−２〜ＳＷ３−２はトランジスタで構成される。

従って、スイッチＳＷ１−１，ＳＷ１−２，ＳＷ２−１，ＳＷ２−２がオンの場合には、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の出力電圧がＯＰの入力制御電圧ＶｏｕｔになるようにＯＰが動作する。

また、上述のように、ハイインピーダンス制御回路１０−１，１０−２のＰ側出力はそのままトランジスタＱＰ１，ＱＰ２のゲートに供給されるのではなく、ＱＰ１，ＱＰ２のゲートと電源を結ぶ経路に配置されたスイッチＳＷ３−１，ＳＷ３−２に制御信号として供給される。また、ハイインピーダンス制御回路１０−１，１０−２のＰ側出力は、スイッチＳＷ１−１，ＳＷ１−２，ＳＷ２−１，ＳＷ２−２に反転した制御信号として入力されている。スイッチＳＷ３−１，ＳＷ３−２は供給される制御信号がＨの時にオン、Ｌのときにオフし、スイッチＳＷ１−１，ＳＷ１−２，ＳＷ２−１，ＳＷ２−２は供給される制御信号がＬのときにオン、Ｈのときにオフする。

従って、ハイインピーダンス制御回路１０−１，１０−２のＰ側出力がＬのときには、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のゲートがＯＰの出力端に接続され、ＯＰの電圧に応じてオンし、ＨのときにはトランジスタＱＰ１，ＱＰ２のゲートが電源に接続されてオフとなる。なお、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のゲートがＯＰの出力端に接続された場合には、ＯＰが動作している場合には出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２がＶｏｕｔになるようにＱＰ１、ＱＰ２が制御され、ＯＰが動作していない場合にはＱＰ１，ＱＰ２のゲートがグランドに接続されてフルオンして出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２がＨとなる。

さらに、切り換え信号ＳＴＢＢは、ＤＡＣ、およびＯＰに供給され、これらは切り換え信号ＳＴＢＢがＰＷＭモードを示している（例えばＨ）ときに動作し、Ｌの時に動作を停止する。

「定電圧駆動モード」
このような回路において、切り換え信号ＳＴＢＢ＝Ｈである、定電圧駆動モードであれば、ＤＡＣおよびＯＰは動作する。そして、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがいずれもＬまたはＨの場合には、インピーダンス制御回路１０−１，１０−２の出力はＰ側Ｈ、Ｎ側Ｈとなる。従って、スイッチＳＷ３−１，ＳＷ３−２のいずれもオンであり、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のいずれもオフとなり、一方トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のゲートはＬであり、これらもオフとなる。従って、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の出力はハイインピース状態（Ｈｉｚ）となる。

ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがＬ、Ｈ、Ｈ、Ｌの場合（逆電流モード）には、インピーダンス制御回路１０−１のＰ側出力がＨとなるため、スイッチＳＷ３−１がオン、スイッチＳＷ１−１，１−２がオフしてトランジスタＱＰ１のゲートが電源に接続されてオフする。一方、インピーダンス制御回路１０−１のＮ側出力がＨとなるため、トランジスタＱＮ１はオンし、出力端ＯＵＴ１はＬとなる。

また、インピーダンス制御回路１０−２のＰ側出力がＬであるため、スイッチＳＷ３−２がオフ、スイッチＳＷ１−２，２−２がオンしてトランジスタＱＰ２のゲートがＯＰの出力端に接続される。一方、インピーダンス制御回路１０−２のＮ側出力がＬとなるため、トランジスタＱＮ２はオフとなる。従って、ＯＰにより出力端ＯＵＴ２の電圧がＶｏｕｔに制御される。

ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがＨ、Ｌ、Ｌ、Ｈの場合（順電流モード）には、出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２への制御が反対になるだけであり、出力端ＯＵＴ２がＬ、ＯＵＴ１がＶｏｕｔに制御される。

上述のようなＳＴＢＢ＝Ｈのときの状態について表１に示す。

ここで、図２には、定電圧駆動モードにおける、逆電流モード、順電流モードのいずれも、その期間が３つの期間に分割されており、制御電圧データＨＢＰＷの値を変更することで、出力電圧Ｖｏｕｔが３段階に変化する。

「ＰＷＭ駆動モード」
一方、切り換え信号ＳＴＢＢ＝Ｌである、ＰＷＭモードでは、ＤＡＣおよびＯＰはその動作が停止され、ＯＰの出力端はグランドに接続される。

ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがすべてＨまたはＬの場合には、トランジスタＱＰ１、ＱＮ１、ＱＰ２、ＱＮ２は、すべてオフとなり、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２がハイインピーダンス状態になることはＳＴＢＢ＝Ｈのときと同じである。

ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがＬ、Ｈ、Ｈ、Ｌの場合（逆電流モード）には、ＯＰは動作していないため、ＯＵＴ２がＨレベルになり、ＯＵＴ１がＬレベルとなる。ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがＨ、Ｌ、Ｌ、Ｈの場合（順電流モード）には、ＯＵＴ１がＨレベルになり、ＯＵＴ２がＬレベルとなる。

上述のようなＳＴＢＢ＝Ｈのときの状態について表２に示す。

そして、ＰＷＭモードの場合には、トランジスタＱＮ１、ＱＮ２の一方をオンしている状態において、別のアームのトランジスタＱＰ２、ＱＰ１を所定のデューティー比でオンオフする。これによって、出力端ＯＵＴ、ＯＵＴ２からの出力電圧のＨの期間を制御して、出力電圧を制御する。

例えば、図２に示すように、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２Ｎを、（ＨＬＬＨ）とする期間と、（ＬＬＬＨ）とする期間の比率で、逆電流モードにおけるモータ電流を制御し、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２Ｎを、（ＬＨＨＬ）とする期間と、（ＬＨＬＬ）とする期間の比率で、順電流モードにおけるモータ電流を制御する。この例では、逆電流モード、順電流モードとも、デューティー比を１５％、８５％、１５％と切り換えることによって、モータ電流を制御している。

このように、本実施形態によれば、切り換え信号ＳＴＢＢによって、定電圧モードとＰＷＭモードとを切り換えることができ、セット側の要求に応じていずれのモードの駆動も可能となる。

ここで、上述の例では、ＰＷＭモードでは、電流を出力する出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の電位を電源電位とグランドとの間で上下させ、定電圧モードではＶｏｕｔ一定に制御した。しかし、これらを組み合わせることもできる。

「定電圧＋ＰＷＭ（１）」
図４には、ＰＷＭモードの場合において、トランジスタＱＰ１、ＱＰ２をオンの際に定電圧制御する例が示してある。すなわち、切り換え信号ＳＴＢＢ＝Ｌの状態においても、ＤＡＣおよびＯＰを動作させ、出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の上側電圧をＶｏｕｔに定電圧制御する。すなわち、インピーダンス制御回路１０−１，１０−２からのＰ側出力がＬの際にスイッチＳＷ１−１、１−２をオンとして、ＯＰの出力をトランジスタＱＰ１、ＱＰ２のゲートに供給して、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の電圧をＯＰによりＶｏｕｔに制御する。

「定電圧＋ＰＷＭ（２）」
図５には、定電流モードにおいて、さらにＰＷＭ駆動を利用する場合を示す。すなわち、定電圧モードにおいて、入力してくる制御電圧データＨＢＰＷをＰＷＭ制御によって変更する。これによって、制御電圧データのビット数を増やさなくても、よりきめ細かい出力電圧制御を行うことができる。

４つのインプットから、１５０〜２００ヘルツの出力トランジスタを切り換える信号を入力することで、モータコイルに対する電流方向の切り換えを行う。そして、２側（または１側）のトランジスタＱＮ２（ＱＮ１）をＯＮした状態で、１側（または２側）のトランジスタＱＰ１（ＱＰ２）をＰＷＭ制御によりオンオフすることで、コイルへの電流量を制御することができるとともに、２側（または１側）のトランジスタＱＮ２（ＱＮ１）をＯＮした状態で、１側（または２側）のトランジスタＱＰ１（ＱＰ２）をＯＰにより制御して出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２を定電圧制御することができる。従って、セット側の要求によって、これらを使い分けることができる。

さらに、ＰＷＭ制御と、定電圧制御を組み合わせることで、より高度な出力制御を行うことができる。

１０（１０−１，１０−２） ハイインピーダンス制御回路、ＤＡＣ デジタルアナログ変換器、ＯＰ オペアンプ、ＱＰ（ＱＰ１，ＱＰ２），ＱＮ（ＱＮ１，ＱＮ２） トランジスタ、ＳＷ（ＳＷ１−１〜ＳＷ３−１，ＳＷ１−２〜ＳＷ３−２） スイッチ。

本発明は、直列接続された上側トランジスタと下側トランジスタからなるアームを２つ有し、両アームにおける上側および下側トランジスタの接続点を一対の出力端として、ここに接続されるコイルに順方向および逆方向の電流を供給するＨブリッジ駆動回路であって、第１アームおよび第２アームの上側トランジスタの制御端に所定のデューティー比のＰＷＭ信号を供給することで、第１アームの下側トランジスタをオンした状態で、第２アームの上側トランジスタをＰＷＭ信号によりオンオフする工程と、第２アームの下側トランジスタをオンした状態で、第１アームの上側トランジスタをＰＷＭ制御によりオンオフする工程とを繰り返すＰＷＭモードと、１入力端に制御電圧が入力されるオペアンプの出力端を両アームの上側トランジスタの制御端に接続し、前記一対の出力端をオペアンプの他入力端に帰還することで、出力端の電圧を制御電圧に制御することで、第１アームの下側トランジスタをオンした状態で、第２アームの上側トランジスタの制御端電圧を制御することにより出力端の電圧を制御電圧に制御する工程と、第２アームの下側トランジスタをオンした状態で、第１アームの上側トランジスタの制御端電圧を制御することにより出力端の電圧を制御電圧に制御する工程とを繰り返す定電圧モードと、を有し、外部からの切り換え信号に応じて前記両モードを切り換えることを特徴とする。

本発明によれば、切り換え信号によって、ＰＷＭモードと定電圧モードを切り換えることができる。従って、搭載される機器に応じて適切なモードを選択して、所望のモータ駆動が可能となる。

「定電圧駆動モード」
このような回路において、切り換え信号ＳＴＢＢ＝Ｈである、定電圧駆動モードであれば、ＤＡＣおよびＯＰは動作する。そして、ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがいずれもＬまたはＨの場合には、ハイインピーダンス制御回路１０−１，１０−２の出力はＰ側Ｈ、Ｎ側Ｈとなる。従って、スイッチＳＷ３−１，ＳＷ３−２のいずれもオンであり、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のいずれもオフとなり、一方トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のゲートはＬであり、これらもオフとなる。従って、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の出力はハイインピース状態（Ｈｉｚ）となる。

ＩＮ１Ｐ，ＩＮ１Ｎ，ＩＮ２Ｐ，ＩＮ２ＮがＬ、Ｈ、Ｈ、Ｌの場合（逆電流モード）には、ハイインピーダンス制御回路１０−１のＰ側出力がＨとなるため、スイッチＳＷ３−１がオン、スイッチＳＷ１−１，ＳＷ１−２がオフしてトランジスタＱＰ１のゲートが電源に接続されてオフする。一方、ハイインピーダンス制御回路１０−１のＮ側出力がＨとなるため、トランジスタＱＮ１はオンし、出力端ＯＵＴ１はＬとなる。

また、ハイインピーダンス制御回路１０−２のＰ側出力がＬであるため、スイッチＳＷ３−２がオフ、スイッチＳＷ１−２，ＳＷ２−２がオンしてトランジスタＱＰ２のゲートがＯＰの出力端に接続される。一方、ハイインピーダンス制御回路１０−２のＮ側出力がＬとなるため、トランジスタＱＮ２はオフとなる。従って、ＯＰにより出力端ＯＵＴ２の電圧がＶｏｕｔに制御される。

ここで、図３には、定電圧駆動モードにおける、逆電流モード、順電流モードのいずれも、その期間が３つの期間に分割されており、制御電圧データＨＢＰＷの値を変更することで、出力電圧Ｖｏｕｔが３段階に変化する。

「定電圧＋ＰＷＭ（１）」
図４には、ＰＷＭモードの場合において、トランジスタＱＰ１、ＱＰ２をオンの際に定電圧制御する例が示してある。すなわち、切り換え信号ＳＴＢＢ＝Ｌの状態においても、ＤＡＣおよびＯＰを動作させ、出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の上側電圧をＶｏｕｔに定電圧制御する。すなわち、ハイインピーダンス制御回路１０−１，１０−２からのＰ側出力がＬの際にスイッチＳＷ１−１、ＳＷ１−２をオンとして、ＯＰの出力をトランジスタＱＰ１、ＱＰ２のゲートに供給して、出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の電圧をＯＰによりＶｏｕｔに制御する。

「定電圧＋ＰＷＭ（２）」
図５には、定電圧モードにおいて、さらにＰＷＭ駆動を利用する場合を示す。すなわち、定電圧モードにおいて、入力してくる制御電圧データＨＢＰＷをＰＷＭ制御によって変更する。これによって、制御電圧データのビット数を増やさなくても、よりきめ細かい出力電圧制御を行うことができる。

Claims (3)

1. 直列接続された上側トランジスタと下側トランジスタからなるアームを２つ有し、両アームにおける上側および下側トランジスタの接続点を一対の出力端として、ここに接続されるコイルに順方向および逆方向の電流を供給するＨブリッジ駆動回路であって、
   第１アームおよび第２アームの上側トランジスタの制御端に所定のデューティー比のＰＷＭ信号を供給することで、第１アームの下側トランジスタをオンした状態で、第２アームの上側トランジスタをＰＷＭ信号によりオンオフする工程と、第２アームの下側トランジスタをオンした状態で、第１アームの上側トランジスタをＰＷＭ制御によりオンオフする工程とを繰り返すＰＷＭモードと、
   １入力端に制御電圧が入力されるオペアンプの出力端を両アームの上側トランジスタの制御端に接続し、前記一対の出力端をオペアンプの他入力端に帰還することで、出力端の電圧を制御電圧に制御することで、第１アームの下側トランジスタをオンした状態で、第２アームの上側トランジスタの制御端電圧を制御することにより出力端の電圧を制御電圧に制御する工程と、第２アームの下側トランジスタをオンした状態で、第１アームの上側トランジスタ制御端電圧を制御することにより出力端の電圧を制御電圧に制御する工程とを繰り返す定電圧モードと、
   を有し、
   外部からの切り換え信号に応じて前記両モードを切り換えるＨブリッジ駆動回路。
2. 請求項１に記載のＨブリッジ駆動回路において、
   前記ＰＷＭモードにおいて、
   さらに、出力端の電圧を定電圧制御するＨブリッジ駆動回路。
3. 請求項１に記載のＨブリッジ駆動回路において、
   前記定電圧モードにおいて、
   さらに、前記オペアンプに入力する制御電圧を所定のデューティー比のＰＷＭ信号とするＨブリッジ駆動回路。

Images