JP2014155335A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源と平滑コンデンサとの接続を遮断した後、トルクを発生させることなく平滑コンデンサの残電荷を放電（ディスチャージ）可能な交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】３相のうち１相のセンサ相（Ｗ相）に流れる電流を検出する電動機制御装置において、制御部１５の電圧指令演算部２２は、交流電動機２を励磁するｄ軸電流を非ゼロとするように、ｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*に基づく演算によりｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを演算する。また、交流電動機２にトルクを付与するｑ軸電流をゼロとするように、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆをゼロ値として演算する。電圧指令補正部３０は、デッドタイム補正値演算部３２等から取得した情報に基づき、電圧指令演算部２２が演算したｄｑ軸電圧指令基準値のうち少なくともｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを補正し、インバータ１２に出力する。
【選択図】図５

Description

本発明は、３相のうち１相の相電流を電流センサにより検出して交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを１相のみに設け、１相の電流検出値に基づき推定した電流推定値をフィードバックすることで交流電動機の通電を制御する「１相制御」の技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。電流センサを１相のみに設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの３相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図っている。

一方、停車時の安全確保等の目的で、直流電源と、インバータの入力部において直流電源に対して並列に接続される平滑コンデンサとの接続を遮断した後、平滑コンデンサに残った電荷を放電させる「ディスチャージ」の技術が知られている。例えば特許文献２には、永久磁石モータの停止時、トルクに寄与しないｄ軸にのみ非ゼロ電流を流し、トルクに寄与するｑ軸には実質的に電流を流さないことで、モータを回転させるトルクを発生させることなくディスチャージを行う技術が開示されている。

特開２００８−８６１３９号公報 特許第３２８９５６７号公報

特許文献１の技術に基づく電流フィードバック制御によれば、センサ相（例えばＷ相）の電流検出値、及び他の２相（例えばＵ相とＶ相）の推定値をｄｑ変換して得られるｄｑ軸電流推定値をｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*に対してフィードバックする。
しかし、交流電動機の停止時には、相電流の時間変化が無くなるため、センサ相の電流検出値から実機情報を得ることができなくなり、交流電動機の駆動制御が不安定となるおそれがある。したがって、例えば特許文献２のようなディスチャージにおいて、トルクを発生させないようにｄｑ軸電流を制御しつつ、平滑コンデンサの残電荷を適切に放電させることが困難であるにも関わらず、この点に関して一切言及されていない。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、３相のうち１相のセンサ相に流れる電流を検出する交流電動機の制御装置において、直流電源と平滑コンデンサとの接続を遮断した後、トルクを発生させることなく平滑コンデンサの残電荷を放電可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、直流電源に接続されているとき３相の交流電動機を駆動するインバータと、インバータの入力部において直流電源に対して並列に接続される平滑コンデンサと、交流電動機の３相のうち１相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサと、インバータを構成するブリッジ接続された複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。
この交流電動機の制御装置は、直流電源と平滑コンデンサとの接続が遮断され、交流電動機の回転数がゼロとなる停止時において、平滑コンデンサの残電荷を交流電動機の巻線にて熱として放電させるディスチャージ処理を実行する。
ここで、直流電源とインバータの入力部に設けられた平滑コンデンサとの接続を遮断することは、すなわち直流電源とインバータとの接続を遮断することであり、さらに、直流電源と交流電動機の制御装置全体との接続を遮断することを意味する。

制御手段は、このディスチャージ処理のための構成として、電圧指令演算手段と、電圧指令補正手段とを有している。
電圧指令演算手段は、交流電動機を励磁するｄ軸電流を非ゼロとするように、ｄｑ軸電流指令に基づく演算によりｄ軸電圧指令基準値を演算し、交流電動機にトルクを付与するｑ軸電流をゼロとするように、ｑ軸電圧指令基準値をゼロ値として演算する。
電圧指令補正手段は、電圧指令演算手段が演算したｄ軸電圧指令基準値及びｑ軸電圧指令基準値のうち少なくともｄ軸電圧指令基準値を補正し、インバータに出力する。

これにより、本発明の交流電動機の制御装置は、ｑ軸電圧指令をゼロとしｑ軸電流を流さないことでトルクの発生を回避しつつ、ｄ軸電圧指令を非ゼロとしｄ軸電流を流すことで、交流電動機の巻線に３相電流を流し、平滑コンデンサの残電荷によるエネルギをジュール熱として消費させ、残電荷を放電させることができる。

また、交流電動機や交流電動機の制御装置等に関する物理的な要因等により、電圧指令演算手段によって演算された電圧指令と、指令通りのトルクが得られる電圧指令とが乖離することがある。そこで、電圧指令補正手段は、電圧指令の乖離を是正するべく電圧指令基準値を補正する。例えば、電圧指令補正手段は、デッドタイムによる電圧誤差を補正する「デッドタイム補正」を実行する。

デッドタイム補正を行う構成では、制御手段はデッドタイム補正値演算手段を有する。
デッドタイム補正値演算手段は、インバータを構成する高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とのオン／オフを切り替える時、同一相の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子が共にオフする期間である「デッドタイム」に起因する電圧誤差に応じたデッドタイム補正値を、ｄ軸成分のみからなりｑ軸成分がゼロの電圧値として算出する。
電圧指令補正手段は、デッドタイム補正値をｄ軸電圧指令基準値に加算する。

交流電動機の停止時を含む低回転域、低トルク域では、デッドタイムによる電圧誤差の影響が特に大きい。そのため、デッドタイム補正をしない場合、ｄ軸電圧指令に基づく３相交流電圧を印加しているにもかかわらず、インバータ及び交流電動機の巻線にｄ軸電流が流れないような状況が起こり得る。そこで、電圧誤差に応じたデッドタイム補正値を加算することで、インバータ及び交流電動機の巻線にｄ軸電流が流れるように制御することができる。よって、ディスチャージ処理を好適に行うことができる。
本発明では、インバータと交流電動機とは常に接続されていることを前提としており、インバータに電流が流れることと交流電動機の巻線に電流が流れることとは、ほぼ同義である。また、平滑コンデンサの残電荷によるエネルギを放出させる主体は交流電動機であることから、以下、電流が流れる対象については主に交流電動機に注目して説明する。

電圧指令補正手段は、さらに別の補正を実行してもよい。ただし、ディスチャージ処理は、巻線に電流を流し、平滑コンデンサの残電荷を所定期間内に熱として放電することができればよく、電流の精度がそれ程要求されるわけではない。したがって、多種類の補正を行わなくても問題はない。

本発明の一実施形態による交流電動機の制御装置が適用される電動機駆動システムの構成を示す図である。 本発明の一実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 交流電動機の低回転時における１相制御の問題点を説明する相電流波形の模式図である。 交流電動機の停止時における（ａ）センサ値非ゼロ時（ｉｗ＿ｓｎｓ≠０）、（ｂ）センサ値ゼロ時（ｉｗ＿ｓｎｓ≒０）の電流波形の模式図である。 本発明の一実施形態による交流電動機の制御装置において、「センサ値非ゼロ時」における制御部の構成を示すブロック図である。 フィードフォワード電圧指令演算の問題点を説明する電流、電圧波形図である。 ２相のセンサ値によるフィードバック制御での電流、電圧波形図である。 （ａ）デッドタイムを説明する模式図、（ｂ）デッドタイム補正値のベクトル図である。 ディスチャージ処理におけるデッドタイム補正の効果を示す電圧波形図である。 本発明の一実施形態による「センサ値非ゼロ時」のディスチャージ処理のフローチャートの前段である。 本発明の一実施形態によるディスチャージ処理のフローチャートの後段である。 本発明の一実施形態による交流電動機の制御装置において、「センサ値ゼロ時」における制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による「センサ値ゼロ時」のディスチャージ処理のフローチャートの前段である。

以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
最初に、複数の実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。この実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システムに適用される。

［交流電動機の制御装置の構成］
図１に示すように、電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている。インバータ１２には、図示しない昇圧コンバータによる直流電源８の昇圧電圧が入力される。

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、及び、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、平滑コンデンサ１１、インバータ１２、電流センサ１３、及び「制御手段」としての制御部１５を備える。
平滑コンデンサ１１は、インバータ１２の入力部に直流電源８に対して並列に接続され、インバータ入力電圧ＶＨの脈動を抑制し、平滑化する。

インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。６つのスイッチング素子は、交流電動機２の各相に対応して設けられ、高電位側スイッチング素子（以下、「上ＳＷ」という。）、及び低電位側スイッチング素子（以下、「下ＳＷ」という。）からなる。同一相の上ＳＷと下ＳＷとは直列に接続される
スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。制御部１５のＰＷＭ信号生成部２５から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御される。これにより、インバータ１２は、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを制御する。交流電動機２は、インバータ１２により生成された３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより駆動が制御される。

電源リレー１９は、直流電源８と平滑コンデンサ１１との接続を開閉可能である。電源リレー１９は、半導体式リレーでも機械式リレーでもよい。加えて、リレーは直流電源８の正極側、負極側のどちらか一方或いは両方に設けて良いし、更には直流電源８と電動機制御装置１０との接続時に流れ得る突入電流対策用の抵抗を接続する為のリレーを追加してもよく、その構成は限定しない。また、電動車両に搭載される場合において、電源リレー１９は、イグニションスイッチと連動して開閉するようにしてもよい。
直流電源８と平滑コンデンサ１１との接続を遮断することは、すなわち直流電源８とインバータ１２との接続を遮断することであり、さらに、直流電源８と電動機制御装置１０全体との接続を遮断することを意味する。直流電源８と平滑コンデンサ１１とが接続されているとき、昇圧コンバータによる昇圧電圧がインバータ入力電圧ＶＨとなる。一方、電源リレー１９により直流電源８と平滑コンデンサ１１との接続を遮断したとき、平滑コンデンサ１１に残った電荷による電極間電圧がインバータ入力電圧ＶＨとなる。この場合、インバータ入力電圧ＶＨは、インバータ１２及び交流電動機２の巻線に電流が流れることにより低下し、平滑コンデンサ１１の電荷が全て放電されると、インバータ入力電圧ＶＨはゼロとなる。

電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか１相に設けられる。電流センサ１３が設けられる相を「センサ相」という。電流センサ１３は、センサ相の相電流を検出し、電流検出値を制御部１５に出力する。「センサ相の電流検出値」を、適宜「センサ値」という。
本実施形態では、電流センサ１３がＷ相に設けられている構成を前提として説明する。すなわち、「Ｗ相」は「センサ相」と同義である。なお、他の実施形態では、Ｕ相又はＶ相をセンサ相としてもよい。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θｅに基づき、交流電動機２のロータの回転数Ｎが算出される。以下、「交流電動機２のロータの回転数Ｎ」を、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。
本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバであるが、その他の実施形態では、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎ及びトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

本発明の実施形態では、電流センサ１３を１相のみに設けることで、２相又は３相に電流センサを設ける構成に比べ、電流センサの数を減らし、インバータ１２の３相出力端子近傍の小型化や交流電動機２の制御系統のコスト低減を図ることができる。
その反面、交流電動機２の通電を制御するにあたり、１相のセンサ値に基づく「１相制御」を行う必要がある。１相制御にはいくつかの方法があるが、いずれの制御方法でも、２相のセンサ値に基づく２相制御に比べて実機情報が乏しくなる傾向がある。

低回転時における１相制御の問題点について、図３を参照して説明する。
図３は、Ｗ相電流波形について、回転数Ｎの違いによる、電流センサ１３のサンプリング間隔Ｔｓと、電気角移動量Δθｅ及び電流変化量Δｉｗとの関係を模式的に示した図である。（ａ）は高回転時、（ｂ）は中回転時、（ｃ）は低回転時の相電流波形を示す。ここでの「高回転、中回転、低回転」は、相対的な意味でのみ用い、具体的な回転数を意味しない。また、サンプリング間隔Ｔｓは、回転数Ｎによらず一定とする。

高回転時は、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅ及び電流変化量Δｉｗが比較的大きな値となっており、実機情報がよく反映されるため、比較的精度の高い１相制御が可能である。
中回転時は、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅ及び電流変化量Δｉｗが高回転時よりも減少するため、実機情報がやや不足し、１相制御での精度が低下する。
低回転時は、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅ及び電流変化量Δｉｗがさらに減少し、電流変化量Δｉｗがゼロに近くなる。そのため、実機情報が乏しくなり、１相制御では、交流電動機２の駆動制御が不安定になる。

例えば、特許文献１（特開２００８−８６１３９号公報）による１相制御技術では、ｄｑ軸電流指令を逆ｄｑ変換して得られる３相電流指令値のうちセンサ相以外の２相の電流指令値を推定値として扱い、電流フィードバック制御する。この技術において、電気角移動量Δθｅ及び電流変化量Δｉｗが小さくなると、電流推定値に反映される実機情報が乏しくなり、電流推定値の推定精度が更に低下する。よって、交流電動機２の駆動制御が不安定になる。

また特開２００４−１５９３９１号公報による１相制御技術では、センサ相をＵ相とすると、Ｕ相の電流検出値（Ｉｕ）を「ｄｑ軸電流指令から得られる電流指令位相角と電気角から生成したＵ相電流基準角（θ’）」で除して電流振幅（Ｉａ）を算出し、この電流振幅を、Ｕ相電流基準角から±１２０［°］ずらした電気角におけるｓｉｎ値に乗じて他の２相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを算出する。
この技術においても、電気角移動量Δθｅ及び電流変化量Δｉｗが小さくなると、実機情報が電流振幅（Ｉａ）に反映されにくくなり、他の２相の電流推定値の推定精度が更に低下する。よって、交流電動機２の駆動制御が不安定になる。

次に、例えば電動車両において、停車時の安全確保等の目的で行われる「ディスチャージ」について説明する。ディスチャージとは、直流電源８と平滑コンデンサ１１との接続を遮断した後、平滑コンデンサ１１の残電荷を放電させることをいう。
ここで、一般に電流とジュール熱との関係は、式（１）により表される。Ｐはジュール熱、Ｒは負荷抵抗、Ｉは電流を示す。
Ｐ＝Ｒ×Ｉ² ・・・（１）
平滑コンデンサ１１の残電荷により交流電動機２に電流を流すと、ｄ軸成分の電流は交流電動機２の巻線にてジュール熱として消費される。一方、ｑ軸成分の電流は、交流電動機２を回転させるトルクを発生させる。

特にハイブリッド自動車等の電動車両に適用される電動機制御装置１０では、ディスチャージ時にトルクを発生させると、ユーザの意図に反して交流電動機２が回転することとなり好ましくない。そこで、ディスチャージ時には、トルクに寄与しないｄ軸にのみ電流を流し、トルクに寄与するｑ軸には実質的に電流を流さないよう、ｄ軸及びｑ軸電流を制御する必要がある。
しかし、上述のように、フィードバック制御を基本とした従来の１相制御技術では、交流電動機の停止時に相電流の時間変化が無くなったとき、センサ相の電流検出値から得られる実機情報が乏しくなる。そのため、トルクを発生させないようにｄ軸及びｑ軸電流を制御しつつ、平滑コンデンサの残電荷を適切に放電させることが困難であるにも関わらず、この点に関して一切言及されていない。

［制御部の構成と作用効果］
そこで、本発明の一実施形態による電動機制御装置１０は、直流電源８とインバータ１２との接続を遮断した後、トルクを発生させることなく平滑コンデンサ１１の残電荷を放電する「ディスチャージ処理」を実行可能な制御部１５の構成を特徴としている。
ディスチャージ処理は、通常に交流電動機２を駆動するとき（以下、「通常駆動時」という。）とは異なり、平滑コンデンサ１１の残電荷による電極間電圧をインバータ入力電圧ＶＨとして、この残電荷を放電し、インバータ入力電圧ＶＨがゼロとなるまで交流電動機２の巻線に電流を流す処理である。

以下、制御部１５の構成及び作用効果を説明する前に、交流電動機２の停止時における相電流波形について図４を参照して説明する。交流電動機２が停止した状態では、電気角θｅは一定となり、電気角速度ωは０［ｒａｄ／ｓ］となる。このとき、各相の電流値は、交流電動機２の停止位置の電気角θｅ及び電流指令位相φに応じて決まる。電流指令位相φが一定とすれば、図４に示すように、各相の電流値は一定の直流となる。
図４（ａ）、（ｂ）において、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖは実電流を示し、実際には検出されない。Ｗ相については電流センサ１３が検出したセンサ値ｉｗ＿ｓｎｓを示す。
なお、３相の相電流にはキルヒホッフの法則により、式（２）が成立している。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（２）

センサ値ｉｗ＿ｓｎｓは、図４（ａ）に示すように、非ゼロとなるとき（以下、「センサ値非ゼロ時」という。）と、図４（ｂ）に示すように、ゼロとなるとき（以下、「センサ値ゼロ時」という。）とがある。そこで、以下の制御部１５についての説明は、「センサ値非ゼロ時」と「センサ値ゼロ時」とに分けて説明する。
ここで、センサ値ｉｗ＿ｓｎｓについて「ゼロ」というとき、厳密な０［Ａ］のみでなく、検出誤差や機器の分解能を考慮し、実質的に０［Ａ］と同等の範囲の値を含む。また、「非ゼロ」というとき、厳密な０［Ａ］のみを除くのではなく、実質的に０［Ａ］と同等の範囲以外の値を意味する。

（センサ値非ゼロ時）
まず、センサ値非ゼロ時にディスチャージ処理を実行する制御部１５の構成及び作用効果について、図５〜図１２を参照して説明する。
図５に示すように、制御部１５は、ｄｑ軸電流指令演算部２１、電圧指令演算部２２、電圧指令補正部３０、逆ｄｑ変換部２４、ＰＷＭ信号生成部２５、３相電流指令演算部３１、デッドタイム補正値演算部３２、振幅補正係数演算部３３、電圧低下レート監視部３４、及び電気角移動量演算部３５を有する。

電圧指令演算部２２、及び電圧指令補正部３０は、特許請求の範囲に記載の「電圧指令演算手段」、及び「電圧指令補正手段」を構成する。また、デッドタイム補正値演算部３２、振幅補正係数演算部３３、電圧低下レート監視部３４、及び電気角移動量演算部３５は、それぞれ、特許請求の範囲に記載の「デッドタイム補正値演算手段」、「振幅補正係数演算手段」、「電圧低下レート監視手段」、及び「電気角移動量演算手段」を構成する。

ｄｑ軸電流指令演算部２１は、通常制御時には、車両制御回路９から取得したトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、予め記憶されているマップを参照して、或いは演算により、交流電動機２の回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流指令ｉｄ^*、及びｑ軸電流指令ｉｑ^*を生成する。以下、「ｄ軸電流及びｑ軸電流」を「ｄｑ軸電流」のように表す。
一方、ディスチャージ時には、トルクを発生させないためにトルク指令値ｔｒｑ^*はゼロであり、ｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*は発生しない。そこで、ディスチャージ処理では、トルク指令に拠らず、ディスチャージ要求に応じて、予め記憶しておいた一意のｄｑ軸電流指令を生成する。

電圧指令演算部２２は、電圧方程式を用いて、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを演算する。まず、電動機の電圧方程式は、一般に式（３．１）、（３．２）で表される。
ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）ｉｄ−ω×Ｌｑ×ｉｑ ・・・（３．１）
ｖｑ＝Ｒａ×ｉｑ＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）ｉｑ＋ω×Ｌｄ×ｉｄ＋ω×ψ
・・・（３．２）

記号は、以下のとおりである。
Ｒａ：電機子抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸自己インダクタンス、ｑ軸自己インダクタンス
ω：電気角速度
ψ：永久磁石の電機子鎖交磁束

ここで、交流電動機２の機器定数である電機子抵抗Ｒａ、ｄ軸自己インダクタンスＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスＬｑ、及び電機子鎖交磁束ψは、固定値としてもよいし、計算にて算出してもよい。また、実際の特性に近い値や実測値をマップ化しておき、トルク指令値ｔｒｑ^*、又はｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて演算してもよい。

また、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項を無視し、ｄｑ軸電圧としてｄｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を用い、ｄｑ軸電流としてｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*を用いると、式（３．１）、（３．２）は、式（４．１）、（４．２）のように書き換えられる。
ｖｄ^*＝Ｒａ×ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×ｉｑ^* ・・・（４．１）
ｖｑ^*＝Ｒａ×ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×ｉｄ^*＋ω×ψ・・・（４．２）

さらに、式（４．１）、（４．２）においてω＝０［ｒａｄ／ｓ］のとき、式（４．３）、（４．４）のとおり電機子抵抗Ｒａ項のみが残る。そのため、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*はｄ軸電流指令ｉｄ^*のみによって、ｑ軸電圧指令ｖｑ^*はｑ軸電流指令ｉｑ^*のみによって決まる。
ｖｄ^*＝Ｒａ×ｉｄ^*・・・（４．３）
ｖｑ^*＝Ｒａ×ｉｑ^*・・・（４．４）

ディスチャージ処理では、原則として交流電動機２は停止しており、ω＝０となるはずである。電圧指令演算部２２は、角速度算出部２３にて電気角θｅを変換して得られた電気角速度ωを取得し、ω＝０であることを確認する。そして、電圧指令演算部２２は、ｄ軸電圧指令について、式（４．３）のｄ軸電圧指令ｖｄ^*をｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆに置き換えた式（４．３’）を用いて演算する。
ｖｄ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｄ^*・・・（４．３’）

この演算を、「フィードフォワード電圧指令演算」と呼ぶ。また、フィードフォワード電圧指令演算によって演算された電圧項をフィードフォワード項と呼び、図中「ＦＦ項」と示す。また、ｄ軸電圧指令「基準値」とは、その後、補正を経て最終的なｄ軸電圧指令ｖｄ^*を生成するための基準となる補正前の値という意味である。

さらに、電圧指令演算部２２は、トルクの発生に寄与するｑ軸電流をゼロとすべく、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆをゼロ値として演算する。
次に、電圧指令補正部３０は、電圧指令演算部２２が演算したフィードフォワード項であるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆのうち、少なくともｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを補正し、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令ｖｑ^*を生成する。この補正は、デッドタイム補正値演算部３２、振幅補正係数演算部３３、電圧低下レート監視部３４、及び電気角移動量演算部３５から取得する情報に基づいて段階的に行われる。詳しくは後述する。

電圧指令補正部３０が生成したｄｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*は、逆ｄｑ変換部２４に入力される。逆ｄｑ変換部２４では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２５では、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、及び、インバータ１２に印加される入力電圧ＶＨに基づいて算出する。
そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加される。
これにより、通常駆動時には、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。一方、ディスチャージ処理では、原則としてトルクを出力せず、交流電動機２の巻線にジュール熱を発生させる。

続いて、電圧指令補正部３０が、ｄｑ軸電圧指令基準値のうち少なくともｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを補正する構成について順に詳しく説明する。
本実施形態では、電圧指令補正部３０による補正のうち最も重要な補正が「デッドタイム補正」である。この後、ディスチャージ処理におけるデッドタイム補正について説明する前に、まず、通常制御時にデッドタイム補正をしない場合の問題点について、図６、図７を参照して説明する。

図６は、センサを１相のみに設けた構成で、「ω＝０」での電圧方程式である式（４．３）、（４．４）を用い、ｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*及び電機子抵抗Ｒａに基づいて演算されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を「補正なし」で逆ｄｑ変換して得られる３相電圧指令に基づく３相交流電圧を交流電動機２に印加した場合のｄｑ軸電流を示している。通常駆動時であるため、ｄ軸のみでなくｑ軸電圧指令についてもフィードフォワード演算している点が、本実施形態の電圧指令演算部２２による演算とは異なる。

図６（ａ）、（ｂ）においては、ｄ軸電流指令ｉｄ^*及びｑ軸電流指令ｉｑ^*を破線で示し、交流電動機２に流れるｄ軸実電流ｉｄ及びｑ軸実電流ｉｑを実線で示している。また、図６（ｃ）、（ｄ）においては、フィードフォワード項であるｄ軸電圧指令ｖｄ^*（ＦＦ）及びｑ軸電圧指令ｖｑ^*（ＦＦ）を２点鎖線で示している。
図６（ａ）、（ｂ）からわかるように、ｄ軸電流指令ｉｄ^*及びｑ軸電流指令ｉｑ^*は、いずれも非ゼロであるにもかかわらず、交流電動機２には、ｄ軸実電流ｉｄ及びｑ軸実電流ｉｑが流れていない。

一方、図７は、電流センサを２相に設け、２相の電流検出値に基づいてフィードバック制御（２相制御）した場合のｄｑ軸電流を示している。３相のうち２相の電流検出値を取得すれば、キルヒホッフの法則（式（２）参照）により、他の１相の電流値を推定できるため、実機情報を十分に反映したフィードバック制御が可能である。ここでは、実機情報が不足する１相制御での問題点を示す図６との対比として図７を参照する。

図７（ａ）、（ｂ）中の記号は、図６（ａ）、（ｂ）と同様である。図７（ｃ）、（ｄ）においては、２相制御によるｄ軸電圧指令ｖｄ^*（ＦＢ）及びｑ軸電圧指令ｖｑ^*（ＦＢ）を２点鎖線で示し、それらの平均値ｖｄ＿ｍｅａｎ、ｖｑ＿ｍｅａｎを１点鎖線で示している。さらに、参照として、図６におけるｄ軸電圧指令ｖｄ^*（ＦＦ）及びｑ軸電圧指令ｖｑ^*（ＦＦ）を、図７のレンジに換算して示している。このように、フィードフォワード項の電圧指令は、２相フィードバック制御による電圧指令に比べて、絶対値として格段に小さい。
図７（ａ）、（ｂ）からわかるように、交流電動機２には、ｄ軸電流指令ｉｄ^*及びｑ軸電流指令ｉｑ^*に追従したｄ軸実電流ｉｄ及びｑ軸実電流ｉｑが流れており、精度良く制御が実行されていることがわかる。

この図６、図７の違いの主な要因は、デッドタイムによる電圧誤差によるものと考えられる。どのようなインバータの構成においてもデッドタイムによる電圧誤差は少なからず発生すると考えられる。したがって、２相に電流センサを設けた構成であっても、仮にフィードバック制御をしなければ、実電流は電流指令に対し不足するはずである。しかし、２相制御では、電流センサが検出した実電流と電流指令との偏差を無くすようにフィードバック制御がなされるため、デッドタイムに起因する不足電圧がひとりでに生成され、その結果、デッドタイムの影響を無くすことができる。

それに対し、フィードフォワード電圧指令演算で演算されたフィードフォワード項を補正しない場合には、デッドタイムに起因する不足電圧を補填することができない。その結果、図６に示すように、ｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*に応じたｄｑ軸実電流ｉｄ、ｉｑが、交流電動機２に流れないという状態に陥る。よって、通常駆動時には、停止状態からの始動に必要な印加電圧を確保することができず、また、ディスチャージ処理では、交流電動機２への電流供給を可能とするために必要な印加電圧を確保することができない。

そこで、デッドタイム補正値演算部３２は、デッドタイムに起因する電圧誤差に応じたデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを演算する。電圧指令補正部３０は、式（５）により、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆにデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを加算し、ｄ軸電圧指令第１補正値ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ１を得る。この補正を「デッドタイム補正」という。
ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ１＝ｖｄ＿ｒｅｆ＋ｖｄ＿ｄｔ・・・（５）

デッドタイム補正の技術的思想、及び効果について図８、図９を参照して説明する。
Ｕ相に対応する上ＳＷ及び下ＳＷのオン／オフの切り替えを図８（ａ）に示す。上ＳＷがオンであり下ＳＷがオフである状態から、上ＳＷがオフであり下ＳＷがオンである状態への切り替えに際し、上ＳＷ及び下ＳＷが共にオンすることによる上下短絡を防ぐため、上ＳＷ及び下ＳＷが共にオフするデッドタイムＴｄｔが設けられている。デッドタイムＴｄｔは、スイッチング素子設計により、予め所定の値に設定されている。スイッチング素子のオン期間に対するデッドタイムＴｄｔの占める割合により電圧誤差量が決まる。
なお、下ＳＷがオンであり上ＳＷがオフである状態から、下ＳＷがオフであり上ＳＷがオンである状態への切り替え、及び、Ｕ相以外のＶ相、Ｗ相についても同様である。

デッドタイム補正値演算部３２は、式（６）により、３相のデッドタイム補正値ｖｕ＿ｄｔ、ｖｗ＿ｄｔ、ｖｖ＿ｄｔの絶対値を算出する。式中のｆｃは、ＰＷＭ信号生成に用いる三角波の周波数であり、ＶＨはインバータ入力電圧である。
｜ｖｕ＿ｄｔ｜＝｜ｖｖ＿ｄｔ｜＝｜ｖｗ＿ｄｔ｜＝Ｔｄｔ×ｆｃ×ＶＨ
・・・（６）
また、３相のデッドタイム補正値ｖｕ＿ｄｔ、ｖｖ＿ｄｔ、ｖｗ＿ｄｔの正負は、３相電流指令演算部３１にて、電気角θｅに基づくｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*の逆ｄｑ変換により演算された３相電流指令ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*の正負と一致するように決定される。なお、Ｗ相については、電流指令ｉｗ^*に代えて、電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを参照して正負を決定してもよい。

さらに、デッドタイム補正値演算部３２は、電流指令振幅Ｉａに対するｄ軸電流指令ｉｄ^*及びｑ軸電流指令ｉｑ^*の比率に対応して、３相のデッドタイム補正値ｖｕ＿ｄｔ、ｖｖ＿ｄｔ、ｖｗ＿ｄｔを合成した合成デッドタイム補正値Ｖ＿ｄｔを、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔ及びｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔに変換する。ここで、ｑ軸電流指令ｉｑ^*は０であり、ｄ軸電流指令ｉｄ^*は電流指令振幅Ｉａに等しい。したがって、式（７．１）、（７．２）のとおり、デッドタイム補正値Ｖ＿ｄｔはｄ軸に１００％分配されることとなる。
ｖｄ＿ｄｔ＝Ｖ＿ｄｔ×（ｉｄ^*／Ｉａ）＝Ｖ＿ｄｔ ・・・（７．１）
ｖｑ＿ｄｔ＝Ｖ＿ｄｔ×（ｉｑ^*／Ｉａ）＝０ ・・・（７．２）
なお、合成デッドタイム補正値Ｖ＿ｄｔは式（６）の３相のデッドタイム補正値に基づく値であることから、変換係数Ｋを用いて、式（７．３）として直接表すこともできる。
Ｖ＿ｄｔ ＝ Ｋ×Ｔｄｔ×ｆｃ×ＶＨ ・・・（７．３）

こうして、図８（ｂ）に示すｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔが生成される。また、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔはゼロとされる。
電圧指令補正部３０は、上述の式（５）により、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔをｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆに加算する。これにより、交流電動機２への電流供給を可能とするために必要な電圧指令を確保することができる。また、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆをゼロのまま維持することで、トルクの発生を回避することができる。

次に、図９は、デッドタイム補正を実施した実験データを示す。図９（ａ）は、ディスチャージ処理におけるインバータ入力電圧ＶＨの低下を示し、図９（ｂ）は、ディスチャージ処理において、フィードフォワード電圧指令演算で得られたｄ軸電圧指令（フィードフォワード項）にデッドタイム補正をしたときの電圧指令波形を示す。図中、「ＦＦ」はフィードフォワード項の電圧指令波形、「ＦＦ−ＤＴ」はフィードフォワード項にデッドタイム補正をした電圧指令波形である。「ＦＢ」は２相のセンサ値に基づくフィードバック制御による電圧指令波形であり、ここでは正しくディスチャージ処理がなされた場合の電圧指令波形とみなす。

時刻ｔ１にてディスチャージ処理が開始されると、ｄ軸の負方向にＦＢ値がステップ状に増加しているにもかかわらず、ＦＦ値は変化していない。しかし、デッドタイム補正をしたＦＦ−ＤＴ値は、ＦＢ値と同様にステップ状に増加している。
その後、インバータ入力電圧ＶＨの低下に伴い、ＦＢ値及びＦＦ−ＤＴ値は漸減する。時刻ｔ２では、ＦＢ値が発散する電圧にまで低下する。時刻ｔ３でインバータ入力電圧ＶＨがゼロとなるとともに、ＦＦ−ＤＴ値は、ＦＦ値に一致する。

このように、フィードフォワード項をデッドタイム補正することにより、通常駆動時には停止時からの始動に必要な印加電圧を確保することができ、ディスチャージ処理では、交流電動機２への電流供給を可能とするために必要な印加電圧を確保することができる。

次に、振幅補正について説明する。振幅補正係数演算部３３は、３相電流指令演算部３１にて演算されたＷ相の電流指令ｉｗ^*と電流センサ１３が検出したＷ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを取得し、式（８）により、Ｗ相の電流指令ｉｗ^*と電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの比率である振幅補正係数Ｋａを算出する。
Ｋａ＝ｉｗ^*／ｉｗ＿ｓｎｓ ・・・（８）
ここでは、「センサ値非ゼロ時」であることを前提として説明しているので、式（８）の分母である電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロとなる「ゼロ割り」を考慮する必要はない。また、理想的には、交流電動機２の停止時には電圧位相と電流位相とは等しくなるため、センサ値非ゼロ時には電流指令ｉｗ^*も非ゼロとなる。したがって、式（８）の分子である電流指令ｉｗ^*がゼロとなる「ゼロ掛け」を考慮する必要もない。

電圧指令補正部３０は、式（９）により、デッドタイム補正後のｄ軸電圧指令第１補正値ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ１（式（５）参照）に振幅補正係数Ｋａを乗算し、ｄ軸電圧指令第２補正値ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ２を得る。この補正を「振幅補正」という。
ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ２＝Ｋａ×ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ１
＝Ｋａ×（ｖｄ＿ｒｅｆ＋ｖｄ＿ｄｔ）・・・（９）

式（４．３’）の演算における電機子抵抗Ｒａの温度特性によるばらつきや、実際のデッドタイムのばらつきなど、交流電動機２や電動機制御装置等に関する物理的な要因等により、指令通りのトルクが得られる電圧指令が演算した電圧指令と乖離する可能性がある。そこで、この振幅補正の意義は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく振幅補正係数Ｋａを用いることで、実際の駆動状態を反映した補正をするということにある。

また、電圧低下レート監視部３４は、ディスチャージ中のインバータ入力電圧ＶＨが所定範囲の低下レートで低下しているか否かを監視する。電圧低下レート監視部３４によって、インバータ入力電圧ＶＨの低下レートが所定の範囲からはずれたと判断されたとき、電圧指令補正部３０は、現在のｄ軸電圧指令、すなわち、振幅補正後のｄ軸電圧指令第２補正値ｖｄ＿ｒｅｆ＿ｃｏｍｐ２をさらに補正する。
本来、ディスチャージにより、インバータ入力電圧ＶＨは、図９（ａ）のように時間とともに低下するはずである。しかし、実際の低下レートが狙いからはずれた場合、電圧指令補正部３０は、現在のｄ軸電圧指令をさらに補正することで、インバータ入力電圧ＶＨの低下レートが所定範囲内になるように調整する。

ここで、ｄ軸電圧の調整幅は適宜設定してよい。例えば、機器の最小調整単位である１ＬＳＢずつｄ軸電圧指令を増加又は減少させてもよい。或いは、インバータ入力電圧ＶＨの大きさによって調整幅を変更してもよい。また、「所定範囲」は、電圧低下レート監視部３４が計算で算出してもよく、時間に対する基準線をマップに格納しておき、マップを参照するようにしてもよい。この基準線は線形でも非線形でもよい。

また、電気角移動量演算部３５は、ディスチャージ開始時の電気角θｓｔからの電気角移動量Δθｅを演算する。電圧指令補正部３０は、電気角移動量演算部３５から取得した電気角移動量Δθｅに応じてｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正する。
本来、ディスチャージ処理では、トルクを発生させないことを狙いとしているが、例えば回転角センサ１４の検出誤差等の要因により、ディスチャージ中にトルクが発生し、電気角θｅが移動する可能性が想定される。

そこで、電圧指令補正部３０は、電気角移動量Δθｅを打ち消す方向にｑ軸電流を流すように、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正することで、ディスチャージ終了時の電気角θｅがディスチャージ開始時の電気角θｓｔに一致するように調整する。
このｑ軸電圧の調整は、「電気角θｅの移動はトルクの発生による回転である」との考察に基づく。すなわち、電気角移動量Δθｅの正負により発生トルクの方向を推定し、電気角移動量Δθｅの大きさにより発生トルクの大きさを推定する。

ここで、ｑ軸電圧の調整幅は適宜設定してよい。例えば、ディスチャージ開始時の電気角θｓｔから現在の電気角θｅを差し引いた電気角移動量Δθｅが負の場合、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを１ＬＳＢずつ増加させ、電気角移動量Δθｅが正の場合、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを１ＬＳＢずつ減少させるという方法で、ｑ軸電圧を調整することができる。或いは、電気角移動量Δθｅの大きさによって調整幅を変更してもよい。

次に、センサ値非ゼロ時のディスチャージ処理について、図１０、図１１のフローチャートを参照して説明する。フローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ０１では、回転角センサ１４から取得した電気角θｅに基づき回転数Ｎを取得する。そして、取得した回転数Ｎ、或いは電気角速度ωがゼロであることを確認する。
Ｓ０２では、ディスチャージ開始時の電気角θｓｔを保持する。
Ｓ０３では、３相電流指令演算部３１にて、電気角θｅに基づきｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*を逆ｄｑ変換して、３相電流指令ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*を演算する。

Ｓ０４では、デッドタイム補正値演算部３２にて、ｄ軸電圧指令についてのデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを演算する。
Ｓ０５では、電流センサ１３からセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する。ここで、Ｗ相の電流指令ｉｗ^*及び電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓは、共に非ゼロであるとする。そして、Ｗ相の電流指令ｉｗ^*を電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓで除し、振幅補正係数Ｋａを算出する。

Ｓ０６では、電圧指令演算部２２にて、ｄ軸電流指令ｉｄ^*に基づき、ω＝０の場合の電圧方程式である式（４．３’）を用いてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを演算する。また、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆをゼロ値として演算する。
電圧指令補正部３０は、Ｓ０７にて、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆにデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを加算する（デッドタイム補正）。さらにＳ０８にて、デッドタイム補正後のｄ軸電圧指令に振幅補正係数Ｋａを乗算する（振幅補正）。

Ｓ０９では、電圧低下レート監視部３４にて、ディスチャージ中、インバータ入力電圧ＶＨが所定範囲の低下レートで低下しているか否か判断する。
Ｓ０９でＹＥＳの場合、電圧指令補正部３０は、Ｓ１０にて、ｄ軸電圧指令を現在の値で維持して、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*として確定する。
Ｓ１０でＮＯの場合、電圧指令補正部３０は、Ｓ１１にて、インバータ入力電圧ＶＨが所定範囲の低下レートで低下するように、現在のｄ軸電圧指令を補正し、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*として確定する。

Ｓ１２では、電気角移動量演算部３５にて演算されたディスチャージ中の電気角移動量Δθｅが非ゼロであるか、すなわち、トルクが発生したか否か判断する。
Ｓ１２でＮＯの場合、電圧指令補正部３０は、Ｓ１３にて、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆをゼロで維持し、ｑ軸電圧指令ｖｑ^*として確定する。
Ｓ１２でＹＥＳの場合、電圧指令補正部３０は、Ｓ１４にて、電気角移動量Δθｅを打ち消す方向にｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正し、ｑ軸電圧指令ｖｑ^*として確定する。

Ｓ１５では、逆ｄｑ変換部２４にて、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*に変換する。Ｓ１６では、３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*をインバータ１２に指令し、交流電動機２に３相交流電圧を印加する。
そして、最後のステップであるＳ１７では、インバータ入力電圧ＶＨがゼロとなる。言い換えれば、平滑コンデンサ１１の残電荷がゼロとなる。
以上で、制御部１５によるディスチャージ処理を終了する。

（センサ値ゼロ時）
次に、センサ値ゼロ時にディスチャージ処理を実行する制御部１５の構成について、図１２のブロック図、及び図１３のフローチャートを参照し、センサ値非ゼロ時の場合の構成と異なる点のみを説明する。
センサ値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロの場合、式（８）において「ゼロ割り」となるため振幅補正係数Ｋａを算出することができない。したがって、図１２に示すように、センサ値ゼロ時にディスチャージ処理を実行する場合の制御部１５は、振幅補正係数演算部３３を有していない。また、図１３に示すディスチャージ処理のフローチャートの前段においては、センサ値ゼロ時のフローチャートの前段（図１０）に対し、振幅補正係数Ｋａを算出するＳ０５、及び、振幅補正係数Ｋａを乗算するＳ０８のステップが無い。
ディスチャージ処理は、巻線に電流を流し、平滑コンデンサ１１の残電荷を所定期間内に熱として放電することができればよく、電流の精度がそれ程要求されるわけではない。したがって、振幅補正を行わなくても問題はない。
その他の構成やステップは、センサ値非ゼロ時と同様である。

（作用効果）
本実施形態の電動機制御装置の作用効果について説明する。
（１）ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両を停車させる場合、安全確保の為、直流電源８とインバータ１２との接続を遮断した後、トルクを発生させることなく、平滑コンデンサ１１の残電荷を放電させることが求められる。
しかし、フィードバック制御を基本とした従来の１相制御技術では、交流電動機の停止時に相電流の時間変化が無くなったとき、センサ相の電流検出値から実機情報を得ることができない。そのため、トルクを発生させないようにｄｑ軸電流を制御しつつ、平滑コンデンサの残電荷を適切に放電させることが困難であるにも関わらず、この点に関して一切言及されていない。

それに対し本実施形態の制御部１５は、電圧指令演算部２２にて、電圧方程式に基づきｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを非ゼロ値として演算し、且つ、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆをゼロ値として演算する。また、電圧指令補正部３０は、各補正情報に基づき少なくともｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを補正する。
ｑ軸電圧指令をゼロとしｑ軸電流を流さないことでトルクの発生を回避しつつ、ｄ軸電圧指令を非ゼロとしｄ軸電流を流すことで、平滑コンデンサ１１の残電荷によるエネルギをジュール熱として消費させ、残電荷を放電させることができる。

（２）本実施形態のデッドタイム補正値演算部３２は、ｄ軸電圧指令について、デッドタイムに起因する電圧誤差に応じたデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを演算する。電圧指令補正部３０は、デッドタイム補正値演算部３２が演算したデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔをｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆに加算する。
交流電動機２の停止時を含む低回転域、低トルク域では、デッドタイムによる電圧誤差の影響が特に大きい。そのため、デッドタイム補正をしない場合、ｄ軸電圧指令に基づく電圧を印加しているにもかかわらず、交流電動機２にｄ軸電流が流れないような状況が起こり得る。そこで、電圧誤差に応じたデッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを加算することで、インバータ１２にｄ軸電流が流れるようにすることができる。よって、ディスチャージ処理を好適に行うことができる。

（３）本実施形態の振幅補正係数演算部３３は、Ｗ相の電流指令ｉｗ^*を電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓで除し、振幅補正係数Ｋａを算出する。電圧指令補正部３０は、デッドタイム補正後のｄ軸電圧指令に、さらに振幅補正係数Ｋａを乗算する。
式（４．３’）の演算における電機子抵抗Ｒａの温度特性によるばらつきや、実際のデッドタイムのばらつきなど、交流電動機や交流電動機の制御装置等に関する物理的な要因等により、指令通りのトルクが得られる電圧指令が演算値と乖離する可能性がある。そこで、センサ値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく振幅補正係数Ｋａを用いることで、実際の電圧値を反映した補正をすることができる。よって、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*をより好ましい値に設定することができる。

（４）本実施形態の電圧低下レート監視部３４は、ディスチャージ中のインバータ入力電圧ＶＨが所定範囲の低下レートで低下しているか否か判断する。インバータ入力電圧ＶＨの低下レートが所定範囲からはずれたと判断されたとき、電圧指令補正部３０は、上記補正後のｄ軸電圧指令を調整する。これにより、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*をさらに好ましい値に設定することができる。

（５）本実施形態の電気角移動量演算部３５は、ディスチャージ開始時の電気角θｅに対するディスチャージ中の電気角移動量Δθｅを演算する。電圧指令補正部３０は、この電気角移動量Δθｅを打ち消す方向にｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正する。これにより、ｑ軸電圧指令ｖｑ^*をより好ましい値に設定することができる。

（６）本実施形態の制御部１５は、交流電動機２の停止位置におけるセンサ値ｉｗ＿ｓｎｓが非ゼロであるかゼロであるかによって、振幅補正係数Ｋａを用いた振幅補正を実行する構成と、振幅補正を実行しない構成とを適宜選択可能である。
これにより、センサ値ｉｗ＿ｓｎｓが非ゼロの場合は、振幅補正を実行することで、補正値の精度を向上させることができる。一方、センサ値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロの場合、又は電流指令ｉｗ ^* がゼロの場合は、振幅補正係数Ｋａの演算時の「ゼロ割り」又は「ゼロ掛け」による演算エラーを回避ずることができる。なお、センサ値ｉｗ＿ｓｎｓが非ゼロの場合であっても、振幅補正を実行しない構成を適宜選択してもよい。

（その他の実施形態）
（ア）電流センサにより相電流を検出するセンサ相は、上記実施形態のＷ相に限らず、Ｕ相又はＶ相としてもよい。また、３相座標での電気角θｅの基準をＵ相軸以外の相の軸としてもよい。
（イ）上記実施形態の電圧指令補正部３０は、電圧指令演算部２２が演算したｄｑ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ、ｖｑ＿ｒｅｆに対し、センサ値非ゼロ時には４種類、センサ値ゼロ時には３種類の補正を行い、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*として確定している。センサ値ゼロ時の３種類とは、デッドタイム補正、電圧低下レート監視によるｄ軸補正、電気角移動量に応じたｑ軸補正をいい、センサ値非ゼロ時にはこれに振幅補正が加わる。

しかし、ディスチャージ処理は、平滑コンデンサ１１の残電荷を所定期間内に放電することができればよく、電流の精度がそれ程要求されるわけではない。したがって、他の実施形態では、例えば、より簡易的にデッドタイム補正のみを実行することとしてもよい。また、各補正の順序は、適宜変更してもよい。さらに、本実施形態の補正に代えて、他の補正を実行してもよい。
上記実施形態では、電流指令と機器定数を用いてｄｑ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ、ｖｑ＿ｒｅｆを計算していたが、電流指令やその他の情報を引数に、実測等に基づき予め記憶しておいたマップを参照することで演算してもよい。またマップに関しては、デッドタイム補正等を含めた値を格納しておいてもよい。

（ウ）センサ値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロのとき、振幅補正係数Ｋａを例えば「１」に固定した上で、センサ値非ゼロの場合と同様に振幅補正を実行するようにしてもよいし、補間直前の値を引き継いでもよいし、フィルタ処理等で演算を継続することより補間してもよく、その補間方法は限定しない。また、振幅補正係数Ｋａに上下限値を設定してもよい。
（エ）回転角センサは、電気角θｅを検出し制御部へ出力する形態に限らず、ロータ回転角（機械角）θｍを検出して制御部へ出力し、制御部の内部にて電気角θｅに換算してもよい。

（オ）上記実施形態では、制御に用いる電流を検出する「制御用電流センサ」を１相に設ける例について説明した。他の実施形態では、制御用電流センサの他に、制御用電流センサの異常を監視するための独立した「監視用電流センサ」をセンサ相、又はセンサ相以外の相に設けてもよい。例として、１相に制御用電流センサと監視用電流センサを設けた１相２チャンネルの構成や、１相に制御用電流センサを設け、それ以外の相のいずれか１相に監視用電流センサを設けた２相１チャンネルの構成等を採用してもよい。いずれの構成においても、どの相にいくつの電流センサを設けてもよい。

（カ）上記実施形態の交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。
交流電動機は、エンジンに対して電動機として動作し、エンジンの始動を行うように構成されていてもよい。また、エンジンを設けなくてもよい。さらに、交流電動機を複数設けてもよいし、複数の交流電動機における動力を分割する動力分割機構等をさらに設けてもよい。

（キ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を１組設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を２組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（ク）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１１・・・平滑コンデンサ、
１２・・・インバータ、
１３・・・電流センサ、
１５・・・制御部（制御手段）、
２２・・・電圧指令演算部（電圧指令演算手段）、
３０・・・電圧指令補正部（電圧指令補正手段）、
３２・・・デッドタイム補正値演算部（デッドタイム補正値演算手段）、
３３・・・振幅補正係数演算部（振幅補正係数演算手段）、
３４・・・電圧低下レート監視部（電圧低下レート監視手段）、
３５・・・電気角移動量演算部（電気角移動量演算手段）。

Claims (5)

1. 直流電源（８）に接続されているとき、３相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記インバータの入力部において前記直流電源に対して並列に接続される平滑コンデンサ（１１）と、
   前記交流電動機の３相のうち１相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサ（１３）と、
   前記インバータを構成するブリッジ接続された複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて前記交流電動機の通電を制御する制御手段（１５）と、
   を備え、
   前記直流電源と前記平滑コンデンサとの接続が遮断され、前記交流電動機の回転数がゼロとなる停止時において、前記平滑コンデンサの残電荷を前記交流電動機の巻線にて熱として放電させるディスチャージ処理を実行する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記制御手段は、
   前記交流電動機を励磁するｄ軸電流を非ゼロとするように、ｄｑ軸電流指令に基づく演算によりｄ軸電圧指令基準値を演算し、前記交流電動機にトルクを付与するｑ軸電流をゼロとするように、ｑ軸電圧指令基準値をゼロ値として演算する電圧指令演算手段（２２）と、
   前記電圧指令演算手段が演算した前記ｄ軸電圧指令基準値及び前記ｑ軸電圧指令基準値のうち少なくとも前記ｄ軸電圧指令基準値を補正し、前記インバータに出力する電圧指令補正手段（３０）と、を有していることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記制御手段は、前記インバータを構成する高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とのオン／オフを切り替える時、同一相の前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムに起因する電圧誤差に応じたデッドタイム補正値を、ｄ軸成分のみからなりｑ軸成分がゼロの電圧値として算出するデッドタイム補正値演算手段（３２）を有し、
   前記電圧指令補正手段は、前記デッドタイム補正値を前記ｄ軸電圧指令基準値に加算するデッドタイム補正を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記制御手段は、前記センサ相の電流検出値が非ゼロの場合、前記センサ相の電流指令と電流検出値との比率である振幅補正係数を算出する振幅補正係数演算手段（３３）を有し、
   前記電圧指令補正手段は、前記デッドタイム補正後のｄ軸電圧指令に前記振幅補正係数を乗算する補正を行うことを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記制御手段は、前記平滑コンデンサの残電荷量に基づくインバータ入力電圧について、ディスチャージ中のインバータ入力電圧が所定範囲の低下レートで低下しているか否かを監視する電圧低下レート監視手段（３４）を有し、
   当該電圧低下レート監視手段により、インバータ入力電圧の低下レートが所定範囲からはずれたと判断されたとき、前記電圧指令補正手段は、インバータ入力電圧が所定範囲の低下レートで低下するように、現在のｄ軸電圧指令をさらに補正することを特徴とする請求項２または３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記制御手段は、前記交流電動機の停止位置の電気角について、ディスチャージ開始時からの移動量を演算する電気角移動量演算手段（３５）を有し、
   前記電圧指令補正手段は、前記電気角移動量演算手段によって演算された電気角移動量を打ち消す方向に前記ｑ軸電圧指令基準値を補正することを特徴とする請求項２〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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