JP2014509185A - 広範な電圧振幅を通じた効率のよいｄｃ−ｄｃ変換のための装置および方法 - Google Patents

広範な電圧振幅を通じた効率のよいｄｃ−ｄｃ変換のための装置および方法 Download PDF

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Abstract

ＤＣ−ＤＣコンバータは、共通コアに結合された２以上のインダクタと、２以上の能動スイッチとを含み、少なくとも１つの能動スイッチが入力電流路内にある。コントローラは、２以上のインダクタのうちの１つ以上を通してＤＣ入力が送られて電力変換動作が実施されるように、２以上の能動スイッチを操作する。
【選択図】 図１ａ

Description

[0001] 本発明は、全体として、電力変換に関する。特に、本発明は、広範な電圧振幅を通して動作可能な効率のよいＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
[0002] 改善された変換効率を有し、小型化されたＤＣ−ＤＣコンバータに対する需要が高まっている。設計技術は様々であって、電圧または電流を下げる技術もあれば、電圧または電流を上げる技術もあり、さらに、電圧または電流を交互に上下させる技術もある。典型的なＤＣ−ＤＣコンバータでは、１つ以上のスイッチが入力電力に接続され、コンデンサまたはインダクタがある位相において余剰エネルギーを蓄積し、この蓄積されたエネルギーが別の位相において出力ノードに放出される。
[0003] 各技術にはそれぞれ利点と欠点がある。コンポーネントのサイズ、全体的な効率および入力／出力電圧比の最適帯の間で複数のトレードオフが存在する。例えば、スイッチング周波数を上げることは、通常コンポーネントサイズの縮小につながるが、同時に、寄生容量によるスイッチング損失とスイッチ遷移損失を増大させる。結果として、全体的な効率が下がる。
[0004] 一般的なＡＣ−ＤＣ変換方法は、ブリッジ整流器を用いてＡＣ入力をＤＣに変換した後、ＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータを用いて適切なＤＣ出力を生成するというものである。変換効率の改善とコンバータサイズの縮小という目的を同時に達成するためのこれまでの試みでは、全体的な効率への関心が支配的であった。ＡＣ−ＤＣ変換において経験されるような、より広範な入力／出力電圧比にわたって、効率は特に重要である。ＡＣ電源は、通常、各サイクルにおいて広い範囲の瞬時電圧を経過し、このことが、特定の入力／出力電圧比のためにＤＣ−ＤＣコンバータを最適化する試みを妨げている。
[0005] 入力電圧の大きな変動による負の影響を克服するための１つのアプローチとして、蓄積コンデンサに電荷を蓄積し、この蓄積された電荷をＡＣ入力電圧が一定のレベルを下回ったとき（「遷移期間」という）に使うというアプローチがある。この方法には２つの欠点が伴う。第１に、遷移期間を通して十分なエネルギーを蓄積するために相対的に大きなコンデンサが必要となる。第２に、遷移期間中、入力からわずかな電流しか流出しない、あるいは、電流が全く流出しないため、入力ＡＣ線からの電流流出がより狭い時間フレームに、たいていの場合、ピーク入力電圧近辺で起こることになる。このことが結果として、効率の悪い電力伝達および低力率をもたらす。
[0006] スイッチングコンバータは、採用する能動電力スイッチの数により主に３つのコンバータクラスに分類できる。２スイッチコンバータクラスには、バック、ブーストおよびフライバックコンバータが含まれる。３スイッチコンバータクラスには、フォーワードコンバータが含まれる。４スイッチコンバータクラスには、ハーフブリッジおよびプッシュプルスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータが含まれる。スイッチは能動スイッチまたは受動スイッチであり得る。能動スイッチはゲートを調節することにより制御される。ダイオードのような受動スイッチは個別に制御する必要はない。
[0007] 以上を鑑みると、改善された電力変換技術を提供することが望ましい。特に、広範な電圧振幅に関連して利用されるコンバータにおいてスイッチング損失を減らし、コンポーネントサイズを縮小することが望ましい。
[0008] 本発明の一実施形態は、共通コアに結合された２以上のインダクタと、２以上の能動スイッチとを有し、少なくとも１つの能動スイッチが入力電流路内にあるＤＣ−ＤＣコンバータを含む。コントローラは、ＤＣ入力が２以上のインダクタのうちの１つ以上を通して送られて電力変換動作が実施されるように、２以上の能動スイッチを操作する。
[0009] 本発明の別の実施形態は、共通コアに結合された２以上のインダクタと、２〜４の能動スイッチとを有し、少なくとも１つの能動スイッチが入力電流路内にあるＤＣ−ＤＣコンバータを含む。コントローラは、ＤＣ入力が２以上のインダクタのうちの１つ以上を通して送られてバック、ブーストおよびフライバック電力変換動作が交互に実施されるように、２〜４の能動スイッチを操作する。
[0010] 本発明の一実施形態は、ＤＣ電力変換方法を含む。ＤＣ入力が受け取られる。２５％〜１００％の交流デューティサイクルをもつ制御信号が能動スイッチに印加される。制御信号に応答して、共通コア上の２以上のインダクタのうちの少なくとも１つを通してＤＣ入力が送られ、バック、ブーストおよびフライバック電力変換動作が交互に実施される。
[0011] 開示されるＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング損失の削減から超高効率を有し、非常に高いスイッチング周波数とコンポーネントの小型化、軽量化を可能にしている。さらに、上記コンバータは、小型の磁気コンポーネントを有する。また、上記コンバータは、高い出力ＤＣ負荷電流能力を提供する。
[0012] 開示される技術はスイッチングデューティサイクル変動を減らして改善された効率をもたらす。デューティサイクル変動は、ある範囲の電圧比または電流比を実施するために用いられる。デューティサイクルが変化して異なる伝達比に対応すると、寄生容量および／またはスイッチ遷移損失の影響でスイッチ損失が上昇する可能性がある。本発明は、１以上のスイッチをスイッチングモードチェンジャーとして利用する。これにより、大きな電圧または電流伝達比を達成しつつ、スイッチングデューティサイクルの大幅な変化の必要が低減される。
[0013] 本発明は、以下の詳細な説明を添付の図面と併せて参照することで、さらに十分に理解される。
[0014] 図１ａ〜１ｊは、本発明の３スイッチ実装のさまざまな実施形態を示す。 [0015] 図２ａ〜２ｄは、受動スイッチを採用した３スイッチ実装のさまざまな実施形態を示す。 [0016] 図３ａ〜３ｄは、本発明の４スイッチ実装のさまざまな実施形態を示す。 [0017] 図４ａ〜４ｅは、受動スイッチを採用した４スイッチ実装のさまざまな実施形態を示す。 [0018] 図５ａ〜５ｂは、分離出力を含む本発明の実施形態を示す。 [0019] 図６ａ〜６ｂは、本発明の開示された回路をデイジーチェーン構成としたものを示す。 [0020] 図７ａ〜７ｂは、本発明の実施形態にしたがって構成されたちらつき削減回路を示す。 [0021] 図８ａは、本発明の３スイッチ実施形態を組み込んだＡＣ−ＤＣコンバータを示す。 [0022] 図８ｂは、本発明の４スイッチ実施形態を組み込んだＡＣ−ＤＣコンバータを示す。
[0023] 同様の参照符号は、上記図面の複数の図にわたって対応する部分を指す。
[0024] 図１ａ〜１ｊは、本発明の３スイッチ実装のさまざまな実施形態を示す。スイッチＡは常に入力経路内にあり、スイッチＣは常に出力経路内にあることに注目する。スイッチＢおよび／またはスイッチＣの状態により、インダクタのエネルギー蓄積は、Ｌ１のみを通して、または、直列のＬ１およびＬ２を通して行うことができる。
[0025] 図１ａにおいて、スイッチＡは降圧（バック）変換を達成するための主切り替えスイッチとすることができる。スイッチＢの状態はスイッチＡの反転状態である。スイッチＣは常にオン状態である。例えば、スイッチＡが閉じられると、スイッチＢは開かれるので、入力電圧が出力電圧よりも高いたびに、正電流がＬ１、スイッチＡ，スイッチＣおよびＬ２を通って出力まで流れる。スイッチＡを開いてスイッチＢを閉じると入力が遮断される。この結果、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーがスイッチＣおよびスイッチＢを通して出力に放出される。
[0026] この構成は、インダクタのエネルギー蓄積経路及び放出経路がＬ１とＬ２の両方を使用するバックコンバータとは対照的である。図１ａにおいて、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｘである典型的な例では、インダクタコア内部にエネルギーが蓄積される間、バックコンバータの実効インダクタンスはおよそ４×Ｌｘである。図１ａでは、Ｌ２だけがエネルギー放出経路内にあるため、実効インダクタンスはＬｘに等しい。
[0027] 図１ａの別の運用の実施形態では、スイッチＢがオンされ、スイッチＣがスイッチＡの反転状態として構成される。したがって、スイッチＡがオンになると、出力電圧にかかわらずエネルギーがインダクタＬ１に蓄積される。スイッチＡがオフされると、インダクタＬ２のエネルギーがスイッチＣおよびスイッチＢを通して放出される。この構成は、入力および出力が１つの線を共有するフライバックコンバータとして作用する。例えば、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｘである場合、エネルギー蓄積経路および放出経路はＬｘを考慮し、これは１対１のフライバック変換を表す。Ｌ１およびＬ２に異なる値を選択し、デューティサイクルを変更することにより、本モードにおいて異なる実効電流または電圧伝達比を生成することができる。
[0028] 第３の構成では、図１ａの回路がブースト（昇圧）モードの動作を模倣する。ここで、スイッチＡは常にオンされており、スイッチＣはスイッチＢの反転状態として構成される。スイッチＢをオンすると、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチＢをオフすると、インダクタのエネルギーがＬ１、Ｌ２、スイッチＡおよびスイッチＣを通して放出される。Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｘである場合、インダクタエネルギー放出経路は４×Ｌｘに等しい。
[0029] スイッチＡ、ＢまたはＣは、位相が一致して動作することも、位相がずれて動作することも可能であり、デューティサイクルが重なっていても、または、重なっていなくてもよく、あるいはランダムに動作することも可能である。予め選択したＬ１およびＬ２の値によって、非常に広範囲の実効電流または電圧伝達比を生成することができる。これが、１つの物理的インダクタ（Ｌ１とＬ２は同じコア上にある）と少なくとも３つのスイッチのみで達成される。場合によって、システム内の異なるノードにコンデンサを追加して入力および出力リップル電流および／または電圧を減らすこともできる。
[0030] 非常に広い入力電圧範囲にわたってデューティサイクル変化を最小限にとどめることにより、スイッチング損失が最小限に維持される。例えば、入力電圧が出力電圧より著しく低い場合、ブーストモードを選択することができる。入力／出力比が、Ｌ１／Ｌ２の比により近い場合、フライバックに等価な挙動が選択される。入力が出力電圧より高く一定の閾値を超える場合、バックモードが選択される。
[0031] ここで再びＬ１＝Ｌ２＝Ｌｘの例を考える。さらに、出力電圧（Ｖｏ）の理想値がピーク入力電圧（Ｖｉ）の１／３、つまり、Ｖｏ＝Ｖｉピーク／３と仮定する。バックモード動作用に構成された場合、ピーク入力電圧の間、スイッチＡは４×Ｌｘのインダクタンスを考慮する。両方の巻線が同じコア上にあるので、インダクタンス飽和電流（Ｉｓａｔ）はただ１つの巻線が電流を受ける場合の半分である。インダクタンス実効電圧はＶｉ−Ｖｏ＝３×Ｖｏ−Ｖｏ=２×Ｖｏである。インダクタコアの飽和に必要な時間は、インダクタンスおよびインダクタ飽和電流に比例し、電圧：（４×Ｌｘ×Ｉｓａｔ／２）／（２×Ｖｏ）＝Ｌｘ×Ｉｓａｔ／Ｖｏに逆比例する。
[0032] 今度は、入力電圧がＶｏ（この例ではＶｉピークの１／３）に近く、フライバックモードが選択されると仮定する。本モードでは、入力インダクタンスはＬｘであり、Ｌ１を通した電圧はＶｉ＝Ｖｏである。インダクタコアの飽和に必要な時間は、Ｌｘ×Ｉｓａｔ／Ｖｏに比例する。そのため、入力電圧がピーク電圧の１／３であっても、インダクタコアの飽和に必要な時間は同じである。
[0033] ブーストモードでは、スイッチＡは常にオンされ、入力電流流出は、スイッチＢがオンであるときにもオフであるときにも生じる。これにより入力電流流出を増加させることができる。そのため、フライバックモードと比較して、半分の入力電圧で同じ電力が入力から流出する。このことは、入力電力を流出可能な入力電圧範囲をさらに拡大する一方、従来の方法に比べて、スイッチング周波数をより狭い範囲に維持し、デューティサイクルの変動をより少なくする。
[0034] この方法のスイッチング損失に対する効果を検討するため、全てのコイルと全てのスイッチが寄生抵抗を有さず、スイッチの寄生容量と遷移損失以外に損失要因はないと仮定する。Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｘである上述の例において、バックモードが用いられるピーク入力電圧では、ピーク入力電圧の１／３に相当するＶｏに達するために、スイッチＡに対してわずか５０％のデューティサイクルで十分である。数百ボルトでのスイッチングが可能で数アンペアの電流能力をもつ典型的なＭＯＳＦＥＴは、通常、およそ１０ナノ秒のスイッチ遷移時間と、およそ数百ピコファラッドの寄生容量をもつ。スイッチのスイッチング損失を簡単に計算すると、Ｐｓｗ＝（Ｖ×Ｉ×（ｔＲＩＳＥ＋ｔＦＡＬＬ））／（２×Ｔ）となり、この式において、Ｐｓｗはスイッチ電力損失、Ｖはスイッチがオフされている間にスイッチを通した電圧、Ｉはスイッチ電流、ｔＲＩＳＥおよびｔＦＡＬＬはスイッチ立ち上がり時間および立ち下がり時間、Ｔはスイッチング周期である。ｔＲＩＳＥおよびｔＦＡＬＬが１０ｎＳである場合、各能動スイッチ（スイッチＡおよびＢ）におけるスイッチ遷移損失を２％未満に維持するためにスイッチング周波数をおよそ１ＭＨｚに制限することが望まれるかもしれない。ここで入力電圧が３００Ｖ、入力電流が１Ａと仮定してみる。５０％のデューティサイクルでは、入力電力は、３００×１×５０％＝１５０Ｗである。合計損失が４％（おおよそスイッチＡに２％、スイッチＢに２％）では、効率は９６％となり、１４４Ｗが出力に伝達される。３００Ｖの１／３（３００／３＝１００Ｖ）の理想出力電圧のため、これにより１．４４Ａの出力が生成される。このシナリオでは、スイッチＡおよびＢ合わせて６Ｗが失われる。今度は、入力電圧が入力ピーク電圧の１／９（３００／９＝３３．３３ボルト）であり、ブーストモードが選択されていると仮定する。スイッチＢおよびＣにおいて５０％のデューティサイクルスイッチングであると、出力で１００Ｖが生成される。インダクタ放電経路はＬ１およびＬ２であるので、入力からの合計流出電力は（３３．３３×２×５０％＋３３．３３×１×５０％）＝５０Ｗである。これが３３３．３３ＫＨｚで達成できるので、合計スイッチング損失はわずかおよそ１．３３％である。この場合、４９．３３Ｗが出力に伝達され、０．６７ＷがスイッチＢおよびＣで失われる。
[0035] 本発明の上記の例では、最小効率は、ピーク入力電圧で、１Ａの飽和電流を有するコイルを直列巻線Ｌ１およびＬ２の両方に用いた場合に、９６％であった。これは、従来技術のフライバックコンバータとは対照的である。従来技術のフライバックコンバータで同レベルの低電圧性能を達成するためには、１〜３の比率のトランスが必要である。この比率で、３３．３３Ｖの入力電圧と、入力および出力スイッチに５０％のデューティサイクルにより、出力に１００Ｖが生成され、同等の効率が生成される。ここで、入力電圧が３００Ｖに上がった場合、同じ１〜３の比率のトランスで出力に１００Ｖを生成するためにはデューティサイクルを１０％に下げなければならない（３００×３／１×（１０％／９０％）＝１００Ｖ）。このことは、相対的スイッチング損失が５の倍数で増加（本発明では５０％であるのに対してフライバックコンバータを用いると１０％）し、入力電力流出が５で割られる（３００Ｖ×１Ａ×１０％＝３０Ｗ）ことを意味している。
[0036] 要するに、このことは、入力電圧３００Ｖの従来技術のフライバックコンバータでは、本発明と比較して、合計入力電力流出、および、その後の出力電力供給が５の倍数で減少する（１５０Ｗに対して３０Ｗ）。従来技術のフライバックコンバータにおけるこの損失を補償するためにとりうる選択肢は、インダクタ飽和電流およびインダクタ蓄積容量を５倍に上げ、オン状態の入力電流を５Ａに上げ、スイッチング周波数を比率５で下げてＰｓｗの上昇を補償することのみである。インダクタンスと飽和電流を５倍に上げることは、概略で、５倍を超えるコイルサイズの増加を意味する。入力電流が上昇し、動作周波数が低下すると、同じ入力リップル電圧を維持するために、入力コンデンサは５×５＝２５倍の大きさが必要になる。インダクタンスの上昇はインダクタ寄生抵抗の上昇を伴う。
[0037] このように、従来技術では、失われたデューティサイクルを補償するためにコンポーネントサイズを拡大する必要がある。本発明ではこの問題がない。なぜなら、デューティサイクルの変動はごくわずかだからである。実際、本発明におけるスペースの節約は、従来技術と比較した場合、１桁より大きな違いに達し得る。最新式の高電圧スイッチングレギュレータのほとんどは、スイッチング損失の懸念からおよそ１００キロヘルツのスイッチング動作で制限されている。本発明は、３００Ｖの入力から１００Ｖの出力で１５０Ｗの場合に、５００ＫＨｚを超えるスイッチング周波数で、９５％を超える効率で動作することができる。同時に、合計コンポーネント容積が１０〜３０倍減少する。著しく小さい入力コンデンサ（上記の例では２５倍の小ささ）は、設計者が通常の電解コンデンサの代わりにセラミックコンデンサのような信頼性の高いコンデンサを使用することを可能にする。このことは、信頼性の高い電源を設計する上で非常に重要である。電解コンデンサの寿命は１０５℃程度で通常およそ数千時間であるのに対して、セラミックコンデンサは同様の条件で数十年も使用できる。
[0038] 各構成において、スイッチＡは入力経路内にあり、入力負荷特性を監視するために使用できることに注目する。スイッチＣは常に出力経路内にあり、出力負荷特性を監視するために使用することができる。これは、設計者がシステムの力率を監視し、スイッチング周波数またはスイッチデューティサイクルを調整して一定の入力または出力負荷特性を維持しようと意図する場合に特に有益である。例えば、入力電圧に基づいて、疑似抵抗挙動を示すように入力電流を調整して、１に非常に近い力率を達成することが可能である。あるいは、あるほぼ一定の値のために入力電流または合計入力電力を調整することもできる。実効等価入力抵抗と比較してより低い入力電圧で入力電流が上昇すると、「動的負性抵抗（dynamic negative resistance）」が生成され、これは、より低い入力電圧で入力等価インピーダンスが減少することを意味する。家庭または工業環境において、これは、ＡＣ線上に設けられた他の主要な装置の非線形電流流出を補償するため、かつ、場合によってはグリッド電力線効率を上げるために用いることができる。
[0039] 図１ｂは図１ａと同様であるが、スイッチＡとインダクタＬ１の位置が変更されており、スイッチＡが入力に直接接続され、続いてインダクタＬ１が接続されている。図１ｃは図１ａと同様であるが、スイッチＣとインダクタＬ２の位置が変更されており、スイッチＣが出力に直接接続され、続いてインダクタＬ２が接続されている。図１ｄは図１ａと同様であるが、スイッチＡが入力に、スイッチＣが出力にあり、インダクタＬ１およびＬ２が共通の配線を有している。
[0040] 図１ｅは、スイッチＣとＬ２が出力の戻り経路内にある構成を示している。図１ｆは図１ｅと同様であるが、スイッチＡとインダクタＬ１の位置が変更されており、スイッチＡが入力に直接接続され、続いてインダクタＬ１が接続されている。図１ｇは図１ｅと同様であるが、スイッチＣとインダクタＬ２の位置が変更されており、スイッチＣが出力に直接接続されている。図１ｈは図１ｇと同様であるが、スイッチＡが入力に直接接続されている。
[0041] 図１ｉは図１ｅと同様であるが、スイッチＡおよびＣが戻り経路内にあり、インダクタＬ１およびＬ２が共通の配線を有する。図１ｊは図１ｅと同様であるが、スイッチＡが入力戻り経路内にあり、インダクタＬ２が出力戻り経路内にある。
[0042] 図２ａ〜２ｄは、少なくとも１つの受動スイッチ（すなわち、能動的に制御されないスイッチ、ダイオードは受動スイッチである）を含む３スイッチ実装を示す。図２ａは図1ａと同じであるが、スイッチＣがダイオードである。図２ｂは図1ｅと同じであるが、スイッチＡがダイオードである。図２ｃでは、スイッチＣがダイオードであり、インダクタＬ２が出力戻り経路内にある。図２ｄでは、スイッチＡがダイオードであり、スイッチＣが出力戻り経路内にある。
[0043] 本発明の別の実施形態は４つのスイッチを利用する。この構成の利点の１つは、より簡易なスイッチ制御である。図３ａ〜３ｄは、本発明のさまざまな４スイッチ実施形態を示す。図３ａは、図１ａにおける３スイッチ構成を拡張したものであり、スイッチＤが追加されている。図３ｂは図３ａと同様であるが、スイッチＣが入力戻り経路と出力戻り経路の間の合流点にある。図３ｃは図３ａと同様であるが、インダクタＬ２が出力戻り経路内にある。図３ｄは図３ｂと同様であるが、インダクタＬ２が出力戻り経路内にある。
[0044] 図４ａ〜４ｅは、能動的に制御されるスイッチのうちの１つまたは２つがダイオードに置き換えられたものを示す。図４ａは図３ａと同じであるが、スイッチＤがダイオードである。図４ｂは図３ａと同じであるが、スイッチＣがダイオードである。図４ｃは図３ａと同じであるが、スイッチＣおよびＤがともにダイオードである。図４ｄは図３ａと同じであるが、スイッチＡおよびＤがともにダイオードである。図４ｅは図３ａと同じであるが、スイッチＡがダイオードである。
[0045] 図４ｃは、図４ａを簡略化したもので、能動的に制御されるスイッチのうちの２つがダイオードに置き換えられている。図４ｃでは、スイッチＢが閉じられると、スイッチＡが切り替えられることにより、共有線をもつフライバックコンバータとして有効に機能することができる。Ｌ１は一次的トランス、Ｌ２は二次的トランスとして機能する。
[0046] 図４ａ〜４ｅの回路において、スイッチＢが開かれた状態でスイッチＡを切り替えることはバックコンバータという結果になる。この条件では、出力電圧が入力電圧より常に低い。スイッチＡとＣが閉じられ、ＶｉがＶｏより高いと、正電流がＬ１、スイッチＡ、ＣおよびＬ２を流れる。その結果、エネルギーがＬ１およびＬ２に蓄積される。スイッチＡが開くと、Ｌ２およびスイッチＤが伝導路として機能し、エネルギーが出力に伝達される。
[0047] 異なる構成では、スイッチＢが閉じられ、スイッチＡを切り替えることが入力および出力間に共通線をもつフライバックコンバータという結果になる。この条件では、出力電圧が入力電圧より低い場合も高い場合もあり得る。スイッチＡが閉じられてスイッチＣが開かれると、出力電圧にかかわらず、Ｌ１、スイッチＡおよびスイッチＢを電流が流れる。この結果、エネルギーがＬ１に蓄積される。スイッチＡが開くと、Ｌ２およびスイッチＤが伝導路として機能し、エネルギーが出力に伝達される。
[0048] また別の構成では、スイッチＡがオンされ、スイッチＢがオンオフを切り替えて使用される。この場合、コンバータは改良型ブーストコンバータとして機能する。スイッチＢがオン、スイッチＣがオフであると、出力電圧にかかわらず、電流がスイッチＡ、ＢおよびＬ１を流れる。そのため、Ｌ１がエネルギーを蓄積する。スイッチＢがオフされ、スイッチＣがオンされると、Ｌ１およびＬ２からのインダクタエネルギーが出力に印加される。
[0049] スイッチＡおよびＢを切り替えることと、重複するデューティサイクルとの他の組合せを用いて、他の電圧または電流伝達比を達成することができる。これにより、異なる電流または電圧伝達比、および、等価分離パイ型トポロジー（equivalent Split-pi topology）を含む、他のスイッチング挙動が可能になる。
[0050] 本発明の１つの利点は、バック−ブースト機能を実施するための簡易化された制御スキームにある。全てのシナリオにおいて、スイッチＡは常に入力電流を切り替える入力電流経路内にある。あるシナリオでは、スイッチＢが伝達比の「モードチェンジャー」として機能して、フライバックコンバータモードかバックコンバータモードかを選択することができる。これら２つのスイッチは連動して動作することも、あるいは、それぞれ独立して動作することも可能である。これら２つのスイッチが独立して動作すると、高電圧ＤＣ−ＤＣおよびＡＣ−ＤＣコンバータの設計をさらに容易にすることが可能になる。例えば、スイッチＡをその電流に応じて起動し、スイッチＢを瞬時入力電圧レベルに基づいて起動することができる。これにより、スイッチＡは、他のスイッチと通信する必要なしに、高周波かつ非常に高い電圧で動くことができる。高電圧差で動くことが可能な高速通信経路を設計することは難しい課題であり、スイッチングされる高電圧ＤＣ−ＤＣコンバータにとっての主な制限要因の１つでもある。スイッチＡが常に入力電流経路内にあるので、当該スイッチを、入力負荷特性を監視し、かつ、所望の力率のために必要な調整をするために使用することができる。
[0051] 本発明の１つの利点は、より広い範囲での任意の伝達比にある。Ｌ１およびＬ２の両方が同一コア上にあるため、入力電力がＬ１およびＬ２の両方を通ると、インダクタンスは、Ｌ１、Ｌ２、またはＬ１とＬ２の合計よりかなり高くなる。例えばＬ１＝Ｌ２＝Ｌｘである場合、実効インダクタンスはほぼ４×Ｌｘである。このことは、コンバータがバックモードで動作する際により低いリップル電流とするのに役立つ。フライバックまたはブーストモードでは、Ｌ１だけが入力伝導経路内にあるので、入力スイッチＡはＬ１だけを考慮し、このＬ１はＬｘに等しい。この条件は、とりわけフライバックモードにとって有益であり、より高い周波数での動作が可能になる。より低いインダクタンスは電流をより速く立ち上げ、インダクタコア材料内部に同レベルの蓄積エネルギーをより短時間で達成する。フライバックまたはブーストモードの動作は、通常、入力電圧が出力電圧より低いかそれに近いときに必要になる。より高い周波数での動作は、寄生容量がより低い電圧で動作するために、より耐性が高い。入力電圧が低ければスイッチ遷移損失は小さい。バックモードの間、直列のＬ１およびＬ２によって形成される入力経路が考慮する高いインダクタンスは、リップル電流を下げるのに役立ち、寄生容量およびスイッチング損失を減少させる。異なるＬ１およびＬ２の値と比率を選択することにより、少ない数のコンポーネントで、非常に広い範囲で任意の電圧および電流伝達比を達成することができる一方、スイッチング損失を最小限にとどめることができる。
[0052] 同一コア上に第３のインダクタＬ３を追加して、３スイッチ構成または４スイッチ構成のいずれかで分離出力を生成することが可能である。それぞれの場合に、ＤＣ出力を生成するために、能動的に制御されるスイッチまたはダイオードが新たに必要になる。図５ａおよび５ｂは分離インダクタＬ３の例を示す。図５ａは、図１ａの回路に追加のインダクタＬ３とスイッチＤを加えて分離出力を生成するものを示す。図５ｂは、図３ａの分離出力版であり、インダクタＬ３とスイッチＥが追加されているものを示す。この構成は、２つの結合されたインダクタを用いる場合の利点の全てを備えつつ、分離ＤＣ出力を有する。
[0053] この新規なコンバータの複数のステージを、同様のステージや他の標準的ＤＣ−ＤＣステージにデイジーチェーン式につなげて電力変換の可能性を拡大することが可能である。後続ステージまたは先行ステージにおける単一または結合されたインダクタは、Ｌ１およびＬ２（および分離版ではＬ３）と同一コアに結合することも、あるいは、別個のコア上とすることも可能である。図６ａおよび６ｂはこのマルチステージアプローチの例を示す。図６ａでは、スイッチＢがオンされるか、または、スイッチＤがオンされると、スイッチＡの異なる戻り経路が生成される。スイッチＡが閉じられると、他のスイッチの状態、この場合はスイッチＢおよびＤの状態によって、電流は同一コア上の異なる巻線を通り得る。Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３の値およびスイッチＡ〜Ｅのデューティサイクルにより、異なる電圧または電流伝達比が生成可能である。同一コア上に新たなインダクタ、この場合はＬ３が存在すると、周波数またはデューティサイクルを極端な条件にすることなく、任意の伝達比を得るさらなる可能性が提供される。図６ｂは、同一コア上にｎ個のインダクタがあり、さらに多くのデイジーチェーン式につながれたステージを形成するためにより多くのスイッチがある場合を示している。
[0054] この新規なコンバータの１つの用途として、発光ダイオード（ＬＥＤ）の駆動がある。ＡＣ入力は、０からピーク正電圧まで、そして０に戻った後、負電圧になり、負のピークに達した後、再び０に戻るという変動する電圧をもつ。従来の商用および工業用ＡＣ電源では、これが通常１秒当たり５０または６０回起こる。このように広範囲に変動する電圧が高効率ＡＣ−ＤＣコンバータの設計を難しいものにしている。ＬＥＤストリングは、これを通して大きな電圧降下をもつことがある。良好な力率を維持するため、抵抗負荷と同様に、各サイクルにおいてＡＣ線から電力を流出させる必要がある。
[0055] 典型的なＡＣ−ＤＣ変換のアプローチは、ダイオードブリッジを用いて入力ＡＣを整流されたＤＣ電圧に変換し、その後、このＤＣ電圧をＤＣ−ＤＣコンバータの入力に用いて適切な出力電圧を生成するというものである。入力電圧がＬＥＤストリングの電圧降下よりも概ね高い場合、降圧レギュレータが必要である。入力電圧がＬＥＤストリングの電圧降下よりも概ね低い場合、昇圧レギュレータが必要である。開示されるコンバータは降圧および昇圧動作をサポートする。
[0056] ＡＣ電圧の変動により生じるＡＣ線のちらつき効果を除去または低減することが望ましい。ちらつく光の一般的な例は蛍光灯である。ＡＣで動作する蛍光ランプは、これを駆動するＡＣ線の周波数の２倍の周波数を生成することができる。ＡＣで駆動されるＬＥＤ光では、通常、ダイオードブリッジ整流器がＡＣ線周波数の２倍の優位周波数成分を有する出力を生成する。例えば６０ＨｚのＡＣ線の場合、ダイオードブリッジ整流器は１２０Ｈｚの優位周波数を有する出力を生成する。システムにエネルギーが蓄積されていないと、線間電圧の変化につれて光強度が変わり１２０Ｈｚのちらつきを起こし得る。人間は５０Ｈｚ程度より高い周波数の光のちらつきを目で見ることはできないが、人によっては、感覚系が何らかの形でこのちらつきを検出することができる。蛍光光が作業場に導入されて以来、頭痛、眼精疲労および全般的な目の不調が訴えられている。
[0057] 本発明はバックまたはブースト動作を実施する能力を有する。これにより、電力が入力から流出されない期間が短縮される。そのため、「遷移期間」と呼ばれる低い瞬時入力電圧中にＬＥＤを駆動するために必要な蓄積量が減少する。本発明で使用される別のアプローチは、出力負荷を、当該負荷と直列のコンデンサまたは超コンデンサを使って遷移期間中に駆動するというものである。簡易なブーストまたはフライバックステージをこのコンデンサに接続することができ、そのエネルギーを使って必要なときにＬＥＤを駆動することができる。
[0058] 図７ａは、直列の蓄積コンデンサＣｓをもつＬＥＤストリング７００を示す。ＡＣ入力が整流器７０２に印加されると、この整流器がＤＣ入力を生成し、それがＤＣ−ＤＣコンバータ７０４に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータ７０４の出力はＬＥＤストリング７００に印加される。コンデンサＣｓはＬＥＤストリング７００と直列になっており、電流がＬＥＤストリング７００を流れるとエネルギーを蓄積する。コントローラ７０６はコンデンサＣｓの入力および出力ノードに接続される。コントローラ７０６がブーストまたはフライバック変換を実施する。
[0059] コントローラ７０６は、遷移期間中、コンデンサＣｓの蓄積エネルギーを使ってＬＥＤストリング７００を駆動するように設計することができる。ＡＣ線から受け取る電気エネルギーが高い場合、エネルギーが蓄積され、このエネルギーが、ＡＣ線から受け取るエネルギーが低いときにＬＥＤストリング７００を駆動するために用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ７０４からの電力が増加するにつれて、出力電流によってＬＥＤストリング７００および直列コンデンサＣｓが充電される。ＬＥＤストリング７００の電圧降下は、コンデンサＣｓの電圧降下と相まって、ＤＣ−ＤＣコンバータ７０４により生成される電流を減少させる。瞬時電力はほぼ一定であり、Ｐ＝Ｖ×Ｉである。ここで、「Ｐ」は瞬時電力、「Ｖ」は出力電圧、「Ｉ」は出力電流である。出力に放出されるエネルギーのあるパケットにとっては、出力電圧降下の増大により実効電流が減少する。直列コンデンサＣｓに蓄積されたエネルギーは、０．５×Ｃｓ×Ｖ＾２として計算可能である。このエネルギーを使ってＬＥＤストリング７００を駆動すると、直列コンデンサの電圧降下が減少し、それにより実効スイッチングＤＣ−ＤＣ出力電流が増加する。適切な設計により、この直列コンデンサ（または超コンデンサ）の定格電圧を、ＬＥＤストリング７００の電圧降下より低く、これと等しく、または高くすることができる。このアプローチはちらつき削減のために必要な蓄積システムの設計を簡易化する。
[0060] 図７ｂは、同じステージに抵抗成分Ｒｓを追加したものを示す。Ｒｓは、ＬＥＤストリング７００およびＣｓと直列にすることが可能なセンス抵抗器である。Ｒｓは、ＬＥＤストリング電流の厳密な監視を可能にし、かつ、ちらつき削減ステージの精度を高めるための、非常に低い抵抗である。
[0061] 図８ａは、本発明の３スイッチ実施形態を組み込んだＡＣ−ＤＣコンバータの例を示す。ＡＣ入力は整流器８００に印加される。コントローラ８０２はスイッチＡ、ＢおよびＣのスイッチングを調節する。整流器８００からの整流されたＤＣ電圧がＤＣ出力より高い場合、コントローラ８０２はスイッチＡ、ＢおよびＣを以下のように構成する。スイッチＡを主切り替えスイッチとし、スイッチＣをスイッチＡの反対状態とする一方、スイッチＢはオフとする。これによりバックモードを模倣する。Ｒｓを流れる電流が直列のＬ１およびＬ２の飽和電流に達するまで、スイッチＡをオンにし、その後、Ｌ２を流れる電流がゼロに達するまでスイッチＡをオフ、スイッチＣをオンにする。これによりスイッチＡがアクティブとなる次のサイクルが開始される。
[0062] ブリッジ整流器８００からの整流されたＤＣ電圧が、（Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）×ＤＣ出力）よりも低い場合、コントローラ８０２はスイッチＡをオンに構成し、スイッチＢを主切り替えスイッチ、スイッチＣをスイッチＢの反転とする。これによりブースト等価な変換が提供される。スイッチＢは、Ｒｓの電流がＬ１飽和電流に達するまでオンにされ、その後、直列のＬ１およびＬ２を流れる電流がゼロに達するまでオフされる。
[0063] ブリッジ整流器８００からの整流されたＤＣ電圧が、（Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）×ＤＣ出力）とＤＣ出力の間にある場合、コントローラ８０２は各スイッチを以下の通り構成する。スイッチＡを主切り替えスイッチに、スイッチＢをオンに、スイッチＣをスイッチＡの反転状態にする。上述のように、これにより１つの共通入力出力線をもつフライバック変換が模倣される。スイッチＡは、Ｒｓの電流がＬ１飽和電流に達するまでオンされ、その後、Ｌ２を流れる電流がゼロに達するまでオフされる。図８ａにおいて、出力リップル電圧を減らすために、場合によってコンデンサＣｏｕｔがＤＣ出力に追加される。この種の出力コンデンサは本発明の他の実施形態でも使用し得る。
[0064] 図８ｂは４スイッチによる同様の回路を示す。コントローラ８０２はスイッチＡおよびＢのみを制御する。スイッチＣおよびスイッチＤはダイオードである。このコントローラは、本発明の他のコントローラと同様、バック、フライバック、ブーストの３つのモードを実施することができる。
[0065] 当業者であれば、本発明の比較的簡易な回路がわずか２つの能動スイッチによってバック、フライバックおよびブーストモードの動作をサポートすることを理解するであろう。これは、コンポーネントコストの削減、小型化および製造の容易性を促進する。有利なことに、各動作モードの間のデューティサイクル遷移は比較的小さく、それにより電力損失が減少する。例えば、３６ｘの入力電圧スパン（Ｖｏｕｔ／６からＶｏｕｔ×６の範囲の入力電圧）を、２５％を下ることのないデューティサイクル範囲によってサポートすることができる。１対１のフライバックコンバータでは、同じ３６ｘの入力電圧スパンにわたって、デューティサイクルが２．７％にも降下してしまい、大きな電力損失となる。したがって、本発明は、従来技術のフライバックコンバータに対してデューティサイクル効率の面で９．２５倍の向上をもたらす。
[0066] 本発明は、１００×（ｔＦＡＬＬ＋ｔＲＩＳＥ）の周期のスイッチング周波数をサポートしつつ、９ｘの入力電圧変化（例えば、Ｖｏｕｔ／３からＶｏｕｔ×３）にわたって９５％を超える効率を維持する。これは、１０ｎＳの立ち下がり・立ち上がり時間を有する典型的なスイッチでは、５００ＫＨｚのスイッチング速度になる。有利なことに、本発明の回路の構成は、わずか０．２５ｃｃ程のインダクタコアを使って５０Ｗを超える変換を可能にする。
[0067] ＬＥＤドライバ以外にも、本発明は、広範囲に変動するＡＣまたはＤＣ電圧をもつあらゆる環境で使用することができる。かかる用途の例としては、ノイズのある線からの電気通信機器駆動電力、ノート型コンピュータ、手持ち型デバイスといったバッテリで動作するデバイス、あるいは、自動車、電車、船舶、飛行機、その他の乗物の電源のためのＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＤＣコンバータがある。
[0068] 本発明の別の用途としては、あらゆる分離されたＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＤＣ電源がある。これには、携帯型電源、携帯型コンピュータ電源、サーバコンピュータ電源が含まれるがこれらに限られない。
[0069] 説明を目的とした上記の記載では、本発明の十分な理解のために特定の用語を用いた。しかしながら、特定の具体的事項が本発明の実施のために必要であるわけではないことが当業者には明らかであろう。したがって、本発明の特定の実施形態に関する上記の記載は、例示および説明の目的で提示される。かかる記載は、網羅的であること、あるいは、開示された形態そのものに本発明を限定することを意図したものではなく、当然のことながら、上記教示を考慮して多くの改変および変更が可能である。本発明の原理とその実際の用途をもっともよく説明し、それによって、本発明と、検討される特定の使用に適するようにさまざまな改変を加えたさまざまな実施形態とを他の当業者がもっともよく利用できるように、上記実施形態は選ばれかつ説明された。添付の特許請求の範囲およびその均等物によって本発明の範囲が画定されることが意図されている。

Claims (20)

  1. 共通コアに結合された２以上のインダクタと、
    少なくとも１つの能動スイッチが入力電流路内にある２以上の能動スイッチと、
    ＤＣ入力が前記２以上のインダクタのうちの１つ以上を通して送られて電力変換動作が実施されるように、前記２以上の能動スイッチを操作するコントローラと、
    を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 前記電力変換動作がブースト動作である、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 前記電力変換動作がバック動作である、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 前記電力変換動作がフライバック動作である、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 受動スイッチをさらに含む、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 前記少なくとも１つの入力スイッチが入力負荷特性を監視する、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  7. 少なくとも１つのスイッチが出力負荷特性を監視する、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  8. 前記少なくとも１つの入力スイッチが残りのスイッチより大きい、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  9. セラミックコンデンサをさらに含む、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  10. 前記コントローラが２５％以上のデューティサイクルのみを採用する、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  11. 共通コアに結合された２以上のインダクタと、
    少なくとも１つの能動スイッチが入力電流路内にある２〜４の能動スイッチと、
    ＤＣ入力が前記２以上のインダクタのうちの１つ以上を通して送られてバック、ブーストおよびフライバック電力変換動作が交互に実施されるように、前記２〜４の能動スイッチを操作するコントローラと、
    を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
  12. 受動スイッチをさらに含む、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  13. 前記少なくとも１つの入力スイッチが入力負荷特性を監視する、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  14. 少なくとも１つのスイッチが出力負荷特性を監視する、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  15. 前記少なくとも１つの入力スイッチが残りのスイッチより大きい、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  16. セラミックコンデンサをさらに含む、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  17. 前記コントローラが２５％以上のデューティサイクルのみを採用する、請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  18. ＤＣ入力を受け取ることと、
    ２５％〜１００％の交流デューティサイクルをもつ制御信号を能動スイッチに印加することと、
    前記制御信号に応答して、共通コア上の２以上のインダクタのうちの少なくとも１つを通して前記ＤＣ入力を送り、バック、ブーストおよびフライバック電力変換動作を交互に実施することと、
    を含むＤＣ電力変換方法。
  19. 入力負荷特性を監視するための能動スイッチを採用することをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
  20. 出力負荷特性を監視するための能動スイッチを採用することをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
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