JP2017534155A - ドライバ回路及び方法 - Google Patents

Abstract

ドライバ回路は、第１の端子及び第２の端子１０ａ，１０ｂを含む入力電圧１０に基づき負荷５１に電流を提供するドライバユニット５０を有する。ドライバユニット５０は、入力と負荷の間に電流調整素子Ｑ３を含むリニアドライバを含み、前記素子は、制御可能な抵抗特性を有する。ドライバユニット５０及び入力電圧と直列になっている補償ユニット５２は、補償電圧を提供する。これは、入力電圧及び負荷の動作条件に依拠してドライバユニット間の電圧を制御するために使用される。補償ユニット５２は、スイッチモード電力コンバータとそのスイッチモード電力コンバータのエネルギー源として第２のコンデンサＣ２とを含み、電流調整素子Ｑ３、負荷５１及び第２のコンデンサＣ２は、第１の端子と第２の端子１０ａ，１０ｂとの間に直列接続されている。このようにすることで、ドライバユニットの動作範囲は、ドライバユニット上での電力損失を低減するように低減され得、補償電圧はまた、全体的なシステム効率を高めるためにエネルギー獲得システムと併用され得る。

Description

本発明は、電流を負荷に送るためのドライバ回路に関する。好ましい実施例において、本発明は、ＤＣ電圧入力を受け取り、負荷への印加のためのＤＣ出力電圧を生成する、ドライバに関する。

省エネルギーは、あらゆるシステム又はデバイスにおいて最も重要な要件のうちの１つである。この目的のために、ＡＣグリッドは、一部の用途においてローカルＤＣグリッドに置き換えられつつある。

ＤＣグリッドの１つの利点は、それらがＬＥＤベースの照明にコンパクトで安価な非常に信頼性の高いリニアドライバを利用する機会を提供することである。

実際に、エネルギー消費を低減するために、ＬＥＤドライバにおいても調光制御技術が採用されてきた。広い調光範囲が、異なる動作条件に対処するために必要とされる。旧来、異なる部類の調光方法（アナログ調光及びパルス幅変調（ＰＷＭ）調光を含む）が存在する。

アナログ調光において、電流振幅調整は、本質的に色温度変動を引き起こす。アナログ調光の使用は、ＬＥＤの色が重要である用途においては推奨されない。

ＰＷＭ調光において、ＬＥＤ光を駆動するために使用されるＬＥＤ電流の平均量は、通常、ＰＷＭ信号のパルス幅及び周期に基づき決定される。調光レベルを低下させ、ＬＥＤ電流のオンサイクルを短縮すると、ヒトの眼は、光のフリッカーを知覚し得る。このことが、ＬＥＤデバイスから予測可能で且つ許容可能な性能を達成するための調光範囲（特に言うなら、最小パルス幅の閾値）を制限する。加えて、ＬＥＤドライバの効率は、低い調光レベルにおいては８５〜９０％の範囲である。

ＬＥＤ調光のための様々な制御方法が、カラーシフト及びフリッカーを制御するために知られている。一般的な照明用途（屋内及び屋外照明）において、効率及びフリッカーの問題は、カラーシフトの問題よりも重要である。よって、アナログ調光が、屋内及び屋外照明用途において検討され得る。さらに、ローカルグリッドであるＤＣグリッドを用いる用途において、バス電圧変動（±２％）は、通常は本線ＡＣ用途（±１５％）の場合よりも少ないので、図１に示されるような、ＬＥＤベースの照明のための単純で安価な非常に信頼性の高いリニアドライバが使用され得る。

図１に示されたドライバ回路は、ＤＣ入力１０（例えば、バス電圧）、ＬＥＤのストリングの形態の負荷１２、及びリニアＬＥＤドライバ１４を含む。

リニアＬＥＤドライバ１４は、負荷に応じて変化する抵抗を提供し、一定の出力電圧を結果としてもたらす。これは、調整デバイスとして機能し、可変抵抗のように動作するようにさせられ、一定の出力電圧を維持するように電圧ドライバ回路網を継続的に調整し、入力電圧と調整された電圧との間の差を廃熱として継続的に浪費する。リニアレギュレータの調整された電圧は、常に入力電圧よりも低くなければならないので、効率が制限され、入力電圧は、能動デバイスがいくらかの電圧を下げるのを常に可能となるよう十分に高くなければならない。

リニアドライバは、電源と調整される負荷との間に配置される場合もあるし（直列レギュレータ）、負荷と並列に配置される場合もある（分路レギュレータ）。単純なリニアレギュレータは、例えば、ツェナーダイオード及び直列レギュレータのみを含有し得るのに対して、より複雑なレギュレータは、電圧基準、誤差増幅器及び電力通過素子の別個の段を含む。エミッタフォロワ段が、単純な直列電圧レギュレータを形成するために使用され得る。

様々なＤＣバス電圧におけるリニアＬＥＤドライバの一例の測定された効率プロファイルが図２に示されている。駆動されるＬＥＤ装置は、例えば、２０ＷのＬＥＤ負荷を与える２つの並列の、２つの直列ＬＥＤからなるストリングの構成を含む。

Ｄ軸（横軸）は調光レベルを表し、Ｅ軸（縦軸）は効率を表す。図２は、３つの異なる入力バス電圧、すなわち、プロット２０は２００Ｖ、プロット２２は２１０Ｖ及びプロット２４は２２０Ｖを示しており、この図は、効率を調光レベルの関数として示している。図２から、リニアＬＥＤドライバの効率が、入力−出力間の電圧差に対して非常に敏感であることが明らかである。

図３は、調光レベルＤの関数として、リニアＬＥＤドライバの効率的な動作に必要とされる入力ＤＣ電圧Ｖ_ＤＣの特徴を示している。調光レベルの上昇（すなわち、ｘ軸に沿った％駆動レベルの低下）に伴って、ＬＥＤ及びリニアドライバ間の必要とされる入力バス電圧が低減される。これは、ＬＥＤストリング電圧のＬＥＤ電流レベルへの自然な依存によるものである。特に、ＬＥＤストリング電圧は、ＬＥＤ電流の低下に伴って低下する。固定されたＤＣグリッド電圧を用いると、リニアＬＥＤドライバの効率は、より効率的なスイッチモードＬＥＤドライバに比べて急激に落ちる。

リニアドライバのそうしたより低い効率は、国際公開第２０１４／０８０３３７号に開示されるように適応ＤＣグリッド電圧を提供することにより対処され得る。この解決策の問題点は、バッチ毎の製造プロセスにおける変動によるＬＥＤ特性の変動により、完全な照明システムについて、それらの多くがそれらの最大効率では動作しないため、効率の数値が悪化することである。この問題を回避するために、ビニングが採用され得る。しかしながら、これも、多数の照明装置間の温度及び経年変化の変動を処理するには十分ではないだろう。

照明装置間のそのような変動の例が図４に示されており、この図は、３つの異なる照明装置、すなわちＬ１、Ｌ２及びＬ３について、調光レベルに対する電圧の、異なる曲線を示している。照明装置の複数の組がデイジーチェーンモードで接続され得る大規模な設備においては、各照明装置は、ケーブル抵抗により異なる電圧入力を経験し、ＤＣバスは、ＤＣコントローラスイッチボックスの出力から１００Ｈｚのリップルを経験する。これらの実施上の問題により、全ての可能な調光レベルにおいてリニアＬＥＤドライバについてそれほど高い効率が得られない。したがって、全調光範囲（すなわち、１００％から１０％まで）にわたり、ビニングを用いたＬＥＤの特徴付けを必要とすることなしに、リニアＬＥＤドライバが非常に高い（例えば、９６％より高い）効率で動作することを可能にする解決策の必要性が存在する。

公知の能動ドライバ解決策は、定格容量の、よってより大きな設置面積及びより高価な構成部分を必要とする。

米国特許第８，７１０，７５２号明細書は、複数のＬＥＤストリングを駆動するシステムを開示しており、このシステムにおいては、各ストリングについての最適電流レベルが決定される。これは、ＬＥＤドライバのサイズを低減することを目的としている。回路は、ブースト変換器及びリニア変換器を併せ持つ。

図２に示される特徴に基づけば、所与の調光レベルにおいて、ドライバ及びＬＥＤ間の電圧が異なれば、ドライバの効率は異なる。これは、ＬＥＤストリング順方向電圧がその所与の調光レベルにおいて一定のままであり、入力電圧とＬＥＤストリング順方向電圧の間の差がリニアドライバ間に付与され、これが電力損失を生じるからである。この差が大きければ大きいほど、効率は低くなる。よって、入力電圧がどのように変化するかに関わらず、所与の調光レベルにおいてリニアドライバの最適な効率を達成することが有利であろう。さらに、図２及び図３に示されるように、異なる調光レベルは、最適な効率を達成するためにドライバ及びＬＥＤ間の異なる電圧を必要とし、よって、調光レベルがどのように変化するかに関わらず、リニアドライバの最適な効率を達成することも有利であろう。

米国特許出願公開第２０１２／００６８６２６Ａ１号明細書は、電圧供給源、スイッチングレギュレータ、及びリニア電流レギュレータとＬＥＤ負荷とのカスケード接続を開示している。ここで、このスイッチングレギュレータはバックコンバータであり、ドライブ電圧Ｖｄｒｉｖｅを電流レギュレータに提供し、電流レギュレータ内の過剰電力の著しい浪費を回避する。

この先行技術においては、電力損失を低減するために、リニアスイッチ上での電圧降下を提供するためにバックコンバータが使用される。

本出願の目的は、電力損失を低減するようにリニアスイッチ上での電圧降下を最適化するための代替的な解決策を提供することである。少なくとも上記の問題に対処するために、本発明は、特許請求の範囲により規定される。

本発明の実施形態の非常に基本的な考え方は、入力端子間においてリニアスイッチ及び負荷と直列接続されるコンデンサであって、リニアスイッチ間の電圧をリニアスイッチのより効率的な動作点でもたらすためにリニアスイッチ間の電圧を調整するように入力電圧及びＬＥＤ間の電圧に応じてコンデンサ上の電圧を調整するコンデンサを提供することである。ＬＥＤ間の電圧は、通常、その動作条件（例えば、調光レベル、経年変化及び温度）に関係する。

本発明の態様によれば、
第１の端子及び第２の端子（１０ａ，１０ｂ）を含む、入力電圧を受け取るための入力部と、
入力電圧から負荷の電流を提供するためのドライバユニット（ここで、ドライバユニット（５０）は、入力部と負荷との間に電流調整素子（Ｑ３）を含むリニアドライバを含み、前記電流調整素子は、制御可能な抵抗特性を有する）と、
補償電圧を提供し、これにより、入力電圧及び負荷の動作条件に依拠してドライバユニット間の電圧を制御するための、ドライバユニット及び入力部に直列の補償ユニットと
を含む、電流を負荷に送るためのドライバ回路であって、
補償ユニット（５２）は、スイッチモード電力コンバータとスイッチモード電力コンバータのエネルギー源として第２のコンデンサ（Ｃ２）とを含み、電流調整素子（Ｑ３）、負荷（５１）及び第２のコンデンサ（Ｃ２）は、第１の端子と第２の端子と（１０ａ，１０ｂ）の間において直列接続されている、ドライバ回路が提供される。

この構成は、ドライバユニットを、補償電圧を提供する補償ユニットと組み合わせる。補償電圧は、特定の動作条件及び入力電圧に依拠することでドライバ間の特定の電圧を結果としてもたらし、したがってこの電圧は、もはやドライバユニットだけによって決定されるものではない。このようにすることで、ドライバ回路をより効率的に動作させ得る。例えば、異なる入力電圧及び異なる負荷の動作条件は、ドライバ回路に、ドライバユニット間の電圧を、効率的に機能するために操作するよう影響を与える。

入力電圧は、好ましくはＤＣ電圧であり、ドライバ回路は、ＤＣ出力電圧を送るためのものである。しかしながら、本発明の概念は、ＡＣシステムにも適用され得る。

補償用電圧を用いて必要とされる電圧ステップを提供することにより、その必要とされる電圧ステップからも、エネルギーが獲得され得る。この実施形態は、獲得されたエネルギーが他の構成部分によって使用される場合又は再度入力に送り戻され得る場合には、効率をさらに改善し得る。

一実施例において、異なる動作条件は、異なる負荷出力レベル（例えば、照明システムの調光レベル）に関係し得る。あるいは、異なる動作条件は、同じ所望の出力レベルについてではあるが、例えば異なる温度又は異なる経年変化の程度と関連付けられ得る。

ドライバユニットは、ドライバユニットにおける電力損失を低減するために小さな電圧降下を有し得る。最大電圧降下は、所望の効率及び供給／入力電圧の変動に対するヘッドルーム（例えば、１〜２％）を与えるように選択され得る。この上限は、約２２０Ｖの高電圧供給に対して４Ｖという低さであり得、それは、さらに低く（例えば、１Ｖだけに）なり得る。補償ユニットは、入力供給電圧と負荷に対する所望の最適動作電圧との間の差の主要部分を提供する。

補償ユニットは、スイッチモード電力コンバータを含み得、この場合、補償電圧は、補償ユニットの動作のデューティサイクルを変更することにより提供され得る。

補償ユニットの効果は、負荷変動が補償ユニットにより対処され、より調整された供給がドライバユニットにより送られることを可能にするので、ドライバユニットが最大定格ドライバである必要がないことである。

ドライバユニットは、好ましくはリニアドライバを含み、前記リニアドライバは、入力と負荷との間に電流調整素子を含み、前記電流調整素子は、制御可能な抵抗特性を有する。旧来、入力電圧と負荷電圧との間の電圧差は、リニアドライバ間に完全に付与されている。リニアドライバは固有の非効率性を有することから、ドライバ間の電圧差に敏感であることの欠点は、電圧差が大きくなれば電力損失も大きくなることである。しかしながら、この実施形態において、リニアドライバ間の電圧差は、補償ユニットの導入によって低減される。これは、電力浪費を低減し、よって効率を高める。

補償ユニットは、スイッチモード電力コンバータ（例えば、ＤＣ−ＤＣブーストコンバータ）を含み得る。この電力コンバータは、一例において、エネルギーを獲得するために使用され得る出力を生成し得る。入力電圧と負荷電圧との間の旧来の電圧差の大部分がリニアドライバユニットから補償ユニットに移されるのであるが、スイッチモード電力コンバータは、高効率の固有の利点を有するので、この電力／電圧の大部分は、大きな電力損失に繋がらない。換言すれば、旧来、電力が付与されていた高電力損失ユニットであるリニアドライバが、低電力損失ユニットであるスイッチモード電力変換器に再配置される。よって、全体的な効率が改善される。

入力は、好ましくは、第１の端子及び第２の端子を含み、回路は、その第１の端子と第２の端子との間に第１のコンデンサを含む。補償ユニットは、好ましくは、電力変換器のエネルギー源として第２のコンデンサを含み、ドライバユニット、負荷及び第２のコンデンサは、第１の端子と第２の端子との間で直列である。第２のコンデンサは、所望の補償電圧に対応するレベルを保つために充電及び放電される。負荷がＬＥＤ装置の形態である場合については、ＬＥＤ装置を通る電流は、一般的に、特定の調光レベルに対して固定される。電力変換器は、第２のコンデンサ間の電圧を変更するために変更されるデューティサイクルを有する。

よって、第２のコンデンサは、第２のコンデンサ間の電圧降下を有し、したがって、ドライバユニット間の残りの電圧を決定する。

補償ユニットのスイッチモード電力コンバータは、誘導性ＤＣ−ＤＣブーストコンバータを含み得、これは、電力スイッチ及びインダクタを含み、前記電力スイッチは、第２のコンデンサ間の電圧を前記補償電圧として設定するように、交互にオン及びオフになって第２のコンデンサからエネルギーを放出するように適合される。この実施形態は、補償ユニットのスイッチモード電力コンバータの特定の実施を提供する。入力電圧に対して補償電圧は比較的小さいので、そのようなブーストコンバータは、システム内での他の使用のために補償電圧をより高い電圧に上げ得る。低電圧構成部分が補償ユニットの獲得エネルギーによって電力供給されることになる場合は、バックコンバータもまた使用され得ることに留意されたい。

誘導性ＤＣ−ＤＣブーストコンバータは、好ましくは、出力ダイオードを通って外部電圧供給源又は入力部のいずれかと接続するように適合されている出力部を有する。これは、ドライバユニットが所望の電圧点において動作するために必要とされる電圧降下の結果として浪費されるエネルギーの獲得を提供する。

負荷の動作条件は、以下のもの、すなわち、
動作電流、
負荷の経年変化又は
負荷の動作温度
のうちのいずれか１つ以上を含み得る。

これらの動作条件の各々は、ある特定の負荷電圧を結果としてもたらし得る。補償ユニットは、したがって、その特定の負荷電圧及び入力電圧下において所望の効率を達成するようにドライバ間の電圧を設定する補償電圧を提供するように適合される。

負荷は、ＬＥＤ装置を含み得、回路は、
動作条件が与えられたＬＥＤ装置の所望の動作電圧を得るための第１のユニットと、
入力電圧を得るための第２のユニットと、
入力電圧とＬＥＤ装置の所望の動作電圧との間の差の大部分の振幅を有する補償電圧を提供するように補償ユニットを設定するように適合されたコントローラと
をさらに含む。

このようにすることで、コントローラは、動作条件及び入力電圧に依拠して補償電圧を駆動するために使用される。コントローラは、補償ユニット間の電圧、よってドライバユニット間の電圧を適宜制御する。

回路は、例えば、ＬＥＤ装置の調光レベルを受け取るように適合され、第１のユニットは、
前記調光レベルを、当該調光レベルを提供するための動作電流レベルと相関させ、
その動作電流レベルに応じてＬＥＤ装置の前記所望の動作電圧を得る
ように適合され、
前記ドライバユニットは、前記動作電流レベルをＬＥＤ装置に送るように適合され、コントローラは、ドライバユニット間の電圧を最小限に抑える補償電圧を提供するように補償ユニットを設定するように適合される。

このようにすることで、ドライバユニットは、特定の調光レベルのための最も効率的な動作電圧において動作され、ドライバユニット間の必要とされる電圧降下が効率的に管理される。特定の調光レベルは、したがって、考慮される主要な動作特性であるが、他の特性（例えば、温度及び経年変化）も追加的に考慮され得る。

コントローラは、ドライバユニット間の電圧降下を許容動作条件の範囲について最大値を有するように構成するようにさらに適合され得、許容動作条件の範囲について、その最大値は、最大補償電圧のせいぜいｋ倍であり、ここで、ｋ＝０．５、より好ましくはｋ＝０．３、さらにより好ましくはｋ＝０．２であり、且つ／又は前記最大補償電圧は、最大ＤＣ入力電圧の０．２倍未満である。

このようにすることで、供給入力電圧と負荷電圧との間の所望の低減のほとんどが、補償ユニットにより処理される。しかしながら、補償ユニットは、小さく安価なユニットであり得る。

本発明の別の態様は、
本発明の実施形態のドライバ回路と、
そのドライバ回路により駆動される、ＬＥＤ装置を含む負荷と
を含む照明回路を提供する。

本発明の別の態様は、
入力電圧を受け取ることと、
その入力電圧からドライバユニットを介して負荷に電流を提供することと、
入力電圧とドライバユニットとの間に補償電圧を提供して、これにより、入力電圧及び負荷の動作条件に依拠してドライバユニット間の電圧を調整することと
を含む、負荷に電流を送るための駆動方法を提供する。

補償電圧は、動作条件下において所望の効率を達成するようにドライバユニット間の電圧を設定する。

補償電圧は、入力電圧と所与の動作条件における所望の負荷動作電圧との間の差の大部分の振幅を有している。よって、入力電圧との電圧の差は、主として補償電圧によって処理される。

電流を提供することは、例えば、リニア電流レギュレータを用いて負荷に電流を提供することを含み、補償電圧を提供することは、スイッチモード電力コンバータ（例えば、ＤＣ−ＤＣブーストコンバータ）を操作することを含む。このようにすることで、リニアレギュレータ（例えば、定電流リニアレギュレータ）が、電力コンバータと組み合わされる。

スイッチモード電力コンバータからの出力は、出力ダイオードを通って入力部又は外部電圧供給源のいずれかに提供され得る。これは、エネルギー獲得を提供する。

負荷がＬＥＤ装置を含む場合、当該方法は、
ＬＥＤ装置の調光レベルを受け取ることと、
前記調光レベルを、当該調光レベルを提供するための動作電流レベルと相関させることと、
動作電流レベルに応じて所望の動作電圧を得ることと、
前記動作電流レベルをＬＥＤ装置に送ることと、
補償電圧を提供してドライバユニット間の電圧を制御し、ドライバユニットにその電流レベルにおいて所望の効率を達成させることと
を含み得る。

本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載される実施形態（１つ又は複数）から明らかになり、それらを参照して説明される。

次に、添付の図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。

公知のＬＥＤドライバ回路を示している。 様々なＤＣバス電圧におけるリニアＬＥＤドライバの一例の効率プロファイルを示している。 リニアＬＥＤドライバの効率的な動作に必要とされる入力ＤＣ電圧の特徴を、調光レベルの関数として示している。 調光レベルに対する電圧の曲線の照明装置間の変動を示している。 概略的な形態でドライバ回路の最も重要な実施例を示している。 図５の回路についての回路実装を示している。 図６の回路についての回路シミュレーションを示している。 固定入力電圧を用いた最高輝度モードの間のシミュレーション結果を示している。 固定入力電圧を用いた１／３輝度モードの間のシミュレーション結果を示している。 適応入力電圧を用いた１／３輝度モードの間のシミュレーション結果を示している。 本発明の方法の一実施例を示している。

本発明の実施形態は、ドライバユニットが入力電圧から負荷の電流を提供し、ドライバユニットと直列になっている補償ユニットが補償電圧を提供する、ドライバ回路を提供する。この補償電圧は、入力電圧及び負荷の動作条件に依拠してドライバユニット間の電圧を調整するために使用される。このようにすることで、ドライバユニットの動作範囲が縮小され得、ドライバユニットにおける電力損失が低減される。しかしながら、所望の動作電圧は、負荷間に存続する。好ましくは、補償電圧はまた、全体的なシステム効率を高めるためにエネルギー獲得システムと併用され得る。

本発明の実施形態を、ＬＥＤ装置を駆動するための１つの好ましい用途に基づき説明する。

図５は、機能ブロックを用いた回路を示しており、これは、一定の所望のＬＥＤ電流を提供するための主要リニアＬＥＤドライバ５０を含む。典型的に回路電力消費の９５〜９８％は、ドライバ５０及びＬＥＤ装置５１の組み合わせにおいて起こる。リニアドライバは、調節された又は調節されていない電流出力を提供し得る。回路は全体として、広い調光範囲を容易にすることを目的とする。

主要リニアドライバと直列にカスケード接続されているのは、コンパクトな小型ブーストコンバータ５２の形態の補償ユニットである。小型ブーストコンバータ５２は、単独のドライバとして必要とされるであろうよりもはるかに小さいサイズ（例えば、一般的に採用される通常のブーストドライバの能力の約１０分の１）を有し、これが、「小型」という用語の意味を説明する。小型ブーストコンバータ５２は、電力消費の約２〜５％を処理する。ドライバ５０／ＬＥＤ５１の電力消費及び補償ユニット５２の電力消費が合わさって、全１００％の電力を構成する。

小型ブーストコンバータ５２により生成される電力は、任意選択で、ＤＣグリッド又は（例えば、センサ又はコントローラに電力を供給するための）専用電源に電力を送り戻すために使用され得る。

リニアＬＥＤドライバは、以下に述べられるように９５〜９８％の効率で動作し得、小型ブーストコンバータは、８５％より高い効率で動作し得る。リニアドライバを使用して電力の少なくとも９５％を処理することは、全体的な効率が９４％（０．９５＊０．９５＋０．８５＊０．０５）より高いことを意味する。

図６は、ＬＥＤストリング電圧がＤＣバス電圧未満であるより詳細な回路実施形態を示している。

入力電源は、第１端子及び第２端子１０ａ，１０ｂを含み、回路は、第１の端子と第２の端子との間に第１のコンデンサＣ１を含む。この第１のコンデンサの機能は、入力電圧の高周波数成分を取り除くことである。

補償ユニット５２は、スイッチモード電力コンバータと、当該電力コンバータのエネルギー源としての第２のコンデンサＣ２とを共に含む。ドライバユニット５０、負荷５１及び第２のコンデンサＣ２は、第１の端子と第２の端子１０ａ，１０ｂとの間で直列である。

示された実施例において、スイッチモード電力コンバータは、電力スイッチＳ１及びインダクタＬ１を含む誘導性ＤＣ−ＤＣブーストコンバータを含む。第２のコンデンサＣ２及びインダクタＬ１は、インダクタＬ１及びコンデンサＣ２の直列の組み合わせと並列になって電力スイッチＳ１と直列になっている。電力スイッチＳ１は、補償電圧を規定するように第２のコンデンサＣ２間の電圧を設定するように、交互にオン及びオフになって第２のコンデンサＣ２からエネルギーを放出するように適合されている。

第２のコンデンサＣ２は、スイッチモードの電力コンバータの入力電圧を有効に保持し、これは、リニアドライバ５０からの調整された電流出力によって充電される。一実施例において、ブーストコンバータは、エネルギーを回路電源に還流させ得るように、第２のコンデンサＣ２間の電圧をＤＣバス電圧まで上げる。補償ユニットの出力は、代わりに外部電圧供給源（Ｖ_Ａｕｘ）にも接続され得る。エネルギー獲得のための電流を供給するための出力ダイオードＤ４が示されている。コンデンサＣ２上で蓄積されたエネルギーは、ＤＣグリッド又は別の入力電源若しくはローカル監視回路（センサを含む）に送り戻され得る。

回路は、端子１０ａ，１０ｂ間の入力電圧とＬＥＤストリング５１間の電圧の間の差がリニアドライバ５０と補償ユニット５２との間で共有されることを規定する。

よって、この回路構成は、リニアドライバを配置し、ＬＥＤストリングが１つの枝として直列になっており、２つのコンデンサＣ１及びＣ２が、並列の第２の枝として直列になっている。図６の回路において、電圧調整の２〜４％がリニアドライバ５０によって制御されており、これを超える電圧調整は、小型ブーストコンバータ５２によって実施される。

リニアドライバ５０及び補償ユニットは、負荷間の所望の電流及び電圧、並びに補償ユニット間の電圧降下及びリニアドライバ間の電圧降下の所望の共有を提供するように、コントローラ５４により制御される。

コントローラ５４は、ＬＥＤ装置の所望の動作電圧の指示を受け取る。これは、第１の入力ユニット５６により提供される。このユニットは、
温度、
経年変化の度合いを示す情報、
必要とされる調光レベル
を含み得る情報「ｉ」を処理する。

実際上、動作条件は、本質的に、ＬＥＤストリングの順方向電圧であるＬＥＤ装置の特定の動作電圧を導き、したがって、能動検知は必要とされず、情報はドライブ条件に関連し得る。しかしながら、検知もまた使用され得る。例えば、ＬＥＤの経年数として、ＬＥＤ装置を通って流れる特定の動作電流が、対応する動作電圧を生成する。よって、第１のユニット５６は、ＬＥＤ装置の所望の動作電圧の指示を受け取るようにＬＥＤ装置間の電圧差を検出し得る。あるいは、動作電圧と動作条件（例えば、電流、経年変化及び温度）との間のマッピングを示す、コントローラ５４において設定される予め記憶されたデータも存在し得る。温度は、ＬＥＤ近くの温度センサによって検出され得、経年変化時間は、運転時間記録に基づきコントローラにより引き出され得、電流は、入力調光レベルによって得られる。

第２のユニット５８は、入力電圧を得て、これをコントローラ５４に提供する。コントローラは、入力電圧Ｖ_ｉｎとＬＥＤ装置の所望の動作電圧Ｖ_{ｄｅｓｉｒｅｄ}との間の差の大部分の振幅を有する補償電圧を選択する。よって、必要とされる電圧降下のほとんどが、補償ユニットにより処理される。上で述べたように、入力電圧の２％のドライバユニット間の電圧を提供するように指示するためには、補償電圧の振幅は、入力電圧とＬＥＤ動作電圧との間の差から入力電圧の２％を引いたものとなる。

コントローラはまた、リニアドライバ５０を制御することにより電流レベルを設定する。電流レベルは、第１のユニット５６に提供される情報の一部を構成し得る所望の調光レベルに基づき選択される。

あるいは、調光レベルは、当該調光レベルを提供するための動作電流レベルと相関させられ得る。ＬＥＤ及びリニアドライバの所望の動作電圧は、したがって、リニアドライバの所望の効率を達成するために、図２及び図３を参照して説明された関係を用いて、動作電流レベルに応じて送られ得る。したがって、リニアドライバ５０は、動作電流レベルをＬＥＤ装置に送るようにコントローラ５４により制御され、コントローラ５４はまた、入力電圧と図２及び図３に示されるようなＬＥＤ及びリニアドライバの所望の動作電圧との間の差である補償電圧を提供してドライバユニットにその電流レベルにおいてその入力電圧についての所望の効率を達成させるように補償ユニットを設定するように適合される。

第１のユニット５６及び第２のユニット５８は、説明しやすいように別個のユニットとして示されているにすぎないことに留意されたい。実際には、それらはコントローラ５４の一部を構成し得、これが、必要とされる入力を受け取り、リニアドライバ及び補償ユニットを制御するのに適した信号を送る。

図７は、小型ブーストコンバータの出力が入力電源Ｖｉｎに接続されている、図６の回路についての、より具体的な回路トポロジーを示している。

これはまた、リニアドライバ５０の一例も示している。

リニアドライバは、入力部と負荷との間にエミッタフォロワ電力トランジスタＱ３の形態の電流調整素子を含む。このトランジスタは、制御可能な抵抗特性を有する。抵抗は、ベース抵抗器Ｒ５を介してトランジスタＱ１のベースに供給される入力電圧Ｖｉｎ１により制御される。

電圧Ｖｉｎ１は、リニアドライバを制御する。電圧Ｖｉｎ１は、トランジスタＱ２のベース電流を制御し、よってこれが、電力トランジスタＱ３のベース電流であるトランジスタＱ２のコレクタ電流を制御する。電力トランジスタＱ３のベース電流は、リニアドライバを通って負荷に流れる電流を変更する。

ＬＥＤ装置は、例えば、定格２００Ｖ、１００ｍＡのＬＥＤストリングを含む。よって、回路は全体として、２０ＷのＬＥＤドライバであり、２２０ＶのＤＣグリッドに基づく。

図８は、最高輝度モード（１００ｍＡ）の間の２２０Ｖの固定ＤＣ入力電圧についてのシミュレーション結果を示している。図９は、１／３輝度モード（３３ｍＡ）の間の２２０Ｖの固定ＤＣ入力電圧についてのシミュレーション結果を示している。

各場合において、プロット（ａ）は、線８０として小型ブーストコンバータの出力を、線８２としてリニアドライバ間の電圧降下を示している。プロット（ｂ）は、小型ブーストコンバータのインダクタ電流を示している。プロット（ｃ）はＬＥＤ電流を示し、プロット（ｄ）はＬＥＤ電圧を示す。

結果から、リニアドライバ間の電圧降下は、およそ４Ｖ（２２０ＶのＤＣの約２％）であることが分かる。その電流におけるＬＥＤストリング電圧は２００Ｖである。入力ＤＣグリッド電圧とＬＥＤストリング電圧との間の差から上記の電圧降下を引いたものが、良好な効率を達成するために小型ブーストコンバータ５２により吸収される。この場合において、小型ブーストコンバータの出力電圧は、最高輝度モードの間においては１６Ｖであり、１／３輝度ではＬＥＤストリング電圧は１９１Ｖまで下げられるため、調光によるＬＥＤストリング電圧の変化を吸収するために１／３輝度モードの間においては２５Ｖまで増大される。

これらの結果は、２２０Ｖの固定ＤＣ供給電圧に基づくものである。

効率性能が計算され得る。

（ｉ）最高輝度モード
ＬＥＤ電力＝２００Ｖ＊１００ｍＡ＝２０Ｗ
リニアドライバ間の電力損失＝４Ｖ＊１００ｍＡ＝０．４Ｗ
小型ブーストコンバータにより処理される電力＝１６Ｖ＊１００ｍＡ＝１．６Ｗ
小型ブーストコンバータについて８０％の効率を想定すると、この動作における電力損失＝１．６＊０．２＝０．３２Ｗ
入力電力＝２０Ｗ＋０．４Ｗ＋０．３２Ｗ＝２０．７２Ｗ
効率＝出力電力／入力電力＝２０／２０．７２＝９６．５％

（ｉｉ）１／３輝度モード
ＬＥＤ電力＝１９１Ｖ＊３３ｍＡ＝６．３０３Ｗ
リニアドライバ間の電力損失＝４Ｖ＊３３ｍＡ＝０．１３２Ｗ
小型ブーストコンバータにより処理される電力＝２５Ｖ＊３３ｍＡ＝０．８２５Ｗ
３０％の調光レベルで小型ブーストコンバータについて７０％の効率を想定すると、この動作における電力損失＝０．８２５＊０．３＝０．２４７５Ｗ
入力電力＝６．３０３Ｗ＋０．１３２Ｗ＋０．２４７５Ｗ＝６．６８２Ｗ
効率＝出力電力／入力電力＝６．３０３／６．６８２＝９４．３２％

リニアレギュレータのみを用いたならば、１／３輝度における効率は、６．３０３Ｗ／（６．３０３Ｗ＋２９Ｖ＊３３ｍＡ）＝８６．８１％となったであろう。２９Ｖという数値は、２２０Ｖと１９１Ｖとの間の差であり、リニアドライバ間に完全に付与される。

上述のように、適応ＤＣグリッド電圧を付与するシステムもあり、このシステムにおいて、ＤＣグリッド電圧は、（調光による）ＬＥＤストリング電圧の変化を吸収するように適応する。１／３輝度モードについて、対応するシミュレーション結果が図１０に示されている。小型ブーストコンバータ間の必要とされる電圧降下がより小さいことが分かり得る。

ＬＥＤ電力＝１９１Ｖ＊３３ｍＡ＝６．３０３Ｗ
リニアドライバ間の電力損失＝４Ｖ＊３３ｍＡ＝０．１３２Ｗ
小型ブーストコンバータにより処理される電力＝５Ｖ＊３３ｍＡ＝０．１６５Ｗ（ＤＣグリッドが２２０Ｖから２００Ｖに近づくように適応することを想定）
３０％調光レベルで小型ブーストコンバータについて７０％の効率を想定すると、この動作における電力損失＝０．１６５＊０．３＝０．０４９５Ｗ
入力電力＝６．３０３Ｗ＋０．１３２Ｗ＋０．０５Ｗ＝６．４８５Ｗ
効率＝出力電力／入力電力＝６．３０３／６．４８５＝９７．１９％

実施されたシミュレーションから、照明装置効率は、通常のＤＣグリッドでは９４％より上に、適応ＤＣグリッドでは９７％より上に維持され得ることが分かり得る。

図１１は、本発明の一例に従う方法を示している。当該方法は、工程１１０において入力電圧を受け取ることと、工程１１２において入力電圧からドライバユニットを介して負荷に電流を提供することと、工程１１４において補償電圧を提供して、それにより、入力電圧及び負荷の動作条件に依拠してドライバユニット間の電圧を調整することとを含む。

ＬＥＤの駆動に関連して本発明を上述した。より一般的には、本発明は、制御された電流を負荷に送るドライバについて特別な関心がある。

さらにより一般的には、本発明は、所望の電圧で負荷を駆動するために使用され得、初期供給からの電圧の低下が効率的なやり方で実施されることを可能にし、且つエネルギー獲得を可能にし得る。

リニアレギュレータの一例のみが示された。しかしながら、他のタイプのリニアレギュレータが採用され得る。

当該システムは、コントローラを利用する。コントローラとして採用され得る構成部分としては、従来のマイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、及びフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）が挙げられるが、これらに限定されない。

様々な実施において、プロセッサ又はコントローラは、１つ以上の記憶媒体（例えば、揮発性及び不揮発性コンピュータメモリ（例えば、ＲＡＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、及びＥＥＰＲＯＭ））と関連付けられ得る。記憶媒体には、１つ以上のプロセッサ及び／又はコントローラ上で実行されると必要とされる機能を果たす１つ以上のプログラムがコード化され得る。様々な記憶媒体が、プロセッサ若しくはコントローラ内に固定され得る、又はそこに記憶された１つ以上のプログラムがプロセッサ若しくはコントローラ内にロードされ得ることとなるように担持可能であり得る。

図面、開示内容及び添付の特許請求の範囲の検討から、開示された実施形態に対する他の変更が、当業者により理解され、特許請求の範囲に記載された発明を実施する際に実施され得る。特許請求の範囲において、「含む」という語は、他の構成要素又は工程を排除するものではなく、「ａ」又は「ａｎ」という不定冠詞は、複数を排除するものではない。ある特定の措置が互いに異なる従属クレームに記載されているということだけでは、これらの措置の組み合わせが有利に使用され得ないということを示すことにならない。特許請求の範囲におけるいずれの参照記号も、範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (9)

1. 電流を負荷に送るためのドライバ回路であって、前記ドライバ回路は、
   第１の端子及び第２の端子を含む、入力電圧を受け取るための入力部と、
   前記入力電圧から前記負荷の電流を提供するためのドライバユニットであって、前記入力部と前記負荷との間に電流調整素子を含むリニアドライバを含み、前記電流調整素子は制御可能な抵抗特性を有する、ドライバユニットと、
   補償電圧を提供し、これにより、前記入力電圧及び前記負荷の動作条件に依拠して前記ドライバユニット間の電圧を制御するための、前記ドライバユニット及び前記入力部に直列の補償ユニットと
   を含み、
   前記補償ユニットは、スイッチモード電力コンバータと、当該スイッチモード電力コンバータのエネルギー源としての第２のコンデンサとを含み、前記電流調整素子、前記負荷及び前記第２のコンデンサは、前記第１の端子と前記第２の端子との間において直列接続されている、ドライバ回路。
2. 前記第１の端子と前記第２の端子との間に第１のコンデンサを含む、請求項１に記載のドライバ回路。
3. 前記スイッチモード電力コンバータは、誘導性ＤＣ−ＤＣブーストコンバータを含み、前記誘導性ＤＣ−ＤＣブーストコンバータは、電力スイッチ及びインダクタを含み、前記電力スイッチは、前記第２のコンデンサ間の電圧を前記補償電圧として設定するように、交互にオン及びオフになって前記第２のコンデンサからエネルギーを放出する、請求項１に記載のドライバ回路。
4. 前記誘導性ＤＣ−ＤＣブーストコンバータは、出力ダイオードを通って外部電圧供給源又は前記入力のいずれかと接続する出力部を有する、請求項３に記載のドライバ回路。
5. 前記負荷の前記動作条件は、
   動作電流、
   前記負荷の経年変化又は
   前記負荷の動作温度
   のうちのいずれか１つ以上を含み、
   前記補償ユニットは、前記動作条件において所望の効率を達成するように前記ドライバユニット間の電圧を設定する前記補償電圧を提供する、請求項１乃至４の何れか一項に記載のドライバ回路。
6. 前記負荷は、ＬＥＤ装置を含み、前記ドライバ回路は、
   前記動作条件が与えられ、前記ＬＥＤ装置の所望の動作電圧を得るための第１のユニットと、
   前記入力電圧を得るための第２のユニットと、
   前記入力電圧と前記ＬＥＤ装置の前記所望の動作電圧との間の差の大部分の振幅を有する前記補償電圧を提供するように前記補償ユニットを設定するコントローラと
   をさらに含む、請求項５に記載のドライバ回路。
7. 前記ドライバ回路は、前記ＬＥＤ装置の調光レベルを受け取り、前記第１のユニットは、
   前記調光レベルを、当該調光レベルを提供するための動作電流レベルと相関させ、
   前記動作電流レベルに応じて前記ＬＥＤ装置の前記所望の動作電圧を得て、
   前記ドライバユニットは、前記動作電流レベルを前記ＬＥＤ装置に送り、前記コントローラは、前記ドライバユニットが前記動作電流レベルで所望の効率を達成するように当該ドライバユニット間の電圧を最小限にする前記補償電圧を提供するように前記補償ユニットを設定する、請求項６に記載のドライバ回路。
8. 前記コントローラは、前記ドライバユニット間の電圧降下が許容動作条件の範囲において最大値を有するようにし、前記最大値は、前記許容動作条件の範囲において最大補償電圧の最大でｋ倍であり、ここで、ｋ＝０．５、より好ましくはｋ＝０．３、さらにより好ましくはｋ＝０．２であり、及び／又は前記最大補償電圧は、最大ＤＣ入力電圧の０．２倍未満である、請求項６又は７に記載のドライバ回路。
9. 請求項１乃至８の何れか一項に記載のドライバ回路と、
   ＬＥＤ装置を含む、前記ドライバ回路により駆動される負荷と
   を含む、照明回路。

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