JP2015146603A - フィルタ装置および電気車駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】故障を速やかに除去し、故障除去後にインバータを動作させることを可能とするフィルタ装置を得ること。
【解決手段】インバータ６が発生するノイズ電流を除去するフィルタ装置５は、インバータ６の直流部と並列に設けられた第１のフィルタコンデンサ５２ａと、第１のフィルタコンデンサ５２ａの高電位側と直流電力の電力供給源である架線１との間に設けられた第１のフィルタリアクトル５１ａと、電流定格より大きい電流が流れると切になる回路切断部としてのヒューズ５３、インダクタンス要素である第２のフィルタリアクトル５１ｂおよびキャパシタンス要素である第２のフィルタコンデンサ５２ｂとを直列に接続した直列回路部であって、その一端が第１のフィルタコンデンサ５２ａの低電位側に接続され、第１のフィルタリアクトル５１ａの一端が接続される直列回路部５６と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、フィルタ装置および電気車駆動制御装置に関する。

従来の電気車駆動制御装置として、例えば下記特許文献１では、インバータがモータを駆動する際に発生するノイズ電流が直流架線側に流出するのを抑制するため、インバータの入力側（直流架線側）に、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとで構成されるフィルタ装置を備える構成としている。

一方、インバータが発生するノイズ電流が大きい場合、あるいはノイズ電流規制値が低い場合（すなわちノイズ電流への耐量が小さい場合）には、ノイズ電流の流出阻止をより強固にするため、例えば下記特許文献２のように２段フィルタを構築する場合がある。

この特許文献２に開示されるフィルタ装置では、特許文献１のフィルタ装置よりもノイズ電流の抑制効果（流出阻止効果）を高めるための２段フィルタを磁気的に結合したフィルタリアクトルを使用して構築した上で、第１段のフィルタを構成する第１のフィルタリアクトルと、第２段のフィルタを構成する第２のフィルタリアクトルとの接続点から引き出された中間タップに第３のフィルタリアクトルを電気的に接続する構成としている。第３のフィルタリアクトルは、第１および第２のフィルタリアクトル間の磁気結合によって生ずる負の等価インダクタンスを打ち消すためのものである。第３のフィルタリアクトルを設けることで、本来の２段フィルタとすることができる。そのため、第３のフィルタリアクトルがない場合に悪化する高周波域でのノイズ電流の減衰特性を、２段フィルタ本来のものにすることができる。磁気的に結合したフィルタリアクトルを使用することで、フィルタリアクトルを小型化できる。

特開平０２−１５１２０２号公報 特開２００２−３１５１０１号公報

しかしながら、上記特許文献２のフィルタ装置において、中間タップに接続される第２のフィルタコンデンサが短絡故障を起こした場合、架線からの短絡電流は第１のフィルタリアクトルには流れずに第２のフィルタリアクトルのみを通じて流れるため、短絡故障を起こした第３のフィルタコンデンサに流れる故障電流が大きくなり、架線とフィルタ装置との間に設けられる遮断器よりも上位系統の遮断器を動作させてしまう可能性がある。上位系統の遮断器を動作させてしまった場合、他の電気車に対する給電も停止してしまうので、鉄道事業者全体の車両運行に大きな支障を来すという問題があった。

また、上位系統の遮断器は動作させず、自車両の遮断器を動作させた場合でも、第２のフィルタコンデンサが故障したのか、インバータが故障したのかの判別が困難となるので、インバータを動作させることができない。このため、車両基地等までの自力走行ができず、鉄道事業者の車両運行に少なからず支障を来すという問題があった。

また、第２のフィルタコンデンサが短絡故障を起こした場合、フィルタ特性が大きく変化してしまうので、ノイズ電流の抑制効果が悪化してしまうという問題もあった。

特定周波数領域のノイズ電流の減衰率を改善するためのインダクタンス要素とキャパシタンス要素とを有する特定周波数バイパス用フィルタが、電力供給源との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有さないで接続される場合において、特定周波数バイパス用フィルタに短絡故障が発生した場合でも同様である。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電力供給源との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有さないで接続されるキャパシタンス要素が短絡故障を起こした場合であっても、故障を速やかに除去し、故障除去後にインバータを動作させることを可能とするフィルタ装置を得ることを目的とする。

本発明に係るフィルタ装置は、架線と前記架線から受電するインバータとの間に設けられ、前記架線よりも上位系統の遮断器に電気的に接続するフィルタ装置であって、前記インバータの直流部の高電位側母線と前記インバータの直流部の低電位側母線との間で、前記インバータの直流部と並列に設けられた第１のフィルタコンデンサと、前記第１のフィルタコンデンサよりも前記架線側に、前記高電位側母線と前記低電位側母線との間に前記第１のフィルタコンデンサと並列に設けられた第２のフィルタコンデンサと、前記第１のフィルタコンデンサおよび前記第２のフィルタコンデンサとの間で、前記高電位側母線上に設けられた第１のフィルタリアクトルと、前記第２のフィルタコンデンサと前記架線との間で前記高電位側母線上に設けられ、前記第１のフィルタリアクトルと磁気的に結合した第２のフィルタリアクトルと、磁気結合された前記第１のフィルタリアクトルと前記第２のフィルタリアクトルとの接続点と、前記低電位側母線との間において、前記第２のフィルタコンデンサに直列に接続された回路切断部とを備えたものである。

この発明によれば、電力供給源との間に十分な大きさのリアクトルを有さないで接続されるキャパシタンス要素が短絡故障を起こした場合であっても、故障を確実に除去し、故障除去後にインバータを動作させることができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。 図２は、図１に示すフィルタ回路部分の等価回路を示す図である。 図３は、図２の等価回路によるシミュレーション結果を示す図である。 図４は、特許文献１などに開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。 図５は、特許文献２に開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。 図６は、図５に示したフィルタ装置のフィルタ特性を説明する図である。 図７は、図４に示す電気車駆動制御装置においてコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。 図８は、図５に示す電気車駆動制御装置において架線側のコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。 図９は、本発明の実施の形態２に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。 図１０は、１段構成のフィルタ装置において、フィルタリアクトルよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１１は、１段構成のフィルタ装置において、フィルタリアクトルよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１２は、磁気結合したフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトルよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１３は、磁気結合したフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第１のフィルタリアクトルよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１４は、磁気結合していないフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトルよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１５は、磁気結合していないフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第１のフィルタリアクトルよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１６は、図１２に示すフィルタ構成装置において、２５Ｈｚ付近の減衰率を改善したフィルタ特性を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるフィルタ装置および電気車駆動制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。実施の形態１に係る電気車駆動制御装置は、主要な構成部として、フィルタ装置５、インバータ６、モータ（誘導電動機または同期電動機）７を備えて構成される。フィルタ装置５は、直流電力の電力供給源側に設けられた遮断器４とインバータ６との間に配置され、第１〜第３のフィルタリアクトル（５１ａ〜５１ｃ）、第１および第２のフィルタコンデンサ（５２ａ，５２ｂ）および、回路切断部としてのヒューズ５３を備えて構成される。ヒューズ５３は、定格電流より大きい電流が流れると溶けて、回路を切る。回路切断部としては、定格電流より大きい電流が流れた場合に回路を切るものであれば、ヒューズでなくてもよい。

図１において、直流電力の電力供給源である架線１とレール２との間に印加された直流電圧は、直流電圧の高電位側に集電器３が接触して、遮断器４およびフィルタ装置５を介して、インバータ６の直流部の高電位側母線５５ａに印加される。インバータ６の直流部の低電位側母線５５ｂが車輪８を介してレール２に接続される。インバータ６は、受電する直流電力を可変電圧可変周波数制御（ＶＶＶＦ制御）または固定電圧可変周波数制御（ＣＶＶＦ制御）された交流電力に変換し、車両駆動用のモータ７に供給する。フィルタ装置５は、インバータ６が発生するノイズ電流を除去し、架線１にノイズ電流が流れ出ることを防止するものである。

図１に示す第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）は、中間タップ付きのリアクトルによって構成され、中間タップ位置によって、２つのインダクタンス要素、すなわち第１のフィルタリアクトル５１ａおよび第２のフィルタリアクトル５１ｂに分割される。中間タップ付きのリアクトルの中間タップよりもインバータ側が第１のフィルタリアクトル５１ａであり、中間タップよりも電力供給源側が第２のフィルタリアクトル５１ｂである。なお、第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルを別のリアクトルとして構成してもよい。２個の別のリアクトルで構成する場合には、互いに磁気的に結合させてもよいし、磁気的に結合させなくてもよい。

第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）は、インバータ６の直流部の高電位側母線５５ａに接続される。中間タップ付きリアクトルなので、第１のフィルタリアクトル５１ａおよび第２のフィルタリアクトル５１ｂは磁気的に結合されている。

第１のフィルタコンデンサ５２ａの一端は、第１のフィルタリアクトル５１ａの一端が接続するインバータ６の直流部の高電位側母線５５ａに接続され、第１のフィルタコンデンサ５２ａの他端はインバータ６の直流部の低電位側母線５５ｂに接続される。つまり、第１のフィルタコンデンサ５２ａはインバータ６の直流部に並列に設けられる。この第１のフィルタコンデンサ５２ａは、第１のフィルタリアクトル５１ａと共に第１段目のフィルタ回路（Low Pass Filter:ＬＰＦ回路）を構成する。第１のフィルタリアクトル５１ａを単にフィルタリアクトルとも呼び、第１のフィルタコンデンサ５２ａを単にフィルタコンデンサとも呼ぶ。

ヒューズ５３の一端は第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂとの接続点５４から引き出された中間タップ５７に接続され、ヒューズ５３の他端は第２のフィルタコンデンサ５２ｂの一端に接続され、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの他端は第３のフィルタリアクトル５１ｃの一端に接続され、第３のフィルタリアクトル５１ｃの他端は低電位側母線５５ｂに接続される。すなわち、第２のフィルタリアクトル５１ｂ、ヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃが直列に接続した直列回路部５６は、中間タップ５７を介して架線１と低電位側母線５５ｂとの間に接続されるように構成される。

第２のフィルタリアクトル５１ｂ、ヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃによる直列回路部５６は、第２段目のフィルタ回路（ＬＰＦ回路）を構成する。第２のフィルタリアクトル５１ｂは直列回路部を構成するインダクタンス要素であり、ヒューズ５３は回路切断部であり、第２のフィルタコンデンサ５２ｂはキャパシタンス要素である。第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂとの接続点５４で、第１のフィルタリアクトル５１ａの直流電力の電力供給源側の一端が直列回路部５６に接続する。

なお、図１では、直列回路部５６に含まれるヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃの夫々がこの順で直列接続している。そして、これらを直列接続したものが中間タップ５７と低電位側母線５５ｂとの間に接続されるように配置している。これら各要素の接続順序を入れ替えてもよい。例えば、高電位側からヒューズ５３、第３のフィルタリアクトル５１ｃ、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの順序で配置するようにしてもよい。ただし、後述する第２のフィルタコンデンサの短絡故障後に修理する際などには、ヒューズが切れているので、第２のフィルタコンデンサがアース電位になり、作業が容易になる。そのため、ヒューズは、図１のように高電位側に配置することが好ましい。

図２は、図１に示すフィルタ装置５の等価回路を示す図である。図２において、Ｌ₁，Ｌ₂は第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の自己インダクタンスであり、Ｍは第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）間の相互インダクタンスであり、Ｌ_Sは、第３のフィルタリアクトル５１ｃの自己インダクタンスであり、Ｃ₁，Ｃ_Sは第１および第２のフィルタコンデンサ（５２ａ，５２ｂ）の静電容量である。なお、Ｒ_Sはヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂと第３のフィルタリアクトル５１ｃを有する回路の抵抗成分である。

つぎに、図２の等価回路によるシミュレーション結果について説明する。図３は、図２の等価回路によるシミュレーション結果を示す図（グラフ）である。図３において、実線はＬ₁，Ｌ₂を均等にしなかった場合の減衰率波形であり、破線はＬ₁，Ｌ₂を均等にしなかった場合の位相波形であり、一点鎖線はＬ₁，Ｌ₂を均等にした場合の減衰率波形であり、二点鎖線はＬ₁，Ｌ₂を均等にした場合の位相波形である。なお、以後の説明では、直列回路部の抵抗成分Ｒ_sの値は非常に小さいためこれを無視することにする。また、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の磁気結合によって中間タップ５７に流れる電流に対して生ずる負のインダクタンス成分（−Ｍ）は、第３のフィルタリアクトル５１ｃのインダクタンス成分（Ｍ）によって打ち消され、中間タップ５７と低電位側母線５５ｂの間の回路のインダクタンス値はゼロまたは十分に小さくなると仮定する。つまり、第３のフィルタリアクトル５１ｃは、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の磁気結合によって中間タップ５７に流れる電流に対して生ずる負の等価インダクタンス成分を補償する結合補償インダクタンス要素である。

まず、インバータ６側からフィルタ装置５に流入する電流をＩ_inとし、フィルタ装置５から架線１側に流出する電流をＩ_outとするとき、出力電流Ｉ_outと入力電流Ｉ_inとの比で表せるノイズ電流抑制比（Ｉ_out／Ｉ_in）は、次式で表すことができる。抑制比を減衰率とも呼ぶ。

上式において、Ｌ_1MおよびＬ_2Mは、第１のフィルタリアクトル５１ａの等価インダクタンスおよび、第２のフィルタリアクトル５１ｂの等価インダクタンスであり、Ｌ_1M＝Ｌ₁＋Ｍ、Ｌ_2M＝Ｌ₂＋Ｍで表される。なお、Ｌは第１のフィルタリアクトル５１ａの等価インダクタンスＬ_1Mと、第２のフィルタリアクトル５１ｂの等価インダクタンスＬ_2Mとの和を意味する。このＬとＬ_1MとＬ_2Mとの間、もしくは、Ｌ₁とＬ₂との間には、Ｌ＝Ｌ_1M＋Ｌ_2M＝Ｌ₁＋Ｌ₂＋２Ｍの関係がある。

ノイズ電流の減衰率を大きくするためには、上記（１）式の分母を大きくする必要があるが、２つの共振周波数を境界とする周波数領域によって、支配的となる項が異なる。ここで、上記（１）式の分母が零となる周波数、すなわち共振周波数ω_Rは、次式で表すことができる。

上記（２）式において、マイナス（−）符号を選択したときの周波数が低域側の共振周波数（ω_{R_LOW}とする）であり、プラス（＋）符号を選択したときの周波数が高域側の共振周波数（ω_{R_HIGH}とする）である。これら、低域側もしくは高域側の共振周波数ω_{R_LOW}，ω_{R_HIGH}の存在は、下記表１のように、減衰率に最も影響を与える項を異ならせ、また、減衰率を極大にする方法をも異ならせる。

表１において、領域（１），（３）では、（１）式における周波数ωの４次の項の係数が２次の項の係数に対して大きい場合に、減衰率が大きくなる。逆に、領域（２）では、４次の項の係数が２次の項の係数に対して小さい場合に、減衰率が大きくなる。このように、領域（１），（３）と領域（２）とでは、それぞれが相反する要求であり、全ての領域において減衰率を極大にするような解は存在しない。しかしながら、表１および図３を考察すれば、以下の事項が明らかである。

・Ｌ_1M＝Ｌ_2M（Ｌ₁＝Ｌ₂と同じ意味）、かつ、Ｃ₁＝Ｃ_Sとすれば、２つの共振周波数ω_{R_LOW}，ω_{R_HIGH}は互いに近づくため、領域（２）を狭くすることができる。
・領域（３）の方が領域（２）に比べて、周波数帯域が広い。
・領域（２）の減衰率は制御による減衰が可能な領域である。

よって、領域（３）において、減衰率が極大となる条件、すなわちＬ₁＝Ｌ₂、かつ、Ｃ₁＝Ｃ_Sとすれば、実用上、ノイズ電流の減衰率を極大化することが可能となる。なお、図３のシミュレーション結果にも、Ｌ₁＝Ｌ₂とすることによる領域（３）における減衰率の改善効果が示されている。

ところで、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）のインダクタンスを均等化することは、別の観点の問題を生じさせる。この問題については、図４から図８の図面を参照して説明する。

図４は、上記特許文献１などに開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。図４に示す電気車駆動制御装置は、フィルタリアクトル５１Ｘとフィルタコンデンサ５２Ｘとによる１段構成のフィルタ装置５Ｘを有する構成である。

図５は、上記特許文献２に開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。図５に示す電気車駆動制御装置のフィルタ装置５Ｙにおいて、符号を同じくする構成部は、上述してきた実施の形態１に係るフィルタ装置５と同一である。実施の形態１に係るフィルタ装置５との相違点は、回路切断部としてのヒューズ５３を備えていない点にある。

図６は、図５に示したフィルタ装置５Ｙのフィルタ特性を説明する図であり、インバータで発生するノイズ電流がどれだけ直流架線電流に残留するかのゲイン（減衰率）を示した図（グラフ）である。図４に示すような１段構成のフィルタでは、破線５６のような特性であるが、磁気結合されたフィルタリアクトルを使用してフィルタを２段構成とするだけでは、磁気結合により発生する負の等価インダクタンスのために、実線５７に示すように高周波数域でのゲイン特性が悪化する。そこで、本願発明や図５のように負の等価インダクタンスを打ち消す第３のフィルタリアクトル５１ｃを接続すれば、一点鎖線５８に示すように高周波数域でのゲイン特性が２段フィルタの本来の性能に改善される。

図７は、図４に示す電気車駆動制御装置においてコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。図８は、図５に示す電気車駆動制御装置において架線側のコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。１段構成であるフィルタ装置５Ｘの場合、図７に示すように、インバータ６もしくはフィルタコンデンサ５２Ｘが短絡故障した場合でも、フィルタリアクトル５１Ｘが十分に大きいため、故障時に発生する短絡電流の上昇速度を抑制することができる。それ故に、遮断器４は短絡電流がより上位の遮断器が動作する大きさになる前に、短絡電流を遮断することができる。

図５に示す２段構成のフィルタ装置５Ｙでも、第１のフィルタコンデンサ５２ａが短絡故障を起こした場合であれば、短絡故障を起こした第１のフィルタコンデンサ５２ａを流れる電流は、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の双方を流れるので、図４に示す１段構成のフィルタ装置５Ｘと同様な状況になり、大きな問題は生じない。

一方、第２のフィルタコンデンサ５２ｂが短絡故障した場合に流れる短絡電流は、図８に示すように、第１のフィルタリアクトル５１ａを通らないで流れることになる。したがって、この短絡電流を抑制する働きは、第２のフィルタリアクトル５１ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃが担うことになる。

ところが、第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂの巻数を同じにし、磁気回路の結合係数が１に十分近いとすると、Ｌ₁＝Ｌ₂＝Ｍが成立する。したがって、第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスの和Ｌは、以下となる。

Ｌ＝Ｌ_1M＋Ｌ_2M＝Ｌ₁＋Ｌ₂＋２Ｍ＝４Ｌ₁＝４Ｌ₂＝４Ｍ

また、上式を変形すると、以下となる。

Ｌ₁＝Ｌ₂＝Ｍ＝Ｌ／４

つまり、インダクタンスの和Ｌが、１段構成のリアクトルのインダクタンスと同じとすると、第１のフィルタリアクトル５１ａの自己インダクタンスＬ₁、第２のフィルタリアクトル５１ｂの自己インダクタンスＬ₂および相互インダクタンスＭは、１段構成の場合のインダクタンスＬの１／４となる。これは、以下のように考えてもよい。１段構成と同じインダクタンスを得るためには、第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂの巻数を１段構成の場合の半分にすればよく、インダクタンスは巻数比の２乗に比例するので、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスは１／４になる。

第３のフィルタリアクトル５１ｃのインダクタンスは、相互インダクタンスＭと同程度（略等しい）の値に設定されているため、１／４程度となる。よって、第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスと第３のフィルタリアクトル５１ｃのインダクタンスの合計は、１段構成の場合の１／２程度である。よって、短絡故障を起こした第２のフィルタコンデンサ５２ｂに流れる電流の上昇率が、第１のフィルタコンデンサ５２ａが短絡故障を起こした場合の２倍程度になる。そのため、遮断器４よりも上位系統側にある遮断器を動作させてしまう可能性が、第１のフィルタコンデンサ５２ａが短絡故障の場合よりも高くなる。上位系統側にある遮断器を動作させてしまった場合には、他の電気車に対する給電も停止させてしまうので、鉄道事業者全体の車両運行に大きな支障を来す。

したがって、図５に示すような２段構成のフィルタを採用する場合、従来の考え方では、第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスを第１のフィルタリアクトル５１ａのインダクタンスよりも十分に大きくすることが必要になる。しかしながら、第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスを第１のフィルタリアクトル５１ａのインダクタンスよりも大きくすることでは、最適なノイズ電流抑制効果が得られない。

よって、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの短絡故障を想定しつつ、最適なノイズ電流抑制効果を得るためには、第３のフィルタリアクトル５１ｃとして電流容量の大きなものを採用し、かつ、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の双方共にインダクタンスの大きなものを採用することが考えられる。しかしながら、このような考えでは、フィルタリアクトルやフィルタコンデンサが大型化してしまい、望ましくない。

これに対し、実施の形態１のフィルタ装置では、中間タップ５７と低電位側母線５５ｂとの間に第２のフィルタコンデンサ５２ｂに直列接続される回路切断部としてのヒューズ５３を接続することとしたので、電力供給源である架線１との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有しないで接続されるキャパシタンス要素である第２のフィルタコンデンサ５２ｂが短絡故障した場合でも、第２のフィルタコンデンサ５２ｂを通じて流れる短絡電流をヒューズ５３にて速やかに遮断できるという効果がある。

電気車の場合、一般的に、インバータの主回路電流は定格で数百Ａに達する。一方、中間タップ５７からの電流は数Ａから大きくても数十Ａ（定格の１／１０以下）であるので、ヒューズ５３の電流定格は十分に小さくできる。このため、ヒューズ５３の電流定格を、例えば遮断器４に流れる最大電流の概略１／２０以上、かつ、１／１０以下に設定しておけばよい。この場合、ヒューズ５３は、短絡電流が発生するや否や、即座に自身が溶断して、短絡電流を遮断することができるので、インバータ６やモータ７などに与える回路動作上の影響を小さくでき、電気車システムとしての信頼性を高めることができる。

また、ヒューズ５３が溶断した場合、インバータ６やモータ７の故障ではなく、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの短絡故障であることが速やかに判別できるので、装置の復旧を速やかに行うことができるという効果がある。なお、ヒューズ５３が溶断したか否かの判定は容易であり、例えばヒューズ５３の両端電圧をモニタすることで実現できる。

また、実施の形態１のフィルタ装置では、２段構成のフィルタ装置とする場合であっても、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）のインダクタンスを大きな値にせず、かつ、これらの値を均等に設定することができるので、所要のフィルタ特性を確保しつつ、フィルタ装置の小型化が可能になる。

また、実施の形態１のフィルタ装置では、第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルが磁気的に結合しているので、同じインダクタンス値を得るために必要な巻き数を磁気結合させない場合よりも小さくでき、第１および第２のフィルタリアクトルを小型化できる。磁気結合させることにより必要になる第３のフィルタリアクトルのサイズは、第１のフィルタリアクトルおよび第２のフィルタリアクトルよりもかなり小さい。したがって、第１および第２のフィルタリアクトルの小型化の効果の方が大きく、全体としてフィルタ装置を小型化できる。なお、第３のフィルタリアクトルのサイズが小さい理由は、流れる電流が１／１０以下なので、巻線の線径を小さくできるからである。

なお、ヒューズ５３が溶断しても、ノイズ減衰特性は１段構成のフィルタと同等になる。このため、ノイズの影響が小さい時間帯を選ぶなどの対策を取れば、自力走行が可能となり、鉄道事業者の車両運行に与える影響を小さくすることが可能となる。

また、ヒューズ５３を溶断したことを検知したときに、溶断したヒューズを含む電気車駆動制御装置（もしくは当該電気車駆動制御装置が搭載された車両）に電力を供給する経路上にある遮断器４を開放しておけば、故障していない他の電気車駆動制御装置を動作させて車両を走行させることができ、鉄道事業者の車両運行に与える影響を局限することが可能となる。

２段構成のフィルタ装置だけでなく、特定周波数領域のノイズ電流の減衰率を改善するためのインダクタンス要素とキャパシタンス要素とを有する特定周波数バイパス用フィルタが、電力供給源との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有さないで接続される場合にも適用でき、同様な効果がある。以上のことは、他の実施の形態でも同様である。

実施の形態２．
実施の形態１では、第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルが磁気的に結合した２段構成のフィルタ装置を使用した電気車駆動制御装置を示した。この実施の形態２では、磁気的に結合していない第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルを有する２段構成のフィルタ装置を使用する場合である。

図９は、本発明の実施の形態２に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。実施の形態１の場合の図１と異なる点だけを説明する。フィルタ装置５Ｆは、磁気的に結合していない第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとを有する。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇのインダクタンス値は、同じである。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとが接続する接続点５４Ｆと低電位側母線５５ｂとの間に、ヒューズ５３と第２のフィルタコンデンサ５２ｂが直列に接続される。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとが磁気結合されていないので、フィルタ装置５Ｆは、磁気結合による負の等価インダクタンス成分を補償する結合補償インダクタンス要素を有しない。

直列回路部５６Ｆは、直列に接続された、第２のフィルタリアクトル５１ｇ（インダクタンス要素）、ヒューズ５３（回路切断部）および第２のフィルタコンデンサ５２ｂ（キャパシタンス要素）を有する。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとの接続点５４Ｆで、第１のフィルタリアクトル５１ｆの直流電力の電力供給源側の一端が直列回路部５６Ｆに接続する。

この実施の形態２でも、実施の形態１と同様に動作する。中間タップ５７と低電位側母線５５ｂとの間に第２のフィルタコンデンサ５２ｂに直列接続される回路切断部としてのヒューズ５３を接続することとしたので、第２のフィルタコンデンサ５２ｂが短絡故障した場合でも、第２のフィルタコンデンサ５２ｂを通じて流れる短絡電流をヒューズ５３により速やかに遮断できるという効果がある。そのため、第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇのインダクタンス値を同じにして、高周波域での減衰特性を大きくすることができる。

実施の形態３．
フィルタ装置では、特定周波数領域のノイズ電流の減衰率を改善するため、例えば、図１０〜図１５に示すような特定周波数バイパス用フィルタ５０を接続することがある。この場合、特定周波数のノイズ電流をバイパスして除去する特定周波数バイパス用フィルタ５０を構成するコンデンサ、リアクトルを適切に選択することにより、減衰させる周波数を特定周波数に合わせ、かつ所望の減衰量を得ることが可能となる。ここで、図１０に示すフィルタ装置５Ｈは、１段構成のフィルタ装置において、フィルタリアクトル５１Ｘよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。図１１に示すフィルタ装置５Ｊは、フィルタリアクトル５１Ｘよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。また、図１２に示すフィルタ装置５Ｋは、磁気結合したフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトル５１ｂよりも架線（系統）側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。図１２に示すフィルタ装置５Ｎは、第１のフィルタリアクトル５１ａよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。さらに、図１４に示すフィルタ装置５Ｐは、磁気結合していないフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトル５１ｇよりも架線（系統）側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。図１５に示すフィルタ装置５Ｑは、第１のフィルタリアクトル５１ｆよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。

特定周波数バイパス用フィルタ５０は、バイパス回路切断部であるヒューズ５３Ｚ、バイパス用キャパシタンス要素であるバイパス用コンデンサ５２Ｚ、バイパス用インダクタンス要素であるバイパス用リアクトル５１Ｚ、特定周波数のノイズ電流が流れすぎることを防止する限流抵抗５８を直列に接続したものである。バイパス用リアクトル５１Ｚのインダクタンス値とバイパス用コンデンサ５２Ｚの静電容量値は、特定周波数および流れるノイズ電流の大きさから決める。

図１０に示すフィルタ装置５Ｈでは、特定周波数バイパス用フィルタ５０が直列回路部５６Ｈでもある。ヒューズ５３Ｚが回路切断部であり、バイパス用リアクトル５１Ｚが直列回路部のインダクタンス要素でもあり、バイパス用コンデンサ５２Ｚがキャパシタンス要素でもある。第１のフィルタリアクトル５１Ｘの電力供給源側の一端が直列回路部５６Ｈの一端に接続する接続点５４Ｈは、ヒューズ５３Ｚの一端と第１のフィルタリアクトル５１Ｘとが接続する点である。

ヒューズ５３Ｚが切れた際にバイパス用コンデンサ５２Ｚ、バイパス用リアクトル５１Ｚが低電位側になり作業しやすいので、ヒューズ５３Ｚは高電位側に設けることが望ましい。

例えば、図３で示したように２段構成のフィルタにてＬ₁とＬ₂を均等にすると、高域側のノイズ電流は減衰できるが、低域側（図３の例では、１５Ｈｚ〜６０Ｈｚ付近）では逆に増加してしまう。例えば２５Ｈｚ付近のノイズで誤動作を起こす信号機などが存在する場合は、２５Ｈｚ付近の減衰率が大きいフィルタ装置が望まれる。このような場合において、例えば図１２のように特定周波数バイパス用フィルタ５０を接続すると、そのフィルタ特性は、図１６に一点鎖線で示すように２５Ｈｚ付近における所要の減衰率を確保することができる。

なお、特定周波数バイパス用フィルタ５０も用途によっては、フィルタリアクトル５１Ｘあるいは、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）よりも系統側に接続する場合がある（図１０、図１２および図１４の例）。そのような場合に、上述したコンデンサ故障時の短絡電流の問題を解決するため、ヒューズをコンデンサに直列に接続する必要がある。ヒューズ５３Ｚをバイパス用コンデンサ５２Ｚに直列に接続することにより、バイパス用コンデンサ５２Ｚが短絡故障した場合でも、バイパス用コンデンサ５２Ｚを通じて流れる短絡電流をヒューズ５３Ｚにより速やかに遮断できるという効果がある。

また、フィルタリアクトル５１Ｘあるいは、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）よりも負荷側に接続する場合でも（図１１、図１３および図１５の例）、ヒューズを接続する構成が好ましい。特定周波数バイパス用フィルタ５０にヒューズを設ける構成としておけば、特定周波数バイパス用フィルタ５０のフィルタ要素の故障とインバータ６の故障とを切り分けることができ、電気車システムとしての信頼性を高めることができ、また、車両運行に与える影響を小さくすることができるという効果がある。

実施の形態４．
実施の形態４では、インバータ６に用いられるスイッチング素子の素材とフィルタ特性との関係について説明する。インバータ６に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする素子（Ｓｉ素子）が一般的であるが、最近では、このＳｉ素子に替えて、炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とするスイッチング素子（ＳｉＣ素子）が注目されている。

ＳｉＣ素子は、Ｓｉ素子と比較して、熱伝達率が大きい、高温での動作が可能、スイッチング周波数を高めてもスイッチング損失が小さいといった優れた特性を有している。しかし、その反面、ＳｉＣ素子を使用すると高周波ノイズが増えるとも言われている。

一方、上述してきた２段構成のフィルタは、１段構成のフィルタに比べて高周波側のノイズ減衰率は小さいが、低周波側のノイズ減衰率が大きいという特性がある。よって、ＳｉＣ素子を使用することによるスイッチング周波数の増加は、２段構成のフィルタを採用する本実施の形態のフィルタ装置の重要性をより大きくする。

また、本実施の形態のような電気車駆動制御装置用のフィルタ装置にとって、高周波ノイズの増加は、信号機器や保安機器に与える影響が大きいため、非常に重要な問題である。しかしながら、本実施の形態のような２段構成のフィルタは、高周波側の減衰特性に優れているため、ＳｉＣ素子を採用する最近の技術動向に合致する。

以上のように、２段構成のフィルタを採用する本実施の形態のフィルタ装置にとって、インバータ６のスイッチング素子としてＳｉＣ素子を用いれば、ＳｉＣ素子の特徴を活用するのに好適であり、ＳｉＣ素子の恩恵を受けることができる。

なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

なお、上記の実施の形態１〜３に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、上記の実施の形態では、電気車駆動制御装置への適用を想定したフィルタ装置を対象として発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、電力供給源からの直流電力を受電する際に高圧側の直流母線に配置される遮断器とインバータとの間に介在し、インバータから電力供給源側に向かうノイズ電流の流出を抑止するように動作するフィルタ装置を有する構成に広く適用することが可能である。

以上のように、本発明は、電気車駆動制御装置用のフィルタ装置として有用である。

１ 架線、２ レール、３ 集電器、４ 遮断器、５，５Ｘ，５Ｙ，５Ｆ，５Ｈ，５Ｊ，５Ｋ，５Ｎ，５Ｐ，５Ｑ フィルタ装置、６ インバータ、７ モータ、５０ 特定周波数バイパス用フィルタ、５１ａ 第１のフィルタリアクトル、５１ｂ 第２のフィルタリアクトル、５１ｃ 第３のフィルタリアクトル、５１Ｘ フィルタリアクトル、５１Ｚ バイパス用リアクトル、５２ａ 第１のフィルタコンデンサ、５２ｂ 第２のフィルタコンデンサ、５２Ｘ フィルタコンデンサ、５２Ｚ バイパス用コンデンサ、５３，５３Ｚ ヒューズ、５４，５４Ｆ，５４Ｈ 接続点、５５ａ 高電位側母線、５５ｂ 低電位側母線、５６，５６Ｆ，５６Ｈ 直列回路部、５７ 中間タップ、５８ 限流抵抗。

Claims (13)

1. 架線と前記架線から受電するインバータとの間に設けられ、前記架線よりも上位系統の遮断器に電気的に接続するフィルタ装置であって、
   前記インバータの直流部の高電位側母線と前記インバータの直流部の低電位側母線との間で、前記インバータの直流部と並列に設けられた第１のフィルタコンデンサと、
   前記第１のフィルタコンデンサよりも前記架線側に、前記高電位側母線と前記低電位側母線との間に前記第１のフィルタコンデンサと並列に設けられた第２のフィルタコンデンサと、
   前記第１のフィルタコンデンサおよび前記第２のフィルタコンデンサとの間で、前記高電位側母線上に設けられた第１のフィルタリアクトルと、
   前記第２のフィルタコンデンサと前記架線との間で前記高電位側母線上に設けられ、前記第１のフィルタリアクトルと磁気結合した第２のフィルタリアクトルと、
   磁気結合された前記第１のフィルタリアクトルと前記第２のフィルタリアクトルとの接続点と、前記低電位側母線との間において、前記第２のフィルタコンデンサに直列に接続された回路切断部と、
   を備えたことを特徴とするフィルタ装置。
2. 前記架線と前記第２のフィルタリアクトルとの間に設けられた遮断器に接続されるフィルタ装置であって、
   前記回路切断部の電流定格は、前記架線と第２のフィルタリアクトルとの間に設けられた遮断器の電流定格よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
3. 前記回路切断部は、前記第２のフィルタコンデンサの高電位側に設けられたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
4. 前記第１のフィルタリアクトルと前記第２のフィルタリアクトルのインダクタンスが略同等の値になることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１項に記載のフィルタ装置。
5. 前記高電位側母線と前記低電位側母線との間に、前記第１のフィルタコンデンサと並列に、かつ前記第２のフィルタコンデンサおよび前記回路切断部に直列に接続された結合補償インダクタンス要素を有することを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１項に記載のフィルタ装置。
6. 前記結合補償インダクタンス要素のインダクタンスが、前記第１のフィルタリアクトルと前記第２のフィルタリアクトルとの間の相互インダクタンスに略等しいことを特徴とする請求項５に記載のフィルタ装置。
7. 中間タップを有する中間タップ付きリアクトルの前記中間タップよりも前記インバータ側が前記第１のフィルタリアクトルであり、
   前記中間タップ付きリアクトルの前記中間タップよりも前記架線側が前記第２のフィルタリアクトルであることを特徴とする請求項１から請求項６の何れか１項に記載のフィルタ装置。
8. 前記回路切断部の前記電流定格は、前記遮断器を流れる最大電流の１／２０以上、かつ、１／１０以下であることを特徴とする請求項１から請求項７の何れか１項に記載のフィルタ装置。
9. 前記インバータと、請求項１から請求項８の何れか１項に記載のフィルタ装置と、前記インバータによって駆動されるモータと、を備えたことを特徴とする電気車駆動制御装置。
10. 前記回路切断部が動作したことを検知した場合であっても、前記インバータによって前記モータを駆動して電気車を推進制御することを特徴とする請求項９に記載の電気車駆動制御装置。
11. 前記回路切断部が動作したことを検知した場合には、前記遮断器を開放することを特徴とする請求項９に記載の電気車駆動制御装置。
12. 前記インバータのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体にて形成されていることを特徴とする請求項９から請求項１１の何れか１項に記載の電気車駆動制御装置。
13. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１２に記載の電気車駆動制御装置。

Images