JP2017134010A - 静電容量センサ - Google Patents

Abstract

【課題】出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能で、高い分解能を備えた静電容量センサを提供する。
【解決手段】第１の受信電極４Ａと、第２の受信電極４Ｂと、受信信号を、増幅する第１、第２のチャージアンプ５Ａ、５Ｂと、発振器２Ａからの信号を積分する第１の積分回路７Ａと、交流信号の位相を反転する反転増幅器１２Ａと、位相を反転された交流信号を積分する第２の積分回路７Ｂと、第１のチャージアンプ４Ａと第１の積分回路７Ａの出力とを合成する第１の合成部１５Ａと、第２のチャージアンプ４Ａと第２の積分回路７Ｂの出力とを合成する第２の合成部１５Ｂと、第１の合成部１５Ａで合成された第１の合成信号と第２の合成部１５Ｂで合成された第２の合成信号との排他的否定和の信号を出力する検波器９Ａと、発振器１３の交流信号の数で計数し、物体Ｏの存在する被検出領域の検出信号として出力する位相検出部１０と、有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、物体の位置を検出する静電容量センサに関するものであり、詳しくは、送受信電極部のもつインピーダンスの影響を受けることがなく、出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能で、高い分解能を備えた静電容量センサに関するものである。

物体の位置を検出する用途に用いる静電容量を利用した検出手段、すなわち、静電容量センサとして、例えば物体の接近による静電容量の変化を検出する近接センサが多数提案されている。

特許文献１には、図１０に示すような近接センサ５１が提案されている。

この近接センサ５１は、交流信号発生源５２と、交流信号発生源５２とバッファ５６Ａを介して接続された送信電極（アンテナ）５３と、第１の受信電極（アンテナ）５４Ａと、第１の受信電極５４Ａと同じ温度特性を有する第２の受信電極（アンテナ）５４Ｂと、前記送信電極５３と第１の受信電極５４Ａとの間に設けられた第１の移相部と、前記送信電極５３と第２の受信電極５４Ｂとの間に設けられた第２の移相部と、前記送信電極５３と第２の受信電極５４Ｂとの間に設けられた信号移相部６２と、第１の移相部で移相された信号と第１の受信電極５４Ａで受信した信号とを合成する第１の合成部と、第２の移相部及び信号移相部で移相された信号と第２の受信電極５４Ｂで受信した信号とを合成する第２の合成部と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）６０とを有している。

前記第１の移相部は、抵抗５７Ａ及びコンデンサ５５Ａにより構成されるローパスフィルタとして機能する。前記第２の移相部は、抵抗５７Ｂ及びコンデンサ５５Ｂにより構成されるローパスフィルタとして機能する。

前記信号位相部６２は例えばインバータにより構成する。

前記第１の合成部にはコンパレータ５８Ａが付加され、前記第２の合成部にはコンバレータ５８Ｂが付加され、前記位相検出部５９Ａは例えばＥＸＯＲ素子で構成されている。

図１０において、物体Ｏは、被検出領域内で移動する、例えば、人間の指等の適度な誘電率を持つ被検出物体である。

次に、前記近接センサ５１の動作について説明する。

第１の受信電極５４Ａで受信する受信信号Ｅｂ１、第２の受信電極５４Ｂで受信する受信信号Ｅｂ２は、物体Ｏの有無により、その振幅が変化する。
以下の説明では、物体Ｏが近接センサ５１から遠く離れた状態（近接していない状態）を第１の状態とする。また、物体Ｏが近接センサ５１に近接した状態を第２の状態とする。

第１の受信電極５４Ａの受信信号Ｅｂ１は、第１の状態における、小さな振幅を持つ矩形波である。

また、第２の受信電極５４Ｂの受信信号Ｅｂ２は、第１の状態と比較して振幅が増加した第２の状態の矩形波である。
矩形波である発振信号Ｅａは、抵抗５７Ａ及びコンデンサ５５Ａで構成される。
ローパスフィルタとして機能する第１の移相部により変形され、小さな振幅の三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）となる。

三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は、破線で示す中間電位を中心に再度２値化することにより発振信号Ｅａから９０°位相の遅れた矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ）となる（図示せず）。

この例では、抵抗５７Ａとコンデンサ５５Ａとの値を位相の遅れが９０°となるように設定している。

第１の状態では、第１の受信電極５４Ａと、抵抗５７Ａとコンデンサ５５Ａの接続点において、受信信号Ｅｂ１と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は合成され、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））が生成される。

第２の状態では、第１の受信電極５４Ａと、抵抗５７Ａとコンデンサ５５Ａの接続点において、受信信号Ｅｂ２と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は合成され、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））が生成される。

図１１において、Ｆ１、Ｆ２は再２値化信号である。

前記再２値化信号Ｆ１は、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））をコンパレータ５８Ａにより、破線で示す中間電位を基準として、再度２値化した信号である。

前記再２値化信号Ｆ２は、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））をコンパレータ５８Ａにより、破線で示す中間電位を基準として、再度２値化した信号である。

図１１に示すように、再２値化信号Ｆ２は、再２値化信号Ｆ１に対して、位相が、Ｐ１だけ、僅かに進むことになる。

再２値化信号Ｆ１と、再２値化信号Ｆ２の位相の違いＰ１は、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。

図１２においては、発振信号Ｅａを１８０度移相することにより反転発振信号Ｅａ’を生成してこれを前記発振信号Ｅａの代わりに用いた場合の各部の波形を示しており、この場合は、再２値化信号Ｆ２’は、再２値化信号Ｆ１’に対して、位相がＰ２だけ、僅かに遅れることになる。

再２値化信号Ｆ１’と再２値化信号Ｆ２’の位相の違いＰ２は、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量であり、既述した位相の違いＰ１と逆向きである。
図１３には、各々移相方向が反対になった、再２値化信号Ｆ１及びＦ２と、再２値化反転信号Ｆ１’及び再２値化反転信号Ｆ２’から直流電圧を得る仕組みが示されている。
図１３の最上段には、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））及びこれを二値化した再２値化信号Ｆ１を示し、次段には、第１の状態の反転合成信号Ｄ１’（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ’））及びこれを２値化した再２値化反転信号Ｆ１’を示している。

前記パルス信号Ｇ１は、第１の状態において、コンパレータ５８Ａから出力される再２値化信号Ｆ１及びコンパレータ５８Ｂから出力される再２値化反転信号Ｆ１’に基づいて、位相検出部（検波器）５９Ａから出力される信号である。

前記パルス信号Ｇ１は、再２値化信号Ｆ１及び再２値化反転信号Ｆ１‘が互いに一致する部分において、パルス幅Ｐ３を持つパルスが発生するように生成される。

すなわち、パルス信号Ｇ１は、再２値化信号Ｆ１及び再２値化反転信号Ｆ１’を位相検出部５９ＡによりＥＸＯＲ演算した結果に相当する。

図１３において、パルス信号Ｇ１の次段には、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））及びこれを二値化した再２値化信号Ｆ２を示し、その次段には、第２の状態の反転合成信号Ｄ２’（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ’））及びこれを２値化した再２値化反転信号Ｆ２’を示している。

更に、その次段に示すパルス信号Ｇ２は、第２の状態において、コンパレータ５８Ａから出力される再２値化信号Ｆ２及びコンパレータ５８Ｂから出力される再２値化反転信号Ｆ２’に基づいて、位相検出部５９Ａから出力される信号である。

パルス信号Ｇ２は、再２値化信号Ｆ２及び再２値化反転信号Ｆ２’が互いに一致する部分において、パルス幅Ｐ４を持つパルスが発生するように生成されている。

すなわち、パルス信号Ｇ２は、再２値化信号Ｆ２及び再２値化反転信号Ｆ２’を位相検出部５９ＡによりＥＸＯＲ演算した結果に相当する。

受信信号Ｅｂ２の振幅は受信信号Ｅｂ１の振幅より大きいので、各々の矩形波信号が反対方向に移相する量が増加して、互いに信号が一致しない部分が増加する。

したがって、パルス幅Ｐ４は、パルス幅Ｐ３と比較して、幅が広いパルスとなっている。
前記パルス信号Ｇ１及びパルス信号Ｇ２の論理演算結果は、ＬＰＦ６０により平滑化され、パルス幅Ｐ３及びＰ４等に比例した直流電圧に変換され、出力端子６１から出力される。

国際公開第２０１３／０５８３３２号公報

上述した従来における技術では、以下のような問題がある。

すなわち、送信電極５３、第１の受信電極５４Ａ及び第２の受信電極５４Ｂは、一般に物体Ｏの性質及びその取付け部の形状により様々なバリエーションが予想される。

このために、送信電極５３、第１の受信電極５４Ａ及び第２の受信電極５４Ｂは、その形状や大きさにより異なる容量を持つことになる。

本願発明者らの実験によると前記各電極の静電容量に関しては、数ｐｆから数百ｐｆに亘って異なるものに対処しなければならず、前記抵抗５７Ａ及び５７Ｂ等の値は電極部の設計に依存してその都度変更しなければならない。

このことは、検出回路を異なる電極部に対してその都度用意しなければならないことを意味する。これでは汎用的な検出回路とすることが困難である。

また、検出する静電容量値は、数ｐＦを分解能とする非常に小さな値であり、この回路で検出するパルスを平滑化して電圧に変換した場合、回路系の電源の温度変化を反映したドリフトを無視することができず、これを解決するには、現実には存在しないレベルの電圧に温度変化のない理想的電源回路を用いなければならないことになり、また、アナログ回路のダイナミックレンジの制限からＳＮ比を向上させる手段には限界が伴う。

本発明は、上記した従来の事情に鑑みてなされたものであり、送受信電極部のもつインピーダンスの影響を受けることがなく、出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能であり、高い分解能を備えた高性能な静電容量センサを提供することを目的とする。

本発明に係る静電容量センサは、交流信号を発生する第１の交流信号発生源と、該交流信号発生源と接続され、物体に送信信号を放射する送信電極と、前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第１の受信電極と、第１の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第１の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第１のチャージアンプと、前記第１の受信電極と同じ形状及び特性を有し、前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第２の受信電極と、前記第２の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第２の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第２のチャージアンプと、前記第１の交流信号発生源からの信号を積分する第１の積分回路と、前記第１の交流信号発生源と第２の積分回路との間に設けられた交流信号の位相を反転する信号移相部と、前記位相を反転された交流信号を積分する第２の積分回路と、前記第１のチャージアンプと前記第１の積分回路の出力とを合成する第１の合成部と、前記第２のチャージアンプと前記第２の積分回路の出力とを合成する第２の合成部と、前記第１の合成部で合成された第１の合成信号と前記第２の合成部で合成された第２の合成信号とを入力し、第１、第２の合成信号の排他的否定和の信号を出力する検波器と、第１の交流信号発生源の交流信号と異なる周波数の交流信号を発生する第２の交流信号発生源と、前記検波器からの信号を入力し、前記検波器からの信号がアクティブの時の値を第２の交流信号発生源からの交流信号の数で計数し、前記物体の存在する被検出領域の検出信号として出力する位相検出部と、を有することを最も主要な特徴とする。

請求項１記載の発明によれば、第１、第２のチャージアンプの構成により送受信電極部のもつインピーダンスの影響を無くし、位相検出部の構成により出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能である高性能な静電容量センサを実現し提供することができる。

請求項２記載の発明によれば、第１のチャージアンプの構成により送受信電極部のもつインピーダンスの影響を無くし、位相検出部の構成により出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能である高性能な静電容量センサを実現し提供することができる。

請求項３記載の発明によれば、第１の受信電極と第２の受信電極を、フレキシブルフラットコード形態で、同等の温度特性を有する対をなす２個の電線により構成したことにより、請求項１に記載の発明の効果を奏し、かつ、第１の受信電極、第２の受信電極を検出対象物体の形状に対応した形状とすることが容易であり、更に、第１の受信電極、第２の受信電極の検出特性の均等化により検出信号の分解能向上に寄与し得る高性能な静電容量センサを実現し提供することができる。

請求項４記載の発明によれば、前記請求項１乃至３のいずれか１項に記載の発明において、疑似的な移動平均を行う移動平均手段を採用することにより、回路規模の小規模化、検出信号の分解能向上をも図ることができる高性能な静電容量センサを実現し提供することができる。

請求項５記載の発明によれば、前記請求項２に記載の発明において、第１の受信電極は、フレキシブルフラットコード形態の電線としたことにより、請求項２に記載の発明と同様な効果を奏し、かつ、第１の受信電極を検出対象物体の形状に対応した形状とすることが容易な高性能な静電容量センサを実現し提供することができる。

図１は本発明の実施例１に係る静電容量センサの一例である近接センサの構成を示す概略回路図である。 図２は本実施例１に係る近接センサの動作を説明する波形図である。 図２は本実施例１に係る近接センサの別の動作を説明する波形図である。 図２は本実施例１に係る近接センサの更に別の動作を説明する波形図である。 図５は本実施例１に係る近接センサにおけるチャージアンプの構成を模式的に示す回路図である。 図６は図５に示すチャージアンプの等価的に変換したチャージアンプの構成を模式的に示す回路図である。 図７は本実施例１に係る近接センサにおける積分回路の構成を模式的に示す回路図である。 図８は本実施例１におけるゲート信号及び発信信号の論理演算結果である信号をカウントする方法を説明するための波形図である。 図９は本発明の実施例２に係る近接センサの構成を示す概略回路図である。 図１０は従来の近接センサの構成を示す概略回路図である。 図１１は従来の近接センサの動作を説明する波形図である。 図１２は従来の近接センサの別の動作を説明する波形図である。 図１３は従来の近接センサの更に別の動作を説明する波形図である。

本発明は、送受信電極部のもつインピーダンスの影響を受けることがなく、出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能であり、高い分解能を備えた高性能な静電容量センサを提供するという目的を、交流信号を発生する第１の交流信号発生源と、該交流信号発生源と接続され、物体に送信信号を放射する送信電極と、前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第１の受信電極と、第１の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第１の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第１のチャージアンプと、前記第１の受信電極と同じ形状及び特性を有し、前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第２の受信電極と、前記第２の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第２の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第２のチャージアンプと、前記第１の交流信号発生源からの信号を積分する第１の積分回路と、前記第１の交流信号発生源と第２の積分回路との間に設けられた交流信号の位相を反転する信号移相部と、前記位相を反転された交流信号を積分する第２の積分回路と、前記第１のチャージアンプと前記第１の積分回路の出力とを合成する第１の合成部と、前記第２のチャージアンプと前記第２の積分回路の出力とを合成する第２の合成部と、前記第１の合成部で合成された第１の合成信号と前記第２の合成部で合成された第２の合成信号とを入力し、第１、第２の合成信号の排他的否定和の信号を出力する検波器と、第１の交流信号発生源の交流信号と異なる周期の交流信号を発生する第２の交流信号発生源と、前記検波器からの信号を入力し、前記検波器からの信号がアクティブの時の値を第２の交流信号発生源からの交流信号の数で計数し、前記物体の存在する被検出領域の検出信号として出力するとともに、前記移動平均手段を備える位相検出部と、を有する構成により実現した。

以下、図面を参照して、本発明の実施例に係る静電容量センサについて説明する。

（実施例１）
図１は、本実施例１に係る静電容量センサである近接センサ１の構成を示す概略回路図である。

図１に示すように、前記近接センサ１は、第１の交流信号発生源である発振器２Ａと、バッファ（増幅器）６Ａと、送信電極（アンテナ）３とを有し、発振器２Ａで生成した交流信号をバッファ６Ａにより充分なエネルギーにして送信電極３に供給し、発振信号Ｅａを被検出領域へ放射するように構成している。

前記発振器２Ａは、第１の交流信号発生源であり、例えば水晶振動子を用いて構成するが、本実施例１においては本回路を外部から制御する図示しないＣＰＵから交流信号を供給するものとしている。

前記送信電極３から放射される発信信号Ｅａの周波数及び強度の安定性は、近接センサ１の出力の安定性を左右する。特に前記発振信号Ｅａは、後述する位相検出部１０に使用する第２の交流信号発生源である発振器１３の発信信号の周期以上の波長の変化があってはならない。

前記近接センサ１は、被検出領域からの受信信号Ｅｂを受信する第１の受信電極（アンテナ）４Ａと、前記受信信号Ｅｂを増幅する増幅器である第１のチャージアンプ５Ａと、を有している。

同様に、前記近接センサ１は、被検出領域からの受信信号Ｅｂを受信する第２の受信電極（アンテナ）４Ｂと、前記受信信号Ｅｂを増幅する増幅器である第２のチャージアンプ５Ｂと、を有している。

更に、前記近接センサ１は、前記発振器２Ａからの発振信号を積分する第１の積分回路７Ａと、前記発振器２Ａからの発振信号を反転増幅し後述する検波器９Ａで検波を行う参照信号を生成するための反転増幅器１２Ａと、この反転増幅器１２Ａの出力信号を積分する第２の積分回路７Ｂと、を有している。

図１に示す近接センサ１では、発振器２Ａからの交流信号を第１の積分回路７Ａにより積分して三角波を生成するが、この三角波の振幅と第１の受信電極４Ａからの入力信号の振幅との比率は増幅率を決定する。前記第２の積分回路７Ｂに関しても同様である。

本願発明者の実験の結果、これらを同程度とすることがＳＮ比向上に最適であることが判明した。

なお、本実施例１においては、三角波をデューティー５０％でコンパレートすると、コンパレートされた矩形波信号の位相は、第１の交流信号発生源である前記発振器２Ａが生成する矩形波信号の位相を９０°遅らせたものとなることを仮定しておく。

前記近接センサ１は、更に前記第１のチャージアンプ５Ａ、及び、第１の積分回路７Ａの各出力信号を合成する第１の合成器１５Ａと、コンパレータ８Ａと、前記第２のチャージアンプ５Ｂ、及び、第２の積分回路７Ｂの各出力信号を合成する第２の合成器１５Ｂと、コンパレータ８Ｂと、前記コンパレータ８Ａ、８Ｂの出力信号を検波する検波器９Ａと、この検波器９Ａの出力信号を時間軸方向に検出（計数）する位相検出部１０と、この位相検出部１０に交流信号である発信信号を供給する第２の交流信号発生源としての発振器１３と、出力端子１１を有している。

前記コンパレータ８Ａ、８Ｂは、各々第１、第２の合成器１５Ａ、１５Ｂの出力信号を各々２値化し参照信号として検波器９Ａに供給する。

前記第１の受信電極４Ａと第２の受信電極４Ｂは、それぞれ同じ温度特性を有するように設定している。

また、前記第１の受信電極４Ａと第２の受信電極４Ｂは、例えば、形状変更、加工が容易なＶＦＦ（ビニルフレキシブルフラット）コードを用いて構成するとともに、対をなし、同じ長さを有して平行に配置された直線状の電極、又は同心円状に配置されたリング状の電極等に構成している。なお、信号を増強するために容量を増加させたい場合は、アルペット板を矩形に切り抜いたものを重ね、又はこれらを曲げたものを用いて構成してもよい。

このような前記第１の受信電極４Ａ、第２の受信電極４Ｂの構成により、第１の受信電極４Ａ、第２の受信電極４Ｂを物体Ｏの形状に対応した形状とすることが容易であり、更に、これらの検出特性の均等化により検出信号の分解能向上に寄与することが可能となる。

前記反転増幅器１２Ａは、信号移相部の一例であり、前記コンパレータ８Ａは第１の合成部１５Ａの一部として、前記コンパレータ８Ｂは第２の合成部１５Ｂの一部として構成している。

前記物体Ｏは、被検出領域内で移動する、例えば、人間の指等の適度な誘電率を持つ被検出物体である。

次に、本実施例１の近接センサ１の動作を、図２乃至図４を参照して説明する。ここに、図２乃至図４は、近接センサ１の動作を説明するための波形図である。

本実施例１の近接センサ１において、前記発振器２Ａが生成した交流信号をバッファ６Ａにより増幅し、送信電極３により被検出領域へ発振信号Ｅａとして放射する。

前記送信電極３から放射された発振信号Ｅａは、送信電極３で生成された電荷によって、被検出領域に電界を形成する。

第１の受信電極４Ａ及び第２の受信電極４Ｂは、被検出領域に存在する大気、誘電体及び物体Ｏ等による分極からの寄与を含めた電界から、電荷を生成する。

すなわち、第１の受信電極４Ａ及び第２の受信電極４Ｂは、被検出領域に形成される電界に応じた受信信号Ｅｂを受信する。
この時、被検出領域に存在する物体Ｏが一切動かなければ、送信電極３が送信する発振信号Ｅａが形成する電界は定常的な状態となり、第１の受信電極４Ａ及び第２の受信電極４Ｂが受信する受信信号Ｅｂは安定した位相と振幅を持つ。

一方、被検出領域内で、例えば、人間の指等の適度な誘電率を持つ物体Ｏが移動すると、第１の受信電極４Ａ及び第２の受信電極４Ｂが受信する受信信号Ｅｂの振幅が変化する。

前記近接センサ１が、一般に使用上想定するような物体Ｏの距離（例えば、リング状アンテナの直径又は棒状アンテナの長さと同程度）では、物体Ｏが移動しても、第１の受信電極４Ａ及び第２の受信電極４Ｂが受信する受信信号Ｅｂの位相の変化は殆ど無い。
本実施例１の近接センサ１において、前記発振信号Ｅａは、前記バッファ６Ａで増幅され、回路内では電源電圧を振幅とする矩形波の発振信号であり、送信電極３により空間に放出される。

この場合に、第１の受信電極４Ａ及び第２の受信電極４Ｂが受信する受信信号Ｅｂは、物体Ｏの有無により、その振幅が変化する。
以下の説明では、物体Ｏが近接センサ１から遠く離れた状態（近接していない状態）を第１の状態とし、物体Ｏが近接センサ１に近接した状態を第２の状態とする。

図２に示す受信信号Ｅｂ１は、第１の状態における、小さな振幅を持つ矩形波である。また、受信信号Ｅｂ２は、第１の状態と比較して振幅が増加した第２の状態の矩形波である。

前記発振器２Ａからの矩形波である発振信号は、前記第１の積分回路７Ａにより、小さな振幅の三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）となる。

この三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は、図２に破線で示す中間電位を中心に再度２値化することにより、発振信号Ｅａから９０°位相の遅れた矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ）となる（図示せず）。

この位相の遅れは一例であって、前記第１の積分回路７Ａの定数で決まるものである。
この例では、三角波の振幅が、チャージアンプ５Ａにより増幅された第１の受信電極４Ａからの信号振幅と同程度、かつ、受信信号からの位相遅れが９０°程度となるように設定している。

第１の状態では、第１のチャージアンプ５Ａ及び第１の積分回路７Ａの接続点において、前記第１の合成器１５Ａにより増幅された受信信号Ｅｂ１と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は合成され、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））が生成される。

第２の状態では、第１のチャージアンプ５Ａ及び第１の積分回路７Ａの接続点において、増幅された受信信号Ｅｂ２と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は合成器１５Ａにより合成されて、第前記第１の合成器１５Ａにより２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））が生成される。

図２に示す再２値化信号Ｆ１は、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））をコンパレータ８Ａにより、破線で示す中間電位を基準として、再度２値化した信号である。

また、再２値化信号Ｆ２は、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））をコンパレータ８Ａにより、破線で示す中間電位を基準として、再度２値化した信号である。

図２に示すように、再２値化信号Ｆ２は、再２値化信号Ｆ１に対して、位相がＰ１だけ、僅かに進むことになる。
再２値化信号Ｆ２の位相が僅かに進む理由は、次の通りである。

すなわち、ＬＰＦ（Ｅａ）と、第１の状態の受信信号Ｅｂ１及び第２の状態の受信信号Ｅｂ２とでは位相が９０°異なる。

また、第１の状態の受信信号Ｅｂ１より第２の状態の受信信号Ｅｂ２の方が、振幅が大きい。更に、第２の状態の方が、ＬＰＦ（Ｅａ）に対して位相の異なる信号を加算する割合が大きい。

後述するように、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））と、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））の位相の違いは、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。

すなわち、位相の違いは、近接センサ１のＳＮ比を決定するものであることから、できるだけ大きく取れるようにするのが望ましい。

図３において、反転発振信号Ｅａ’は、反転増幅器１２Ａの出力信号であり、発振信号Ｅａの１８０°移相信号である。以下、反転発振信号Ｅａ’とＥｂ１，Ｅｂ２の合成について述べる。

矩形波の反転発振信号Ｅａ’は、積分回路７Ｂにより変形され、小さな振幅の三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ’）となる。

三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ’）は、２値化することにより反転発振信号Ｅａ’から９０°位相の遅れた矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ’）となる（図示せず）。

ここで、矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ’）は、Ｅａから９０°位相の進んだ矩形波と見ることもできる。
第１の状態では、チャージアンプ５Ｂ及び積分回路７Ｂの接続点において、受信信号Ｅｂ１と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ’）は合成され、第１の状態の反転合成信号Ｄ１’（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ’））が生成される。

第２の状態では、チャージアンプ５Ｂ及び積分回路７Ｂの接続点において、受信信号Ｅｂ２と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ’）は合成され、第２の状態の反転合成信号Ｄ２’（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ’））が生成される。

再２値化反転信号Ｆ１’は、第１の状態の反転合成信号Ｄ１’（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ’））を、破線で示す中間電位を基準として、合成器１５Ｂ及びコンパレータ８Ｂにより再度２値化した信号である。再２値化反転信号Ｆ２’は、第２の状態の反転合成信号Ｄ２’（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ’））を、破線で示す中間電位を基準として、合成器１５Ｂ及びコンパレータ８Ｂにより再度２値化した信号である。

図３に示すように、再２値化反転信号Ｆ２’は、再２値化反転信号Ｆ１’に対して、位相がＰ２だけ、僅かに遅れることになる。

位相が僅かに遅れる理由は、次の通りである。
すなわち、第１の状態の増幅された受信信号Ｅｂ１より第２の状態の増幅された受信信号Ｅｂ２の方が振幅が大きく、第２の状態の方が、ＬＰＦ（Ｅａ）に対して位相の異なる信号を加算する割合が大きいためである。
第１の状態の反転合成信号Ｄ１’（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ’））と第２の状態の反転合成信号Ｄ２’（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ’））の位相の違いは、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。すなわち、位相の違いは、近接センサ１のＳＮ比を決定するものなので、できるだけ大きく取れるようにするのが望ましい。

図２及び図３に示したように、発振信号Ｅａと増幅された受信信号Ｅｂを合成した場合と、反転発振信号Ｅａ’と増幅された受信信号Ｅｂを合成した場合では、同じ増幅された受信信号Ｅｂを合成したとしても、増幅された受信信号Ｅｂの振幅の変化に対する各々の合成信号の移相方向は反対になる。

次に、図４を用いて、各々移相方向が反対になった、再２値化信号Ｆ１及びＦ２と、再２値化反転信号Ｆ１’及びＦ２’から直流電圧を得る仕組みを説明する。
図４の最上段には、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））及びこれを二値化した再２値化信号Ｆ１を示し、次段には、第１の状態の反転合成信号Ｄ１’（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ’））及びこれを２値化した再２値化反転信号Ｆ１’を示した。

パルス信号Ｇ１は、第１の状態において、第１の合成器１５Ａ及びコンパレータ８Ａから出力される再２値化信号Ｆ１及び第２の合成器１５Ｂ及びコンパレータ８Ｂから出力される再２値化反転信号Ｆ１’に基づいて、検波器９Ａから出力される信号である。

パルス信号Ｇ１は、再２値化信号Ｆ１及び再２値化反転信号Ｆ１’が互いに一致する部分において、パルス幅Ｐ３を持つパルスが発生するように生成されている。

すなわち、パルス信号Ｇ１は、再２値化信号Ｆ１及び再２値化反転信号Ｆ１’をＥＸＯＲ演算した結果に相当する。

図４において、パルス信号Ｇ１の次段には、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））及びこれを二値化した再２値化信号Ｆ２を示し、次段には、第２の状態の反転合成信号Ｄ２’（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ’））及びこれを２値化した再２値化反転信号Ｆ２’を示した。

パルス信号Ｇ２は、第２の状態において、第１の合成器１５Ａから出力される再２値化信号Ｆ２及び第２の合成器１５Ｂから出力される再２値化反転信号Ｆ２’に基づいて、検波器９Ａから出力される信号である。

パルス信号Ｇ２は、再２値化信号Ｆ２及び再２値化反転信号Ｆ２’が互いに一致する部分において、パルス幅Ｐ４を持つパルスが発生するように生成されている。

すなわち、パルス信号Ｇ２は、再２値化信号Ｆ２及び再２値化反転信号Ｆ２’をＥＸＯＲ演算した結果に相当する。

受信信号Ｅｂ２の振幅は受信信号Ｅｂ１の振幅より大きいので、各々の矩形波信号が反対方向に移相する量が増加して、互いに信号が一致しない部分が増加する。

したがって、パルス幅Ｐ４は、パルス幅Ｐ３と比較して、幅が広いパルスとなっている。
図４に示すパルス信号Ｇ１及びパルス信号Ｇ２の論理演算結果は、前記位相検出部１０により、第１の交流信号発生源である前記発振器２Ａの発信信号に比べて非常に大きな周波数を持つ第２の交流信号発生源である前記発振器１３の発信信号２９の波数として計数され、計数結果はパルス幅に比例した数値又は直流電圧に変換され、出力端子１１に出力される。

この場合の計数手段としては、例えば図８に示すように、発振器２Ａの一周期あたり、ゲート信号２８（パルス信号Ｇ１又はＧ２）の値が１（アクティブ）になっている間だけ第２の交流信号発生源である発振器１３の出力する発信信号２９の数を計数する論理回路で実現することができる。

すなわち、ゲート信号２８及び発信信号２９の論理演算結果である信号３０を計数する論理回路を前記位相検出部１０に構成すればよい。
この手段では、前記発信信号２９の数を計数するという構成とすることで、従来のゲート信号２８をＬＰＦにより平滑化した電圧レベルを見る方法に比べて、結果が電源電圧に影響されないという利点がある。

一般に電源電圧は温度などで変動するが、電源電圧に比べて非常に小さな出力しか得られない本実施例１の近接センサ１では大きな特徴となる。

この方法においては、計数結果の分解能は発信信号２９の周波数を大きくすればいくらでも上げることができるが、回路系の位相ノイズの大きさ以上の分解能を得ることはできない。

しかしながら、発振器２Ａの発信信号の１回の周期に対して、ゲートされた発振器１３の波数としてある計数値を得たとして、これを指定した回数だけ発振器２Ａの何周期かに亘り、移動平均回路により移動平均すればその平均値は精度の良い、すなわち、分解能の高いものとすることができる。但し、時間分解能は平均回数だけ失われる。

移動平均は、一般に平均回数分のデータを記憶しておき、最近のデータを加算する代わりに最古のデータを減算し、この結果を平均回数で除算することにより成されるが、平均回数が多くなるにつれて記憶しておくデータ量が大きくなる。

本実施例１においては、前記発振器２Ａの発信信号の数を積算する積算回路と、平均化回路とを前記位相検出部１０に組み込み、ある期間に亘って新しい値を積算回路により積算し続け、平均化回路により、平均値を求めた後、新しい値を加える都度、積算した値を指定した数値で割った値を減算して位相ずれの量を求めることで前記パルス信号Ｇ１又はＧ２のパルス幅に比例した高分解能の数値又は直流電圧として出力端子１１に出力する。

ここで、従来の移動平均法について、簡単の為４回の移動平均を例にとって説明すると、データをＸｉとすれば移動平均値Ｓｉは、
Ｓｉ ＝Ｘｉ＋Ｘｉ＋１＋Ｘｉ＋２＋Ｘｉ＋３ （１）
Ｓｉ＋１＝Ｘｉ＋１＋Ｘｉ＋２＋Ｘｉ＋３＋Ｘｉ＋４ （２）
したがって、（２）−（１）により、Ｓｉ＋１−Ｓｉ ＝ Ｘｉ＋４ − Ｘｉ、すなわち、
Ｓｉ＋１ ＝ Ｓｉ ＋ Ｘｉ＋４ − Ｘｉとなる。
この場合の移動平均法においては移動平均値Ｓｉ＋１の値はその前のＳｉに新しいデータＸｉ＋４を加え、最初（４回平均なら４個前）のデータＸｉを減じて行けば得られる。

本発明が採用する擬似的な移動平均法においては、データＸｉの値を記憶するのではなく、データＸｉの値はＳｉ／４とさほど変わらないであろうという予測に基づき、減算するデータＸｉの値をＳｉ／４で代替するものである。
したがつて、上述した擬似的な移動平均法においては、
Ｓｉ＋１ ＝ Ｓｉ ＋ Ｘｉ＋４ − Ｓｉ／４として、この式により移動平均値Ｓｉ＋１を求めるものであり、この擬似的な移動平均法による実験の結果は良好であることを確認した。

更に、計算機の仕組みから、／２は数値を１ビット右シフト、／４は数値を２ビット右シフト、／２５６は８ビット右シフトで計算すると除算よりはるかに早く計算できることが判明した（ただし、平均回数は２のｎ乗とする）。
例えば、１１００（１２）を１ビットシフトすると０１１０（６）となり、更に１ビットシフトすると００１１（３）となる。

数１に２５６回の移動平均を行う場合における本実施例１の擬似的な移動平均法の数式を示す。

この場合には、データＸｉを２５６個記憶する必要がなく前記位相検出部１０の構成の簡略化を図ることができるという利点がある。

数２に２５６回の移動平均を行う場合における従来の移動平均法の数式を示す。

この場合には、データＸｉを２５６個記憶する記憶容量が必要であり、位相検出部１０の回路構成が大規模化する。

ここで、前記積算した値を割る指定値は、２の累乗からなる値とする。

このような構成によれば、前記位相検出部１０に大量のデータを記憶しておく必要は無くなり、前記位相検出部１０の回路構成の小規模化を図ることができるとともに、結果として高感度の検出信号を得ることが可能となる。

図５は、本実施例１における前記第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂの構成を模式的に記したものである。

図５において、出力端子２０は、送信電極３の導線部を示し、入力端子２１は第１の受信電極４Ａ又は第２の受信電極４Ｂの導線部を示し、送信電極３の導線部と、第１の受信電極４Ａ又は第２の受信電極４Ｂの導線部との間の空間の被測定容量Ｃ１をコンデンサ１７で示している。

また入力端子２１とグランドの間には模式上寄生容量（送信電極３、第１の受信電極４Ａ又は第２の受信電極４Ｂが構成する容量）Ｃ２を有するコンデンサ１８が形式上挿入されるのと等価である。

被測定容量Ｃ１を増幅する前記第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂは、入力端子２１の電荷を反転入力とするオペアンプ１９及び帰還容量Ｃ３を有するコンデンサ１６により構成され、オペアンプ１９の出力端子を第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂの出力部２３で示す。

この構成において前記第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂの入力部は前記出力端子２０となる。

図５に模式的に示した第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂにおいて、その入力部（前記出力端子２０）よりの入力信号をＶｉｎとし、出力部２３の出力信号Ｖｏｕｔとして、増幅率Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎを計算すると以下のようになる。

図５に模式的に示した第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂにおいて、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔとの間に鳳テブナンの定理を適用すると、図５に示す回路は図６に示す回路に等価的に変換される。

すなわち、図６において、第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂの入力部（前記出力端子２０）とオペアンプ１９との間には、被測定容量Ｃ１を表すコンデンサ１７ではなく、被測定容量Ｃ１を示すコンデンサ１７及び寄生容量Ｃ２を示すコンデンサ１８が並列で配置され、寄生容量Ｃ２を表すコンデンサ１８はもはや接地されない。

ただし、入力部（前記出力端子２０）における入力信号Ｖｉｎは、Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）倍されたもので置き換えられる。

ここに、第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂの増幅率Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎは、次のように容易に計算される。

すなわち、入力部（前記出力端子２０）のインピーダンスを、Ｚｉ＝１／ｊω（Ｃ１＋ＣＣ２）及び帰還部のインピーダンスＺｒ＝１／ｊωＣ３とすると、反転増幅器１９の増幅率はＺｒ／Ｚｉ＝（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ３となるが、入力電圧はＣ１／（Ｃ１＋Ｃ２）倍されているので、増幅率Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝（Ｃ１＋Ｃ２）／（Ｃ３×Ｃ１）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝Ｃ１／Ｃ３となる。

再記すると、出力信号Ｖｏｕｔ＝（Ｃ１／Ｃ３）×Ｖｉｎとなり、これは寄生容量Ｃ２の値に依存しないことを示している。

したがって、上述した構成の第１又は第２のチャージアンプ５Ａ又は５Ｂを用いることにより、本実施例１の近接センサ１は、前記寄生容量Ｃ２に影響されることなく、すなわち、前記送信電極３、第１、第２の受信電極４Ａ、４Ｂの静電容量の変化に影響されることなく、物体Ｏからの受信信号Ｅｂを増幅した受信信号Ｅｂ１又はＥｂ２を得ることが可能となる。

図７に前記積分回路７Ａ又は積分回路７Ｂに相当する積分回路７Ｃの構成を模式的に示す。

前記積分回路７Ｃの入力部２４には、第１の交流信号発生源である発振器２Ａの発信信号を入力し、また、オペアンプ１９の入力部には抵抗２６を接続し、オペアンプ１９の入力部と出力部２５との間にはコンデンサ２７を接続して、積分結果を出力部２５より得るように構成したものである。

この場合、前記発振器２Ａの発信信号は矩形波信号なので、積分回路７Ｃの出力信号は三角波信号となる。

そして、前記三角波信号の傾斜部の傾きは、前記抵抗２６及びコンデンサ２７の値により自由に設定することが可能である。

（実施例２）
次に、図９を参照して、本発明の実施例２に係る近接センサ１Ａについて説明する。

なお、図９に示す実施例２の近接センサ１Ａにおいて、既述した実施例１の近接センサ１の場合と同一要素には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。

本発明の実施例２に係る近接センサ１Ａにおいて、既述した実施例１の近接センサ１では、合成信号（Ｅｂ＋ＬＰＦ（Ｅａ））と反転合成信号（Ｅｂ＋ＬＰＦ（Ｅａ’））の位相を比較することにより、その一方の変化のみを見る場合に比べてＳＮ比が向上し、大きな出力信号を得ることができるが、回路規模が大きくなることを考慮して、反転信号側の各回路要素を省略し、全体として簡略構成としたことが特徴である。

すなわち、前記近接センサ１Ａにおいては、前記第２の受信電極４Ｂ、第２のチャージアンプ５Ｂ、第２の積分回路７Ｂ、コンパレータ８Ｂ、反転増幅器１２Ａ、第２の合成器１５Ｂを省略している。

このような構成の実施例２によれば、出力信号のＳＮ比が厳しく要求されないような用途に適用して好適な簡略構成の近接センサ１Ａを実現することができる。
但し、本発明の技術的範囲は上述した実施例の内容に限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶものである。

本発明の静電容量センサは、種々の物品を製造する工場のベルトコンベア上の物品の検出、流通分野の貨物検出、自動車における近接物体の検出等の用途に広範に適用可能である。

１ 近接センサ
１Ａ 近接センサ
２Ａ 発振器
３ 送信電極
４Ａ 第１の受信電極
４Ｂ 第２の受信電極
５Ａ 第１のチャージアンプ
５Ｂ 第２のチャージアンプ
６Ａ バッファ
７Ａ 第１の積分回路
７Ｂ 第２の積分回路
７Ｃ 積分回路
８Ａ コンパレータ
８Ｂ コンパレータ
９Ａ 検波器
１０ 位相検出部
１１ 出力端子
１２Ａ 反転増幅器
１３ 発振器
１５Ａ 第１の合成器
１５Ｂ 第２の合成器
１６ コンデンサ
１７ コンデンサ
１８ コンデンサ
１９ オペアンプ
１９ 反転増幅器
２０ 出力端子
２１ 入力端子
２３ 出力部
２４ 入力部
２５ 出力部
２６ 抵抗
２７ コンデンサ
２８ ゲート信号
２９ 発信信号
３０ 信号
Ｃ１ 被測定容量
Ｃ２ 寄生容量
Ｃ３ 帰還容量

Claims (5)

1. 交流信号を発生する第１の交流信号発生源と、
   該交流信号発生源と接続され、物体に送信信号を放射する送信電極と、
   前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第１の受信電極と、
   第１の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第１の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第１のチャージアンプと、
   前記第１の受信電極と同じ形状及び特性を有し、前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第２の受信電極と、
   前記第２の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第２の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第２のチャージアンプと、
   前記第１の交流信号発生源からの信号を積分する第１の積分回路と、
   前記第１の交流信号発生源と第２の積分回路との間に設けられた交流信号の位相を反転する信号移相部と、
   前記位相を反転された交流信号を積分する第２の積分回路と、
   前記第１のチャージアンプと前記第１の積分回路の出力とを合成する第１の合成部と、
   前記第２のチャージアンプと前記第２の積分回路の出力とを合成する第２の合成部と、
   前記第１の合成部で合成された第１の合成信号と前記第２の合成部で合成された第２の合成信号とを入力し、第１、第２の合成信号の排他的否定和の信号を出力する検波器と、
   前記第１の交流信号発生源の交流信号と異なる周期の交流信号を発生する第２の交流信号発生源と、
   前記検波器からの信号を入力し、前記検波器からの信号がアクティブの時の値を第２の交流信号発生源からの交流信号の数で計数し、前記物体の存在する被検出領域の検出信号として出力する位相検出部と、
   を有することを特徴とする静電容量センサ。
2. 交流信号を発生する第１の交流信号発生源と、
   該交流信号発生源と接続され、物体に送信信号を放射する送信電極と、
   前記物体の静電容量に応じた受信信号を受信する第１の受信電極と、
   第１の受信電極で受信した信号を前記送信電極、第１の受信電極の寄生容量の影響を受けることなく増幅する第１のチャージアンプと、
   前記第１の交流信号発生源からの交流信号を積分する第１の積分回路と、
   前記第１のチャージアンプと前記第１の積分回路の出力とを合成する第１の合成部と、
   前記第１の合成部で合成された第１の合成信号と第１の交流信号発生源からの交流信号との排他的否定和の信号を出力する検波器と、
   前記第１の交流信号発生源の交流信号と異なる周期の交流信号を発生する第２の交流信号発生源と、
   前記検波器からの信号を入力し、前記検波器からの信号がアクティブの時の値を
   第２の交流信号発生源からの交流信号の数で計数し、前記物体の存在する被検出領域の検出信号として出力する位相検出部と、
   を有することを特徴とする静電容量センサ。
3. 前記第１の受信電極と第２の受信電極は、フレキシブルフラットコード形態で、同等の温度特性を有する対をなす２個の電線であることを特徴とする請求項１に記載の静電容量センサ。
4. 前記位相検出部で検出する前記第１の合成信号と前記第２の合成信号との位相ずれ量は、ある期間に亘って新しい値を積算して平均値を求め、新しい値を加える都度、求めた平均値を平均回数に相当する数値で割った値を減算する擬似的な移動平均手段により求めることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の静電容量センサ。
5. 前記第１の受信電極は、フレキシブルフラットコード形態の電線であることを特徴とする請求項２に記載の静電容量センサ。

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