JP2019078637A - Ｏｔｄｒ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、ＯＴＤＲによる光ファイバの損失分布測定において、１回の測定トレースでのダイナミックレンジを拡大し、全体の測定時間を短縮することを目的とする。
【解決手段】本発明に係るＯＴＤＲ装置３０１は、被測定光ファイバ５０に試験光パルスを入射し、被測定光ファイバ５０中で発生する後方散乱光をコヒーレント受信し、被測定光ファイバ５０の損失分布測定を行なうＯＴＤＲ装置であって、入力されたＩＱ変調信号列で前記試験光パルス毎にＩＱ変調を行う光変調器１３と、前記ＩＱ変調信号列を用いてコヒーレント受信した受信信号から被測定光ファイバ５０の距離に対する損失分布を導出する演算を行う信号処理手段１８と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本開示は、光通信システム分野において光信号の伝送媒体である光ファイバの損失分布評価や破断点の位置を試験するＯＴＤＲ装置に関する。

光ファイバ通信システムにおいて、光ファイバケーブルの敷設時の損失試験、故障箇所の調査、システム容量のアップグレード時の再評価には、光時間領域反射率測定器（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｅｒ、ＯＴＤＲ）（例えば、非特許文献１を参照。）を用いた損失分布測定が不可欠である。

ＯＴＤＲのダイナミックレンジは、被測定光ファイバ（Ｆｉｂｅｒ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ、ＦＵＴ）の測定可能な長さと測定の信頼性を決定する重要なパラメータであり、ダイナミックレンジを拡大するための多くの技術が提案されている。最も単純な方法として、試験光のパルス幅を広げることによってダイナミックレンジを増加させることができるが、これは空間分解能の低下をもたらす。コヒーレントＯＴＤＲ（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＯＤＴＲ、Ｃ−ＯＴＤＲ）は、コヒーレント検出による受信感度を改善し、直接検波ＯＴＤＲと比較してダイナミックレンジを増加させる（例えば、非特許文献２、３、４を参照。）。

一方、２００個の周波数チャネルの試験光パルスを用いた周波数分割多重ＯＴＤＲ（ＦＤＭ−ＯＴＤＲ）による１３ｄＢのダイナミックレンジ改善が報告されている（例えば、非特許文献５を参照。）。また、Ｇｏｌａｙ符号（例えば、非特許文献６、７を参照。）やＳｉｍｐｌｅｘ符号（例えば、非特許文献８を参照。）などの特定の符号で符号化された試験光パルスを使用することにより、符号化利得とダイナミックレンジを増加させることができる。

最も一般的に用いられているダイナミックレンジ拡大方法は、ＯＴＤＲ測定を繰返し行い、得られたデータを平均化することである。この場合、測定回数をＮｍｅａｓとするとダイナミックレンジは（Ｎｍｅａｓ）＾（１／２）だけ改善される。

Ｍ． Ｋ． Ｂａｒｎｏｓｋｉ ａｎｄ Ｓ． Ｍ． Ｊｅｎｓｅｎ， "Ｆｉｂｅｒ ｗａｖｅｇｕｉｄｅｓ： Ａ ｎｏｖｅｌ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｎｇ ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ"， Ａｐｐｌ． Ｏｐｔ． １５（９）， ２１１２−２１１５ （１９７６）． Ｐ． Ｈｅａｌｅｙ ａｎｄ Ｄ． Ｊ． Ｍａｌｙｏｎ， "ＯＴＤＲ ｉｎ ｓｉｎｇｌｅ−ｍｏｄｅ ｆｉｂｒｅ ａｔ １．５ μｍ ｕｓｉｎｇ ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ"， Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ． １８（２０）， ８６２−８６３ （１９８２）． Ｙ． Ｋｏｙａｍａｄａ， ａｎｄ Ｈ． Ｎａｋａｍｏｔｏ， "Ｈｉｇｈ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｓｉｎｇｌｅ ｍｏｄｅ ＯＴＤＲ ｕｓｉｎｇ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｆｉｂｒｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ"， Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ． ２６（９）， ５７３−５７５ （１９９０）． Ｈ． Ｉｚｕｍｉｔａ， Ｙ． Ｋｏｙａｍａｄａ， Ｓ． Ｆｕｒｕｋａｗａ， ａｎｄ Ｉ． Ｓａｎｋａｗａ， "Ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｌｉｍｉｔ ｏｆ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＯＴＤＲ ｅｎｈａｎｃｅｄ ｗｉｔｈ ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ｄｕｅ ｔｏ ｏｐｔｉｃａｌ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｐｈｅｎｏｍｅｎａ"， Ｊ． Ｌｉｇｈｔｗ Ｔｅｃｈｎｏｌ． １２（７）， １２３０−１２３８ （１９９４）． Ｈ． Ｉｉｄａ， Ｋ． Ｔｏｇｅ， ａｎｄ Ｆ． Ｉｔｏ， "２００−ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌ ｕｌｔｒａ−ｈｉｇｈ−ｄｅｎｓｉｔｙ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＯＴＤＲ ｗｉｔｈ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｅｆｆｅｃｔ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ"， ｉｎ Ｐｒｏｃ． Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ２０１３， ｐａｐｅｒ ＯＷ１Ｋ．５． Ｍ． Ｎａｚａｒａｔｈｙ， Ｓ． Ａ． Ｎｅｗｔｏｎ，Ｒ． Ｐ． Ｇｉｆｆａｒｄ， Ｄ． Ｓ． Ｍｏｂｅｒｌｙ， Ｆ． Ｓｉｓｃｈｋａ， Ｗ． Ｒ． Ｔｒｕｔｎａ， Ｓ． Ｆｏｓｔｅｒ， "Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ ｌｏｎｇ ｒａｎｇｅ ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｐｔｉｃａｌ ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｅｒ"， Ｊ． Ｌｉｇｈｔｗ． Ｔｅｃｈｎｏｌ． ７（１）， ２４−３８ （１９８９）． Ｈ． Ｎａｋａｍｏｔｏ， Ｎ． Ｏｈｔａ， ａｎｄ Ｙ． Ｋｏｙａｍａｄａ， "Ｕｓｅ ｏｆ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｄｙｎａｍｉｃ ｒａｎｇｅ ｏｆ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＯＴＤＲｓ"． Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｊａｐａｎ （Ｐａｒｔ Ｉ： Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ） ７５（１０）， ４２−５４ （１９９２）． Ｍ． Ｄ． Ｊｏｎｅｓ， "Ｕｓｉｎｇ ｓｉｍｐｌｅｘ ｃｏｄｅｓ ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ＯＴＤＲ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ"， ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎ． Ｔｅｃｈｎｏｌ． Ｌｅｔｔｅｒｓ． ５（７）， ８２２−８２４ （１９９３）．

ＦＤＭ−ＯＴＤＲにおいては、試験光の周波数チャネル数を増やすことによってダイナミックレンジが拡大される。しかしながら、周波数チャネル数を増やすと各チャネル間の周波数間隔が狭窄化し、試験光周波数間でのクロストークが発生し、ＯＴＤＲ測定の精度が劣化するという課題がある。また、補間相関Ｇｏｌａｙ符号をＣ−ＯＴＤＲ測定において使用するとき、測定可能なＦＵＴの長さが試験光光源の位相雑音によって制限されると（例えば、非特許文献８を参照。）という課題もある。Ｓｉｍｐｌｅｘ符号はＧｏｌａｙ符号よりも大きな符号化利得を提供するが、多数の測定トレースが必要という課題がある。ダイナミックレンジ拡大のために測定回数を増大させることは海底ケーブルのＯＴＤＲ測定に深刻な影響を与え得る。例えば、ＦＵＴの長さが１２０００ｋｍで、Ｎｍｅａｓ＝２＾１６の場合、測定時間の合計は２時間を超えてしまう。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、１回の測定トレースでのダイナミックレンジを向上し、且つ測定時間の短縮を可能とするＯＴＤＲ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るＯＴＤＲ装置は、試験光として単一パルスではなくデータ変調された信号パルス列を用い、当該信号パルス列で発生した戻り光を演算することでＯＴＤＲ波形を得ることとした。

具体的には、本発明に係るＯＴＤＲ装置は、被測定光ファイバに試験光パルスを入射し、前記被測定光ファイバ中で発生する後方散乱光をコヒーレント受信し、前記被測定光ファイバの損失分布測定を行なうＯＴＤＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｅｒ）装置であって、
入力されたＩＱ変調信号列で前記試験光パルス毎にＩＱ変調を行う光変調器と、
前記ＩＱ変調信号列を用いてコヒーレント受信した受信信号から前記被測定光ファイバの距離に対する損失分布を導出する演算を行う信号処理手段と、
を備える。

本ＯＴＤＲ装置は、試験光として単一パルスではなくデータ変調された信号パルス列を用いることによって、ＦＵＴ内で発生する後方散乱光のパワーを増大させ、受信部での信号雑音比（ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ、ＳＮＲ）を改善する。その結果、受信後の信号処理によって導出されるＯＴＤＲ波形のダイナミックレンジは、単一パルスを試験光として用いた場合よりも大きいものとなる。従って、本発明は、１回の測定トレースでのダイナミックレンジを向上し、測定時間の短縮を可能とするＯＴＤＲ装置を提供することができる。

本発明に係るＯＴＤＲ装置は、時間領域で戻り光の信号処理を行う場合、次のように演算する。
前記信号処理手段が行う前記演算は、
前記ＩＱ変調信号列をベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}＝［ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１）， ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}）］、及び
前記受信信号をベクトルｘ_ｏｂｓ＝［ｘ_ｏｂｓ（１）， ｘ_ｏｂｓ（２），・・・，ｘ_ｏｂｓ（Ｎ_ｏｂｓ）］としたとき、
信号列ベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}に基づくテプリッツ行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ}と、テプリッツ行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ}のムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋とを導出し、
ムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋と受信信号ベクトルｘ_ｏｂｓとを乗算して得られた列ベクトルを前記被測定光ファイバの距離依存性に換算する演算である。

信号パルス列をＦＵＴに入射した場合、戻り光は各パルスによる後方散乱光が重畳した光となる。本ＯＴＤＲ装置は、上記演算により戻り光を受光した受信信号から各パルス毎に後方散乱光の情報を分離して加算し、ＦＵＴの距離に対する損失分布に変換することでＯＴＤＲ波形を得ている。

本発明に係るＯＴＤＲ装置は、前記被測定光ファイバの長さの範囲をＮ_{ｌｅｎｇｔｈ}個に分類し、前記被測定光ファイバの損失分布測定における空間分解能の設定値をＮ_ｓｒ個に限定し、Ｎ_{ｌｅｎｇｔｈ}とＮ_ｓｒの組み合わせ数に対応する（Ｎ_{ｌｅｎｇｔｈ}×Ｎ_ｓｒ）個のムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋を予め保持する記憶素子をさらに備え、
前記信号処理手段は、所望の前記被測定光ファイバの長さの範囲と所望の前記空間分解能の設定値に応じたムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋を前記記憶素子から取り出し、前記演算を行うことが好ましい。

ＦＵＴが長いほど、また、試験光パルス幅が小さいほど、テプリッツ行列やムーアペンローズ逆行列のサイズは大きくなり、信号処理部での計算負荷の増大につながる。このため、ＦＵＴの長さ範囲とＯＴＤＲ波形の空間分解能を複数種類に限定し、それぞれの組み合わせに応じて、テプリッツ行列やムーアペンローズ逆行列をあらかじめ計算し、その結果を信号処理部内の高速読み込み可能なメモリーに保存しておくことで、演算を短縮化できる。

本発明に係るＯＴＤＲ装置の前記信号処理手段は、前記ＩＱ変調信号列と前記受信信号をフーリエ変換し、前記演算を周波数領域で行なうこととしてもよい。

この場合、次のように演算する。
前記信号処理手段が行う前記演算は、
前記ＩＱ変調信号列をベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}＝［ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１）， ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}）］、及び
前記受信信号をベクトルｘ_ｏｂｓ＝［ｘ_ｏｂｓ（１）， ｘ_ｏｂｓ（２），・・・，ｘ_ｏｂｓ（Ｎ_ｏｂｓ）］としたとき、
ベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}の要素数とベクトルｘ_ｏｂｓの要素数が一致するようにベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}にゼロの要素を付加したベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}’＝（ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１），ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}），０，０，・・・，０）をフーリエ変換してベクトルＸ_{ｐｒｏｂｅ}＝（Ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１），Ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，Ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_ｏｂｓ））を導出し、
ベクトルｘ_ｏｂｓをフーリエ変換してベクトルＸ_ｏｂｓ＝（Ｘ_ｏｂｓ（１），Ｘ_ｏｂｓ（２），・・・，Ｘ_ｏｂｓ（Ｎ_ｏｂｓ））を導出し、
ベクトルＸ_ｏｂｓの各々の要素をベクトルＸ_{ｐｒｏｂｅ}の各々の要素で除算したベクトルＨを逆フーリエ変換して得られた列ベクトルを前記被測定光ファイバの距離依存性に換算する演算である。

本発明は、１回の測定トレースでのダイナミックレンジを向上し、測定時間の短縮を可能とするＯＴＤＲ装置を提供することができる。

本発明に係るＯＴＤＲ装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。 本発明に係るＯＴＤＲ装置における受信パワーの時間変化を３種類の試験光（単一パルス、ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号）、４種類の試験光パルス幅（１００００ｎｓ、１０００ｎｓ、１００ｎｓ、１０ｎｓ）について比較する図である。 本発明に係るＯＴＤＲ装置における平均受信パワーの試験光パルス幅依存性を３種類の試験光（単一パルス、ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号）について比較する図である。 試験光が単一パルスである場合のＯＴＤＲ波形を４種類の試験光パルス幅（１００００ｎｓ、１０００ｎｓ、１００ｎｓ、１０ｎｓ）について比較する図である。 試験光がＢＰＳＫ信号である場合の本発明に係るＯＴＤＲ装置におけるＯＴＤＲ波形を４種類の試験光パルス幅（１００００ｎｓ、１０００ｎｓ、１００ｎｓ、１０ｎｓ）について比較する図である。 試験光がＱＰＳＫ信号である場合の本発明に係るＯＴＤＲ装置におけるＯＴＤＲ波形を４種類の試験光パルス幅（１００００ｎｓ、１０００ｎｓ、１００ｎｓ、１０ｎｓ）について比較する図である。 本発明に係るＯＴＤＲ装置におけるダイナミックレンジの試験光パルス幅依存性を３種類の試験光（単一パルス、ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号）について比較する図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。これらの実施の例は例示に過ぎず、本発明は当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を施した形態で実施することができる。

（実施形態１）
図１は、本実施形態のＯＴＤＲ装置３０１を説明するブロック図である。ＯＴＤＲ装置３０１は、被測定光ファイバ５０に試験光パルスを入射し、被測定光ファイバ５０中で発生する後方散乱光をコヒーレント受信し、被測定光ファイバ５０の損失分布測定を行なうＯＴＤＲ装置であって、
入力されたＩＱ変調信号列で前記試験光パルス毎にＩＱ変調を行う光変調器１３と、
前記ＩＱ変調信号列を用いてコヒーレント受信した受信信号から被測定光ファイバ５０の距離に対する損失分布を導出する演算を行う信号処理手段１８と、
を備えることを特徴とする。

以下に本ＯＴＤＲ装置３０１の動作原理を示す。レーザ光源１１から出力されたＣＷ光は、光カプラ１２によって２つに分割され、出力の１つは、コヒーレント受信器１６のローカル光として使用され、他方は試験光パルスを生成する光変調器１３に結合される。試験光パルスは、光サーキュレータ１４を介して被測定光ファイバ（ＦＵＴ）５０に結合される。試験光パルスの一部は、被測定光ファイバ５０中のレイリー散乱や、接続点・故障点でのフレネル反射によって後方反射される。反射された試験光パルスは、光サーキュレータ１４を介してコヒーレント受信器１６に結合され、受信された試験光の振幅および位相が測定される。

従来のＯＴＤＲ装置においては、光変調器を駆動する電気信号として単一パルス（インパルス）信号が用いられるのに対し、ＯＴＤＲ装置３０１は、ＩＱ変調信号列発生手段１５から出力されるＱＰＳＫ信号等のＩＱ変調信号列によって光変調器１３が駆動され、その結果、光変調器１３からＩＱ変調信号光が出力される。ここでＩＱ変調信号列の信号情報（信号パターン）は固定パターンであり、ＯＴＤＲ装置３０１の使用者はその信号情報を把握しているものとする。なお、ＩＱ変調信号列発生手段１５はパルス・パターン・ジェネレータやファンクション・ジェネレータ等の装置、若しくはこれらの装置の機能を本発明に適した形で限定的に実現した装置によって構成される。

ここで試験光をパルス列と考え、次式のようにＮ_{ｐｒｏｂｅ}個の要素からなる列ベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}で表わす。

本実施形態では、試験光として、単一パルス、ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号の３通りを考える。それぞれを次式で表わす。

ＯＴＤＲの空間分解能ΔＬ_ｓｒは次式で与えられる。

ここで、ｃは真空中の光速度、Ｔ_０は試験光のパルス幅、ｎ_ｇは被測定光ファイバの群屈折率である。

被測定光ファイバの後方散乱インパルス応答を次式のようにＮ_ｈ個の要素からなる列ベクトルｈとする。

Ｎ_ｈは次式で与えられる。

ここで、Ｌ_ＦＵＴは被測定光ファイバの長さ、Ｌ_{ｅｘｔｒａ}はＬ_ＦＵＴを超えた領域での雑音のパワーを考慮するために付与される長さである。

ｈは時間依存性を表わすベクトルであるが、これをファイバ長さ依存性に換算したものがＯＴＤＲ波形である。また、ｈは複素ベクトルであり、その各要素の絶対値は、被測定光ファイバの損失、レイリー後方散乱係数、空間分解能ΔＬ_ｓｒによって決まる。本計算においては、ｈの各要素の位相はランダムな固定値であるとする。

コヒーレント受信器１６で受信される信号をｘ_ｒｅｃとすると、ｘ_ｒｅｃはｘ_{ｐｒｏｂｅ}とｈの畳込みで表される。

ｘ_ｒｅｃの要素数は次式で与えられる。

数８の畳込みは、ｘ_{ｐｒｏｂｅ}をテプリッツ行列化したｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}とベクトルｈの乗算で表すことができる。

ここで行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}は次式で与えられる。

ｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}の行数はＮ_ｒｅｃ、列数はＮ_ｈである。

コヒーレント受信器で付与される雑音は白色ガウス雑音として表現されるショット雑音である。このショット雑音を次式のような要素数Ｎ_ｒｅｃのベクトルｘ_ＷＧＮとして考える。

コヒーレント受信器で観測される信号ｘ_ｏｂｓはｘ_ｒｅｃとｘ_ＷＧＮの和であることから、次式が得られる。

ｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}は縦長の行列であるから（Ｎ_ｒｅｃ＞Ｎ_ｈ）、ｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}のムーアペンローズ逆行列を数１３の両辺の左側から乗算することによって次式が得られる。

ここで、ｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ} ^＋はｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}のムーアペンローズ逆行列であり、次の関係式が用いられた。

但し、Ｉ_Ｎｈは行数、列数がともにＮ_ｈである単位行列である。

実際の測定においては雑音ｘ_ＷＧＮの情報を得ることはできないので、信号処理手段内での次式を用いた演算により、ｘ_ｏｂｓのみからｈを推定する必要がある。推定するｈをｈ_ｅｔｍと記載する。

受信器で付与される雑音によって、ｈとｈ_ｅｔｍとの間の差が生じる。

試験光ベクトルの要素数Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}が増えるほどコヒーレント受信器に入射される後方散乱光のパワーが増大し、コヒーレント受信器での信号対雑音比が改善され、その結果、ＯＴＤＲ装置の１回の測定トレースでのダイナミックレンジが改善される。しかしながら、試験光ベクトルの要素数Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}の最大値はレーザ光源の位相雑音（即ち線幅Δν）によって制限される。即ち、試験光パルス列を発生している途中でレーザ光源の位相が変化すると、ｈを正しく推定することができなくなる。ここで、レーザ光源のコヒーレンス時間τ_ｃの間においては出力光の位相が一定であるとする。この場合、Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}の最大値は次式で与えられる。

数１７より、試験光パルス幅Ｔ_０とレーザ光源の線幅Δνの積が小さいほどＯＴＤＲのダイナミックレンジの拡大量が大きいことが分かる。

被測定光ファイバが長いほど、また、試験光パルス幅が小さいほど、数１１で与えられる行列のサイズは大きくなり、これは信号処理部での計算負荷の増大につながる。しかしながら、被測定光ファイバの長さの範囲をＮ_{ｌｅｎｇｔｈ}個に分類・設定し、ＯＴＤＲ波形の空間分解能をＮ_ｓｒ種類に限定し、それぞれの組み合わせに応じて、Ｎ_{ｌｅｎｇｔｈ}×Ｎ_ｓｒ個のｘ_{ｐｒｏｂｅ、ｔｐｌ}をあらかじめ計算し、その結果を信号処理部内の高速読み込み可能なメモリーに保存しておくことで、数１６の計算を短時間で実現することが可能となる。

続いて、ここまで述べた動作原理に基づくＯＴＤＲ装置について、シミュレーションを行った結果を示す。レーザ光源の線幅はΔν＝１ｋＨｚとした。これはコヒーレンス時間τ_ｃ＝７９７．９μｓに相当する。単一パルス、ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号のパルス幅はＴ_０＝１００００、１０００、１００、１０ｎｓのいずれかに設定した。これらのパルス幅はそれぞれ、変調信号における要素数の上限Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}＝８０、７９８、７９７９、７９７８９個に相当する。ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号の信号パターンはランダムな固定値とした。被測定光ファイバに入射する試験光のピークパワーは１０ｍＷとした。被測定光ファイバは長さＬ_ＦＵＴ＝１００ｋｍ、損失α＝０．２ｄＢ／ｋｍ、群屈折率ｎ_ｇ＝１．４６、レイリー後方散乱係数Ｒｒｂｓ＝４．７Ｅ−８ｍ^−１とした。また、被測定光ファイバの終端でのフレネル反射のパワー比を−１４ｄＢとした。

図２は、試験光が単一パルス、ＢＰＳＫ信号、およびＱＰＳＫ信号の場合の単一トレースにおける受信パワーの比較を示す図である。図２（ａ）はＴ_０＝１００００ｎｓの場合、図２（ｂ）はＴ_０＝１０００ｎｓの場合、図２（ｃ）はＴ_０＝１００ｎｓの場合、図２（ｄ）はＴ_０＝１０ｎｓの場合である。図２の横軸は、Ｔ_ｒｔを被測定光ファイバ内の単一パルス試験光の往復時間とした場合のＴ_ｒｔによって正規化された時間を表わす。単一パルス試験光の場合、時間とともに受信電力が減少し、また、パルス幅を短くするほどＳＮＲが低下することが示されている。ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ信号列を被測定光ファイバに入射した場合、信号パターンに依存して受信パワーは時間とともに変動するが、多くの試験光パルスが次々に被測定光ファイバに入射されるため、受信パワーは単一パルス試験光の場合よりもはるかに大きくなっている。

図３は、平均受信パワー（受信パワーの時間平均）と試験光パルス幅の関係を示す図である。単一パルス試験光の平均受信パワーは、試験光パルス幅を短くするにつれて減少していることが分かる。一方、ＢＰＳＫ信号およびＱＰＳＫ信号の平均受信パワーは、パルス幅によらずほぼ一定であり、また、ＱＰＳＫ信号の方がＢＰＳＫ信号よりも約３ｄＢ平均受信パワーが大きい。図３には、受信器におけるショット雑音パワーの試験光パルス幅依存も示されている。コヒーレント受信器の帯域幅が試験光パルス幅の逆数に比例するため、試験光のパルス幅を短くするとショット雑音パワーは増加する。これは、試験光パルス幅を減少させるにつれてダイナミックレンジを劣化させることにつながる。

図４、図５、図６は、試験光がそれぞれ単一パルス、ＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号である場合について、数１６を用いて計算されたＯＴＤＲ波形をプロットしたものである。それぞれの図で（ａ）はＴ_０＝１００００ｎｓの場合、（ｂ）はＴ_０＝１０００ｎｓの場合、（ｃ）はＴ_０＝１００ｎｓの場合、（ｄ）はＴ_０＝１０ｎｓの場合である。いずれの試験光においても、パルス幅が小さくなると被測定光ファイバの遠端におけるＳＮＲが低下することが分かる。ＳＮＲの劣化は試験光が単一パルスであるときに顕著であり、試験光パルス幅が１０ｎｓの場合、ＯＴＤＲ波形のほぼ全体が雑音に埋もれた状態になっている。一方、ＢＰＳＫ、及びＱＰＳＫ信号においては、単一パルスの場合よりも全体的にＳＮＲの高いＯＴＤＲ波形が得られている。パルス幅が１０ｎｓと小さい場合でも、被測定光ファイバの遠端点の位置がはっきりと識別可能である。

図７は、ダイナミックレンジと試験光パルス幅の関係を示す図である。試験光のパルス幅を短くするにつれて、ＯＴＤＲのダイナミックレンジは減少するが、その減少率はＢＰＳＫ、及びＱＰＳＫ信号の方が、単一パルス試験光よりも小さい。したがって、試験光のパルス幅を短くするにつれてＢＰＳＫ、及びＱＰＳＫ信号の方がより大きいダイナミックレンジを実現できる。また、ＱＰＳＫ信号は、ＢＰＳＫ信号よりも１．６〜１．８ｄＢ高いダイナミックレンジを実現している。Ｔ_０＝１０ｎｓで単一パルスの代わりにＱＰＳＫ信号を使用することにより、２０ｄＢを超えるダイナミックレンジの改善が実現されることが分かる。

（実施形態２）
実施形態１では信号処理部１８が時間領域で演算を行った。本実施形態では、信号処理部１８が演算を周波数領域で行なう。周波数領域で演算を行うことによって、任意の被測定光ファイバ長、及び任意の空間分解能（即ち、試験光パルス幅）における演算を短い時間で完了することが可能となる。以下に、この周波数領域での演算によるＯＴＤＲ波形の導出手順を示す。

まずＩＱ変調信号列ｘ_{ｐｒｏｂｅ}の要素数Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}が受信器で観測される信号光ｘ_ｏｂｓの要素数Ｎ_ｏｂｓと一致するように、ベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}の後段に適当な要素数のゼロを付加したｘ_{ｐｒｏｂｅ}’を考える。

数１８をフーリエ変換することで試験光ベクトルを周波数領域での表現に変換する。

コヒーレント受信器１６で観測される信号ｘ_ｏｂｓについてもフーリエ変換を行なう。

ベクトルＸ_ｏｂｓの各々の要素をベクトルＸ_{ｐｒｏｂｅ}の各々の要素で除算することにより、要素数Ｎ_ｏｂｓのベクトルＨが得られる。

このＨの逆フーリエ変換を計算することによってＯＴＤＲ波形ｈが得られる。

本実施形態においてはフーリエ変換や逆フーリエ変換の計算が必要であるが、実施形態１の数１４におけるムーアペンローズ逆行列の導出と比較すると、特にＮ_ｏｂｓが大きい場合に、その計算量は少なくて済む。

本発明は、光通信システムにおける伝送媒体である光ファイバの損失分布測定を短時間、且つ、高精度に実現するものであり、現存の光通信システムの信頼性の維持や、新規光通信システムの構築を目的として利用することが可能である。

１１：光源
１２：光カプラ
１３：光変調器
１４：光サーキュレータ
１５：ＩＱ変調信号列発生手段
１６：コヒーレント受信器
１７：Ａ／Ｄ変換器
１８：信号処理手段
１９：記憶素子
５０：被測定光ファイバ
３０１：ＯＴＤＲ装置

Claims (5)

1. 被測定光ファイバに試験光パルスを入射し、前記被測定光ファイバ中で発生する後方散乱光をコヒーレント受信し、前記被測定光ファイバの損失分布測定を行なうＯＴＤＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｅｒ）装置であって、
   入力されたＩＱ変調信号列で前記試験光パルス毎にＩＱ変調を行う光変調器と、
   前記ＩＱ変調信号列を用いてコヒーレント受信した受信信号から前記被測定光ファイバの距離に対する損失分布を導出する演算を行う信号処理手段と、
   を備えることを特徴とするＯＴＤＲ装置。
2. 前記信号処理手段が行う前記演算は、
   前記ＩＱ変調信号列をベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}＝［ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１）， ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}）］、及び
   前記受信信号をベクトルｘ_ｏｂｓ＝［ｘ_ｏｂｓ（１）， ｘ_ｏｂｓ（２），・・・，ｘ_ｏｂｓ（Ｎ_ｏｂｓ）］としたとき、
   信号列ベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}に基づくテプリッツ行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ}と、テプリッツ行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ}のムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋とを導出し、
   ムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋と受信信号ベクトルｘ_ｏｂｓとを乗算して得られた列ベクトルを前記被測定光ファイバの距離依存性に換算する演算である
   ことを特徴とする請求項１に記載のＯＴＤＲ装置。
3. 前記被測定光ファイバの長さの範囲をＮ_{ｌｅｎｇｔｈ}個に分類し、前記被測定光ファイバの損失分布測定における空間分解能の設定値をＮ_ｓｒ個に限定し、Ｎ_{ｌｅｎｇｔｈ}とＮ_ｓｒの組み合わせ数に対応する（Ｎ_{ｌｅｎｇｔｈ}×Ｎ_ｓｒ）個のムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋を予め保持する記憶素子をさらに備え、
   前記信号処理手段は、所望の前記被測定光ファイバの長さの範囲と所望の前記空間分解能の設定値に応じたムーアペンローズ逆行列ｘ_{ｐｒｏｂｅ，ｔｐｌ} ^＋を前記記憶素子から取り出し、前記演算を行う
   ことを特徴とする請求項２に記載のＯＴＤＲ装置。
4. 前記信号処理手段は、前記ＩＱ変調信号列と前記受信信号をフーリエ変換し、前記演算を周波数領域で行なうことを特徴とする請求項１に記載のＯＴＤＲ装置。
5. 前記信号処理手段が行う前記演算は、
   前記ＩＱ変調信号列をベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}＝［ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１）， ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}）］、及び
   前記受信信号をベクトルｘ_ｏｂｓ＝［ｘ_ｏｂｓ（１）， ｘ_ｏｂｓ（２），・・・，ｘ_ｏｂｓ（Ｎ_ｏｂｓ）］としたとき、
   ベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}の要素数とベクトルｘ_ｏｂｓの要素数が一致するようにベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}にゼロの要素を付加したベクトルｘ_{ｐｒｏｂｅ}’＝（ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１），ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_{ｐｒｏｂｅ}），０，０，・・・，０）をフーリエ変換してベクトルＸ_{ｐｒｏｂｅ}＝（Ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（１），Ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（２），・・・，Ｘ_{ｐｒｏｂｅ}（Ｎ_ｏｂｓ））を導出し、
   ベクトルｘ_ｏｂｓをフーリエ変換してベクトルＸ_ｏｂｓ＝（Ｘ_ｏｂｓ（１），Ｘ_ｏｂｓ（２），・・・，Ｘ_ｏｂｓ（Ｎ_ｏｂｓ））を導出し、
   ベクトルＸ_ｏｂｓの各々の要素をベクトルＸ_{ｐｒｏｂｅ}の各々の要素で除算したベクトルＨを逆フーリエ変換して得られた列ベクトルを前記被測定光ファイバの距離依存性に換算する演算である
   ことを特徴とする請求項４に記載のＯＴＤＲ装置。

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