JP2019090703A - 電圧検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安定した回路状態で動作復帰するまでの時間を短縮しつつ、消費電流を低減する。【解決手段】電圧検出装置１は、電圧を検出する全差動構成の電圧検出回路２および電圧検出回路２の動作を制御する制御回路３を備える。電圧検出回路２は、スイッチトキャパシタ回路４、差動増幅器５、差動増幅器５の出力電圧の同相レベルを制御するコモンモードフィードバック回路６および差動増幅器５とコモンモードフィードバック回路６にバイアスを与えるバイアス回路７を備える。制御回路３は、電圧を検出する検出動作が断続的に行われるように電圧検出回路２の動作を制御する。また、制御回路３は、検出動作が行われていない停止状態から検出動作が行われている動作状態へと移行する遷移期間に、検出動作よりも実施時間が短い疑似検出動作が行われるように電圧検出回路２の動作を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、電圧を検出する電圧検出装置に関する。

鉛電池、リチウムイオン電池などの電池を監視する電池監視ＩＣには、電池の電圧を検出する検出動作を行う全差動構成の電圧検出回路が含まれており、その電圧検出回路はＡ／Ｄ変換器としての機能を有している。このような電池監視ＩＣでは、Ａ／Ｄ変換の高精度化および高速化を実現するため、Ａ／Ｄ変換器に含まれる差動増幅器であるアンプでの消費電流が多くなる傾向がある。電池監視ＩＣの消費電流の増加は、電池のＳＯＣ（State of Charge）のばらつき、ＩＣの発熱の増加などに繋がるため、消費電流を低減するための対策が必要となる。

Ａ／Ｄ変換器などの消費電流を低減するための従来技術としては、数多く存在するが、電池監視ＩＣのように連続してＡ／Ｄ変換が行われることがないアプリケーションにおいては、間欠動作が最も効果的であると考えられる。例えば、特許文献１には、機能ブロックを間欠動作させることにより低消費電力化を実現する技術が開示されている。

特開２０１６−７０９０３号公報

しかし、Ａ／Ｄ変換器の消費電流低減のために間欠動作を行うようにすると、次のような問題が生じる可能性がある。すなわち、Ａ／Ｄ変換器は、その動作が一旦停止された後、再び動作するように復帰するまでには、回路状態などが安定するまでに要する安定化時間が必要となる。

なお、上記安定化時間としては、例えばアンプの出力電圧の同相レベルを制御するコモンモードフィードバック回路の動作が安定化するまでに必要となる収束時間が挙げられる。Ａ／Ｄ変換器の動作停止から復帰までに比較的長い安定化時間が必要になると、無駄な待ち時間が発生することとなり、電圧を検出する検出動作が完了するまでに要する時間がむやみに長くなるおそれがある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、安定した回路状態で動作復帰するまでの時間を短縮しつつ、消費電流を低減することができる電圧検出装置を提供することにある。

請求項１に記載の電圧検出装置（１）は、電圧を検出する全差動構成の電圧検出回路（２）および電圧検出回路の動作を制御する制御回路（３）を備える。電圧検出回路は、スイッチトキャパシタ回路（４）と、差動増幅器（５）と、差動増幅器の出力電圧の同相レベルを制御するコモンモードフィードバック回路（６）と、差動増幅器およびコモンモードフィードバック回路にバイアスを与えるバイアス回路（７）と、を備える。

制御回路は、電圧を検出する検出動作が断続的に行われるように電圧検出回路の動作を制御する。これにより、間欠的に検出動作が行われるようになり、検出動作が行われていない停止状態において差動増幅器を含む各回路での消費電流が大幅に低減されることとなる。しかし、前述したように、間欠動作を行う場合、検出動作が一旦停止された後、再び動作するように復帰するまでには安定化時間が必要となる。

そこで、停止状態から検出動作が行われている動作状態へと移行する際、各回路の回路状態などが安定化するまで待機し、その後に検出動作を実行することが考えられる。このようにした場合、安定化時間は、検出動作のスケジュールに応じて変化する。この場合、例えば前回の検出動作から今回の検出動作までの間隔が比較的短いときには、安定化待ちが不要になる可能性がある。しかし、上記間隔が比較的長いときには、検出動作の度に安定化待ちが必要になることでスケジュールが圧迫され、そのスケジュールに組み込まれた他の処理の効率が低下するおそれがある。

これに対し、上記構成では、制御回路は、停止状態から動作状態へと移行する遷移期間に、検出動作よりも実施時間が短い疑似検出動作が行われるように電圧検出回路の動作を制御するようになっている。電圧検出回路が疑似検出動作を行うことにより、その電圧検出回路を構成する各回路の回路状態などが安定化される。そして、疑似検出動作の実施時間は、通常の検出動作の実施時間に比べて短くなっている。

このようにすれば、電圧検出回路を構成する各回路の回路状態などが安定化するまでの安定化時間を、比較的短い時間である疑似検出動作の実施時間として定量化することが可能となる。つまり、この場合、検出動作のスケジュールに依存して安定化時間が変化することがないため、前回の検出動作から今回の検出動作までの間隔が比較的長くなったとしても、それに伴って安定化時間が長くなるおそれがない。このように、上記構成によれば、安定した回路状態で動作復帰するまでの時間を短縮しつつ、消費電流を低減することができるという優れた効果が得られる。

請求項２に記載の電圧検出装置では、疑似検出動作は、少なくともコモンモードフィードバック回路の動作が安定化するまでに必要となる収束時間だけ実施されるようになっている。コモンモードフィードバック回路は、機能停止すると、その構成要素であるキャパシタから電荷が抜けることから、停止時間が長い場合には動作復帰するまでに安定化のための収束時間が必要となる。

一般に、コモンモードフィードバック回路の収束時間は、電圧検出回路を構成する他の回路の復帰や安定化に要する時間に比べて長い時間となる。したがって、上述したように疑似検出動作が収束時間だけ実施されるようにすれば、電圧検出回路を構成する各回路の回路状態などが安定化するまでの安定化時間を、最短時間で定量化することが可能となる。その結果、上記構成によれば、断続的に行われる検出動作間における無駄な待ち時間を確実に抑制することができる。

第１実施形態に係る電圧検出装置の構成を模式的に示す図 第１実施形態に係るアンプおよびバイアス回路の具体的な構成を模式的に示す図 第１実施形態に係るコモンモードフィードバック回路の具体的な構成の一例を模式的に示す図 第１実施形態に係るコモンモードフィードバック回路の収束時間を説明するためのタイミングチャート 第１実施形態係る電池監視ＩＣの監視スケジュールの一例を示す図 第１実施形態に係る各種のＡ／Ｄ変換器における精度と変換時間との関係を示す図 第１実施形態に係る通信からセル電圧検出へと遷移する遷移期間における動作を説明するためのタイミングチャート 第２実施形態に係る電池監視ＩＣの監視スケジュールの一例を示す図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図７を参照して説明する。

＜全体構成＞
図１に示す電圧検出装置１は、例えば車両に搭載される電池を監視する電池監視ＩＣに適用されるものであり、全差動構成の電圧検出回路２および電圧検出回路２の動作を制御する制御回路３を備えている。電圧検出回路２は、図示しないマルチプレクサを介して入力される電池セルの端子の電圧などを検出するものであり、Ａ／Ｄ変換器としての機能を有する。電圧検出回路２は、Ａ／Ｄ変換器としての機能を用いて上記電圧を検出する検出動作を行うようになっている。なお、以下では、Ａ／Ｄ変換器のことをＡＤＣとも呼ぶ。

この場合、電圧検出回路２は、ＡＤＣによるＡ／Ｄ変換の方式、つまりモードを切り替えることが可能な構成となっている。ここで、切り替えることができるモードとしては、例えばΔΣ型ＡＤＣとして動作するΔΣモード、巡回型ＡＤＣとして動作する巡回モード、ΔΣ型と巡回型とを組み合わせたハイブリッド型ＡＤＣとして動作するハイブリッドモードなどが挙げられる。

電圧検出回路２は、スイッチトキャパシタ回路４、差動増幅器５、コモンモードフィードバック回路６、バイアス回路７、シーケンサ８などを備えている。なお、以下では、スイッチトキャパシタ回路のことをＳＣ回路とも呼び、差動増幅器のことをアンプとも呼び、コモンモードフィードバック回路のことをＣＭＦＢ回路とも呼ぶ。

ＳＣ回路４は、アンプ５の各端子に直接的または間接的に接続される複数のスイッチおよび複数のキャパシタを備えている。アンプ５は、制御回路３から与えられるパワーダウン信号Ｓａに応じて、その動作を停止することが可能な構成となっている。ＣＭＦＢ回路６は、アンプ５の出力電圧の同相レベルを制御する。

バイアス回路７は、制御回路３から与えられるバイアス調整信号Ｓｂに基づいて決定される所望のバイアスを、アンプ５およびＣＭＦＢ回路６に与える。アンプ５は、バイアス回路７から与えられるバイアスに応じて、その消費電流を調整することが可能な構成となっている。

シーケンサ８は、ＳＣ回路４およびＣＭＦＢ回路６のスイッチのオンとオフを切り替えるためのスイッチ切替信号ＳｃおよびＳｄを出力する。スイッチ切替信号ＳｃおよびＳｄは、制御回路３から与えられるクロック信号ＣＬＫに基づいて生成されるものであり、その周波数はクロック信号ＣＬＫの周波数に応じたものとなる。つまり、ＳＣ回路４の動作周波数は、クロック信号ＣＬＫの周波数に応じたものとなる。

シーケンサ８には、制御回路３から出力されるクロック信号ＣＬＫおよびモード切替信号Ｓｅが与えられている。シーケンサ８は、電圧検出回路２がモード切替信号Ｓｅにより指定されるモードのＡＤＣとして動作するためのスイッチ切替信号ＳｃおよびＳｄを生成して出力する。

制御回路３は、パワーダウン信号Ｓａのレベルを非アクティブレベル（例えば０Ｖなどのロウレベル）にすることによりアンプ５の動作を実行することができる。アンプ５の動作が実行されると、電圧検出回路２は、電圧を検出する検出動作を行うことができる状態となる。なお、本実施形態における検出動作としては、例えば電池セルの電圧を検出するために行われる動作、電圧の検出経路においてリーク故障などの故障が発生しているかどうかを診断するために行われる動作などが挙げられる。

また、制御回路３は、パワーダウン信号Ｓａのレベルをアクティブレベル（例えば＋５Ｖなどのハイレベル）にすることによりアンプ５の動作を停止することができる。アンプ５の動作が停止されると、電圧検出回路２は、検出動作が行われていない停止状態となる。この停止状態では、アンプ５の消費電流がゼロとなるため、電圧検出回路２の消費電流も概ねゼロにすることができる。

制御回路３は、外部から与えられる指令に基づいて電圧検出回路２の動作を制御する。なお、このような指令は、例えば電圧検出装置１と同じ電池監視ＩＣに設けられるマイコンなどから与えられる。電池監視ＩＣにおいて、マイコンは、Ａ／Ｄ変換を含む検出動作の実行を要求する指令を一度出力した後、例えば通信などの別の動作の実行を要求する指令を出力してから、次の検出動作の実行を要求する指令を出力することが多く、検出動作の実行を要求する指令を連続して出力するケースは少ない。

そのため、本実施形態の電圧検出回路２による検出動作は、起動後、ずっと継続して実行されることはなく、その実行が停止される期間が必ず存在する。つまり、本実施形態の電圧検出回路２は、検出動作を連続的に実行するのではなく、断続的に実行するようになっている。制御回路３は、上述したようにアンプ５の動作を実行または停止することにより、検出動作が断続的に行われるように電圧検出回路２の動作を制御する。

制御回路３は、バイアス回路７に与えるバイアス調整信号Ｓｂにより、アンプ５およびＣＭＦＢ回路６に与えられるバイアスを調整することができる。制御回路３は、上述したようにバイアスを調整することにより、アンプ５の消費電流を制御することができる。制御回路３は、シーケンサ８に与えるクロック信号ＣＬＫにより、ＳＣ回路４の動作周波数を調整することができる。制御回路３は、上述したようにＳＣ回路４の動作周波数を調整することにより、電圧検出回路２の動作速度を制御することができる。制御回路３は、シーケンサ８に与えるモード切替信号Ｓｅにより、ＡＤＣのモードを切り替えることができる。

＜アンプ５およびバイアス回路７について＞
アンプ５およびバイアス回路７の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示すように、アンプ５は、一対の直流電源線Ｌ１、Ｌ２から電源電圧ＶＤＤの供給を受けて動作するようになっている。この場合、直流電源線Ｌ１とアンプ５の電源端子との間を開閉するためのスイッチＳＷ１が設けられている。

スイッチＳＷ１のオンとオフは、パワーダウン信号Ｓａにより制御される。具体的には、スイッチＳＷ１は、パワーダウン信号Ｓａが非アクティブレベルのときにオンされるとともに、パワーダウン信号Ｓａがアクティブレベルのときにオフされる。このような構成により、アンプ５は、パワーダウン信号Ｓａが非アクティブレベルのときに動作停止となり、その消費電流がゼロとなる。

バイアス回路７は、アンプ５に与えるバイアス電流ＩＢＩＡＳを生成するもので、電流源１１と、ミラー比を変更することが可能なカレントミラー回路１２とを備えている。カレントミラー回路１２は、入力側のトランジスタＴ１と、複数の出力側のトランジスタＴ２と、複数のスイッチＳＷ２と、を備えている。トランジスタＴ１、Ｔ２は、いずれもＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである。なお、図２では、４つの出力側のトランジスタＴ２を備える構成を例としているが、出力側のトランジスタＴ２の数は、２つまたは３つでもよいし、５つ以上でもよい。

トランジスタＴ１は、ダイオード接続の形態となっており、そのソースは電源線Ｌ２に接続され、そのドレインは電流源１１を介して電源線Ｌ１に接続されている。４つのトランジスタＴ２の各ゲートは、共通接続されるとともにトランジスタＴ１のゲートに接続されている。

４つのトランジスタＴ２のドレインはスイッチＳＷ２を介してバイアス電流ＩＢＩＡＳの出力ノードＮｉに接続され、それらのソースは電源線Ｌ２に接続されている。つまり、４つのトランジスタＴ２は、出力ノードＮｉと電源線Ｌ２との間に４つのスイッチＳＷ２を介して並列接続されている。

カレントミラー回路１２は、４つのスイッチＳＷ２のオンとオフの切り替えにより、４つのトランジスタＴ２の並列接続の数を切り替えることができる構成となっており、これにより、ミラー比を切り替えることができる。スイッチＳＷ２のオンとオフの切り替え、つまりカレントミラー回路１２のミラー比の切り替えは、バイアス調整信号Ｓｂに基づいて行われる。バイアス回路７は、カレントミラー回路１２のミラー比を切り替えることにより、バイアス電流ＩＢＩＡＳを調整することができる。

＜ＣＭＦＢ回路について＞
一般に、ＣＭＦＢ回路は、連続信号が入出力される連続時間ＣＭＦＢ回路と、周期的または離散的な信号を処理する離散時間ＣＭＦＢ回路とに大別することができる。これらのうち、連続時間ＣＭＦＢ回路は、トランジスタおよびＯＰアンプで構成されるとともに、連続的に出力コモンモード電圧をフィードバック制御する構成となっている。そのため、連続時間ＣＭＦＢ回路には、安定化時間が短いというメリットがあるものの、アンプを用いる構成であることから消費電流が増大する問題、フィードバック動作の範囲の制約などのデメリットがある。

そこで、本実施形態のＣＭＦＢ回路６としては、離散時間ＣＭＦＢ回路が採用されている。標準的な離散時間ＣＭＦＢ回路は、図３に示すように、ノードＮ１１〜Ｎ１６の間に接続された６つのスイッチＳ１１〜Ｓ１６および４つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１４により構成されている。

ノードＮ１１、Ｎ１２には、アンプ５の出力電圧Ｖｏ＋、Ｖｏ−が与えられ、ノードＮ１３にはフィードバックされたコモンモード電圧が与えられる。また、ノードＮ１４、Ｎ１５は、アンプ５の出力電圧の同相レベルを制御する信号を出力するためのノードである。また、ノードＮ１６には、バイアス電圧が与えられる。

このように、離散時間ＣＭＦＢ回路は、回路構成が簡素であり、また基本的にキャパシタとスイッチによる構成であることから消費電流が少ないといったメリットがある。ただし、離散時間ＣＭＦＢ回路は、その構成にもよるが、安定化のために比較的長い時間がかかるといったデメリットがある。

図４に示すように、離散時間ＣＭＦＢ回路では、安定化するまで、具体的には出力コモン電圧Ｖｃｍｏが定常値となるまでに所定の収束時間が必要となる。また、離散時間ＣＭＦＢ回路では、機能停止するとキャパシタから電荷が抜けていくため、機能停止の時間が例えば数ｍｓ以上といった長い時間になると、再度安定化するまでの収束時間が必要となる。

＜電池監視ＩＣのスケジュールについて＞
電圧検出装置１を含む電池監視ＩＣは、例えば図５に示すようなスケジュールに基づいて動作する。この場合、電池セルの電圧を検出する「セル電圧検出」、「通信」、「故障診断」および「セル均等化」などが、ミリ秒単位の周期で実施されるようになっている。通信は、同じ電池監視ＩＣに搭載されたマイコンとの通信であり、コマンドの受け取り、Ａ／Ｄ変換結果の送信などが行われるものである。故障診断は、断線、機能ブロックの故障検知などの診断が行われるものである。セル均等化は、各電池セルの電圧を均等化するための動作が行われるものである。

＜Ａ／Ｄ変換の方式について＞
上述した監視スケジュールにおける各動作のうち、セル電圧検出および診断において、電圧検出装置１によるＡ／Ｄ変換を含む電圧検出動作が行われる。Ａ／Ｄ変換は、検出対象によって要求される速度および精度が異なる場合がある。具体的には、セル電圧検出の際に用いられるＡ／Ｄ変換（以下、ＡＤ１と称す）には、１４〜１６ビットの分解能および１００μｓ〜１ｍｓの変換速度が要求される。そのため、ＡＤ１には、高精度且つ低速のＡＤＣであるΔΣ型ＡＤＣ、ハイブリッド型ＡＤＣなどが最適となる。

また、診断の際に用いられるＡ／Ｄ変換（以下、ＡＤ２と称す）としては、１０〜１４ビットの分解能および１０μｓ〜１００μｓの変換速度が要求される。そのため、ＡＤ２には、中精度且つ中速のＡＤＣであるハイブリッド型ＡＤＣ、巡回型ＡＤＣ、逐次比較型（ＳＡＲ）ＡＤＣなどが最適となる。

図６に示すように、ＡＤＣにおいては、精度および変換速度はトレードオフの関係となっている。この関係は、ＡＤＣの方式毎にある程度定まっている。なお、ΔΣ型ＡＤＣは、オーバーサンプリング比などに応じて上記関係が変化する。そのため、図６では、ΔΣ型ＡＤＣとして、低速且つ高精度のものと、中速且つ中精度のものと、高速且つ低精度のものとの３種類が示されている。また、図６に示すように、ＡＤＣにおいては、精度および変換速度が高くなるほど、アンプ５の消費電流が増加するとともにクロック信号ＣＬＫの周波数が高くなる。

本実施形態では、ＡＤ１には、低速且つ高精度のΔΣ型ＡＤＣを用い、ＡＤ２には、ハイブリッド型ＡＤＣを用いるようになっている。したがって、電圧検出回路２は、セル電圧検出の際には、ΔΣモードに切り替えられる。また、電圧検出回路２は、診断の際には、ハイブリッドモードに切り替えられる。

図６に示すように、低速且つ高精度のΔΣＡＤＣにおいて要求されるアンプ５の消費電流は、ハイブリッド型ＡＤＣにおいて要求されるアンプ５の消費電流よりも大きい値となる。したがって、ＡＤ１において必要となるアンプ５の消費電流は、ＡＤ２において必要となるアンプ５の消費電流よりも大きい値となる。本実施形態では、ＡＤ１およびＡＤ２におけるアンプ５の消費電流は、例えば下記（１）式に示すような関係となっている。
ＡＤ１：ＡＤ２＝１：０．５ …（１）

＜アンプの消費電流について＞
従来技術のように、検出動作が行われていない停止状態においてもアンプ５の動作を停止しない場合、停止状態でもアンプ５に定常値の電流が流れることになる。したがって、この場合、図５の（ａ）に示すように、セル電圧検出、通信、診断および均等化の全てにわたって、アンプ５に流れる電流は定常値となる。

さらに、従来技術のように、アンプ５が消費電流を調整することができない構成である場合、要求仕様が厳しいＡＤ１において必要となる消費電流を常時流すことができるようにアンプ５の特性が決定されることになる。したがって、この場合、上記定常値は、ＡＤ１において必要となる消費電流の値となる。なお、図５におけるアンプ５の消費電流は、上記定常値を「１」とした場合の値を示している。

これに対し、本実施形態では、電圧検出回路２による検出動作は断続的に行われる。そのため、本実施形態では、検出動作が行われる際にアンプ５が動作するとともに、検出動作が行われていない停止状態ではアンプ５の動作が停止するように制御される。つまり、本実施形態では、アンプ５は、間欠動作となり、停止状態での消費電流はゼロとなる。

このようにアンプ５を間欠動作させることにより、図５の（ｂ）に示すように、アンプ５の消費電流は、セル電圧検出および診断では「１」になるものの、通信および均等化では「０」になる。さらに、本実施形態では、アンプ５に与えられるバイアス電流およびクロック信号ＣＬＫの周波数を調整することが可能となっている。そこで、本実施形態では、ＡＤ１およびＡＤ２において、それぞれが最適な消費電流となるようにバイアス電流およびクロック信号ＣＬＫの周波数を調整している。

具体的には、ＡＤ１におけるアンプ５の消費電流が「１」になるとともに、ＡＤ２におけるアンプ５の消費電流が「０．５」になるように上記調整が行われる。このような電流調整と、上記アンプ５の間欠動作とを組み合わせることにより、図５の（ｃ）に示すように、アンプ５の消費電流は、セル電圧検出では「１」になり、診断では「０．５」になり、通信および均等化では「０」になる。

このように、本実施形態では、従来技術に比べ、アンプ５の消費電流が低減される。具体的には、図５に示すように、従来技術における消費電流の平均値を「１」とした場合、本実施形態における消費電流の平均値は「０．４７」となっている。つまり、本実施形態における平均的な消費電流は、従来技術における平均的な消費電流のほぼ半分に抑えられている。なお、上述した電流調整を行うことなく、アンプ５の間欠動作だけを行うようにしてもよい。このようにした場合でも、消費電流の平均値は「０．５６」となり、従来技術に比べ、アンプ５の消費電流は低減される。

＜電圧検出回路の動作について＞
前述したように、制御回路３は、検出動作が断続的に行われるように電圧検出回路２の動作を制御する。また、制御回路３は、検出動作が行われていない停止状態から検出動作が行われている動作状態へと移行する遷移期間に、検出動作よりも実施時間が短い疑似検出動作が行われるように電圧検出回路２の動作を制御する。

図５に示した監視スケジュールの場合、通信からセル電圧検出へと移行する遷移期間および通信から診断へと移行する遷移期間に疑似検出動作が行われるようになっている。なお、図５では、上記遷移期間の図示は省略されている。以下では、通信からセル電圧検出へと移行する遷移期間に実行される疑似検出動作について説明するが、通信から診断へと移行する遷移期間にも同様の疑似検出動作が実行される。

図７に示すように、通信に係る一連の動作が終了した時点ｔ１からセル電圧検出の動作が開始する時点ｔ２までの期間である遷移期間に、疑似検出動作としての「空回し」が実行される。すなわち、この場合、セル電圧検出にて行われる実際のＡ／Ｄ変換動作の直前に空回しが行われるようになっている。なお、空回しは、検出対象となる電圧が入力されることなく検出動作と同様の動作が行われるといったものであり、その実施時間は通常の検出動作に比べて短い。

空回しに用いられるＡ／Ｄ変換の方式は、１回のＡ／Ｄ変換（以下、１変換と省略する）に要する時間が、少なくともＣＭＦＢ回路６の動作が安定化するまでに必要となる収束時間以上となる方式を採用すればよい。ただし、１変換の時間がむやみに長いと、無駄な待ち時間の発生に繋がるため、１変換の時間が、上記条件を満たすような必要最低限の方式を採用することが望ましい。

そこで、本実施形態では、空回しには、１変換の時間が短いＡ／Ｄ変換の方式であるハイブリッド型ＡＤＣ、または、高速且つ低精度のΔΣ型ＡＤＣが用いられる。したがって、電圧検出回路２は、空回しの際には、ハイブリッドモードまたはΔΣモードに切り替えられる。この場合、セル電圧検出にて行われる実際のＡ／Ｄ変換では１変換に例えば５８０μｓ程度要するのに対し、空回しの実施時間は例えば８μｓ程度となる。したがって、空回しの追加は、全体の変換時間に対して大きなインパクトを与えるものとはならない。

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
制御回路３は、電圧を検出する検出動作が断続的に行われるように電圧検出回路２の動作を制御する。これにより、間欠的に検出動作が行われるようになり、検出動作が行われていない停止状態においてアンプ５を含む各回路での消費電流が大幅に低減されることとなる。この場合、停止状態において、アンプ５における消費電流をゼロにすることができる構成となっているため、電圧検出回路２の消費電流も概ねゼロにすることができる。

ただし、間欠動作を行う場合、検出動作が一旦停止された後、再び動作するように復帰するまでには安定化時間が必要となる。そこで、停止状態から検出動作が行われている動作状態へと移行する際、各回路の回路状態などが安定化するまで待機し、その後に検出動作を実行することが考えられる。このようにした場合、安定化時間は、電池監視ＩＣの監視スケジュールに応じて変化する。この場合、例えば前回の検出動作から今回の検出動作までの間隔が比較的短いときには、安定化待ちが不要になる可能性がある。しかし、上記間隔が比較的長いときには、検出動作の度に安定化待ちが必要になることで電池監視スケジュールが圧迫され、故障診断や電池の均等化などの他の処理の効率が低下するおそれがある。

これに対し、本実施形態では、制御回路３は、停止状態から動作状態へと移行する遷移期間に、検出動作よりも実施時間が短い疑似検出動作である空回しが行われるように電圧検出回路２の動作を制御するようにしている。この場合、空回しの実施時間が回路状態の安定化に要する必要最低限の時間となるように、空回しに用いられるＡ／Ｄ変換の方式が選択されている。そのため、電圧検出回路２が空回しを行うことにより、その電圧検出回路２を構成する各回路の回路状態などが確実に安定化される。そして、空回しの実施時間は、通常の検出動作の実施時間に比べて短くなっている。

このようにすれば、電圧検出回路２を構成する各回路の回路状態などが安定化するまでの安定化時間を、比較的短い時間である空回しの実施時間として定量化することが可能となる。つまり、この場合、監視スケジュールに依存して安定化時間が変化することがないため、前回の検出動作から今回の検出動作までの間隔が比較的長くなったとしても、それに伴って安定化時間が長くなるおそれがない。このように、本実施形態によれば、安定した回路状態で動作復帰するまでの時間を短縮しつつ、消費電流を低減することができるという優れた効果が得られる。

本実施形態において、疑似検出動作である空回しは、少なくともＣＭＦＢ回路６の動作が安定化するまでに必要となる収束時間だけ実施されるようになっている。ＣＭＦＢ回路６は、機能停止すると、その構成要素であるキャパシタから電荷が抜けることから、停止時間が長い場合には動作復帰するまでに安定化のための収束時間が必要となる。一般に、ＣＭＦＢ回路６の収束時間は、電圧検出回路２を構成する他の回路の復帰や安定化に要する時間に比べて長い時間となる。

したがって、上述したように空回しが収束時間だけ実施されるようにすれば、電圧検出回路２を構成する各回路の回路状態などが安定化するまでの安定化時間を、最短時間で定量化することが可能となる。その結果、本実施形態によれば、断続的に行われる検出動作間における無駄な待ち時間を確実に抑制することができる。

電池監視ＩＣでは、元々、通信からセル電圧検出への遷移期間および通信から診断への遷移期間に、マルチプレクサの切替リセット時間が必要となる。マルチプレクサの切替リセットとは、高圧キャパシタに蓄えられた電荷を抜くことによるノイズ変動が収束するのを待つための時間のことである。つまり、電池監視ＩＣでは、遷移期間に上記切替リセットの期間が元々存在している。

そこで、このような元々存在する切替リセットの期間の少なくとも一部と重複するように空回しを行うようにするとよい。このようにすれば、空回しのための時間を別途確保する場合に比べ、断続的に行われる検出動作における無駄な待ち時間の発生を一層抑制することができる。

図５に示したように、本実施形態では、間欠的に検出動作が行われることにより、連続的に検出動作が行われる従来技術に比べ、アンプ５の平均的な消費電流を大幅に低減することができる。さらに、本実施形態では、ＡＤ１およびＡＤ２において、それぞれが最適な消費電流となるようにバイアス電流およびクロック信号ＣＬＫの周波数を調整するようになっている。このような調整により、本実施形態では、アンプ５の平均的な消費電流を従来技術における平均的な消費電流の半分以下に抑えることができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図８を参照して説明する。
第２実施形態では、制御回路３による電圧検出回路２の動作の制御内容が第１実施形態と異なっている。なお、構成については第１実施形態と共通するので、図１なども参照しながら説明する。

図８に示すように、「セル電圧検出→診断→セル電圧検出」という具合に連続して検出動作を実行する監視スケジュールである場合、セル電圧検出から診断へと遷移する際または診断からセル電圧へと遷移する際、アンプ５を含む電圧検出回路２の回路状態および動作状態は安定している。そこで、本実施形態の制御回路３は、このように検出動作が連続する場合には、遷移期間に疑似検出動作である空回しが行われないように電圧検出回路２の動作を制御する。

また、検出動作と検出動作との間に行われる動作（例えば通信）の実施時間が、アンプ５の動作を停止したとしても回路状態などが安定化している状態を維持することができる程度の短い時間であれば、回路状態を安定化させるための疑似検出動作は実行しなくともよい。

そこで、本実施形態の制御回路３は、停止状態が継続する時間である停止時間が所定時間未満である場合には、遷移期間に疑似検出動作が行われないように電圧検出回路２の動作を制御する。なお、上記所定時間は、アンプ５の動作を停止したとしても電圧検出回路２の回路状態などが安定化している状態を維持することができる時間に応じて設定すればよい。また、上記所定時間は、カウンタなどを用いて計測することができる。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、本実施形態では、アンプ５の動作が停止されることにより回路状態などが安定化された状態を維持できなくなると考えられるときにだけ、疑似検出動作である空回しが実行されるようになっている。したがって、遷移期間毎に疑似検出動作を実行する場合に比べ、無駄な待ち時間の発生をより一層抑えることができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。

上記各実施形態では、アンプ５は、停止状態における消費電流をゼロにすることができる構成であったが、停止状態における消費電流を動作状態における消費電流に比べて所定値以上削減することができるような構成であればよく、その具体的な構成は適宜変更可能である。

上記各実施形態では、Ａ／Ｄ変換器としての機能を有する構成である電圧検出回路２を備えた電圧検出装置１に対して本発明を適用した例を説明したが、本発明は、レベルシフト回路としての機能を有する構成の電圧検出回路を備えた電圧検出装置にも適用することができる。特に、電池監視ＩＣでは、電池セルの電圧を検出するため、レベルシフト回路およびＡ／Ｄ変換器の双方が設けられるが、これらは互いに似通った回路構成となっている。したがって、レベルシフト回路としての機能を有する構成の電圧検出回路を備えた電圧検出装置についても、上記各実施形態において説明した間欠動作および疑似検出動作などを実行することが可能であり、それにより同様の作用および効果を得ることができる。

上記各実施形態では、本発明の電圧検出装置を電池監視ＩＣに適用された例について説明したが、本発明の電圧検出装置は、電圧を検出する検出動作が断続的に行われる用途全体に適用することができる。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

１…電圧検出装置、２…電圧検出回路、３…制御回路、４…スイッチトキャパシタ回路、５…差動増幅器、６…コモンモードフィードバック回路、７…バイアス回路。

Claims (10)

1. 電圧を検出する全差動構成の電圧検出回路（２）および前記電圧検出回路の動作を制御する制御回路（３）を備えた電圧検出装置（１）であって、
   前記電圧検出回路は、スイッチトキャパシタ回路（４）と、差動増幅器（５）と、前記差動増幅器の出力電圧の同相レベルを制御するコモンモードフィードバック回路（６）と、前記差動増幅器および前記コモンモードフィードバック回路にバイアスを与えるバイアス回路（７）と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記電圧を検出する検出動作が断続的に行われるように前記電圧検出回路の動作を制御し、
   前記検出動作が行われていない停止状態から前記検出動作が行われている動作状態へと移行する遷移期間に、前記検出動作よりも実施時間が短い疑似検出動作が行われるように前記電圧検出回路の動作を制御する電圧検出装置。
2. 前記疑似検出動作は、少なくとも前記コモンモードフィードバック回路の動作が安定化するまでに必要となる収束時間だけ実施される請求項１に記載の電圧検出装置。
3. 前記制御回路は、前記停止状態が継続する時間である停止時間が所定時間未満である場合には、前記遷移期間に前記疑似検出動作が行われないように前記電圧検出回路の動作を制御する請求項１または２に記載の電圧検出装置。
4. 前記電圧検出回路は、前記停止状態における消費電流をゼロにすることができる構成、または、前記停止状態における消費電流を前記動作状態における消費電流に比べて所定値以上削減することができる構成となっている請求項１から３のいずれか一項に記載の電圧検出装置。
5. 前記制御回路は、前記スイッチトキャパシタ回路の動作周波数を調整することにより前記電圧検出回路の動作速度を制御することができる請求項１から４のいずれか一項に記載の電圧検出装置。
6. 前記制御回路は、前記バイアスを調整することにより前記差動増幅器の消費電流を制御することができる請求項１から５のいずれか一項に記載の電圧検出装置。
7. 前記電圧検出回路は、Ａ／Ｄ変換器としての機能を有する構成である請求項１から６のいずれか一項に記載の電圧検出装置。
8. 前記電圧検出回路は、前記Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換の方式を切り替えることが可能な構成である請求項７に記載の電圧検出装置。
9. 前記電圧検出回路は、レベルシフト回路としての機能を有する構成である請求項１から７のいずれか一項に記載の電圧検出装置。
10. 前記制御回路は、外部から与えられる指令に基づいて前記電圧検出回路の動作を制御する請求項１から９のいずれか一項に記載の電圧検出装置。

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