JP2590367Y2 - 時間間隔測定装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本考案は、２つの同一周期の信号
入力間に於ける時間間隔、特にＧＨｚオーダーのレート
を持つ信号間の時間間隔の測定を行う時間間隔測定装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２は従来の構成例を示すブロック図で
ある。２入力信号Ａ、Ｂの時間間隔の間ゲート回路７を
開き、既知の周期を持つクロック３を通して、その個数
を計数器４で計数している。

【０００３】図３に、従来の動作をタイムチャートで示
す。制御器５がリセット信号を発生すると、各フリップ
フロップ１，２がリセットされる。次に、入力信号Ａの
立ち上がりにより、フリップフロップ１が反転する。そ
の後、入力信号Ｂによりフリップフロップ２が反転す
る。このため、ゲート７はこれらの入力信号の立ち上が
り間、クロック発生器３の出力パルスを通過させる。当
該クロックパルスのパルス間隔は、既知の周期Ｔ₀ を持
つ。従って、計数器によりこの個数Ｎを数えると被測定
間隔Ｔ_x は Ｔ_x1＝Ｎ₁×Ｔ₀ Ｔ_x2＝Ｎ₂×Ｔ₀ を測定値として得ることができる。これを表示器６によ
り表示している。

【０００４】ここで、被測定周期Ｐ_x と、クロック発生
器の周期Ｔ₀ との間には、下記の関係が成り立つ。も
し、有効数字２桁以上の測定値を得たい場合、 Ｐ_x≧１０²×Ｔ₀ が必要である。すなわち、信号レートに対する、必要な
クロックレートは次の通りである。信号レートが１ＭＨ
ｚの場合は、クロックレート100ＭＨｚが必要であり、
信号レートが10ＭＨｚの場合は、クロックレート１ＧＨ
ｚが必要であり、信号レートが100ＭＨｚの場合は、ク
ロックレート10ＧＨｚが必要であり、信号レートが１Ｇ
Ｈｚの場合は、クロックレート100ＧＨｚが必要であ
り、信号レートが10ＧＨｚの場合は、クロックレート１
ＴＨｚが必要であり、信号レートが100ＧＨｚの場合
は、クロックレート10ＴＨｚが必要である。現在実現さ
れているクロックレートは最大で１ＧＨｚ程度である。
この限界は、主として使用できるデバイスの性能に依存
しており、特に、図２に示す計数器４の計数性能に依存
している。従って、この場合、測定対象とする信号レー
トは１０ＭＨｚ程度である。

【０００５】このため、この限界を避けるため、見かけ
上のクロックレートを上げることができる補間法を併用
することが知られており、例えば１０００倍の補間技術
を併用すると、例えば、基本クロックは１００ＭＨｚで
も、１００ＧＨｚ相当の等価クロックを得ることができ
る。しかし、この補間技術を併用する方法にも限界があ
り、例えば直線性に歪を生じることから、５０００倍以
上の補間は非常に困難である。従って、等価クロックレ
ートは１ＴＨｚ程度が限界であり、この場合、測定対象
とできる信号レートは１０ＧＨｚ程度である。

【０００６】

【考案が解決しようとする課題】従来の、パルス計数に
よる時間間隔測定の技術は、次のような欠点をもってい
た。

【０００７】近年、通信網の幹線系においては、２０Ｇ
Ｈｚの伝送レートが研究・開発されており、また４０Ｇ
Ｈｚの検討も間近と報告されている。しかし、上記のよ
うに従来の技術では、１０ＧＨｚ程度が限界であり、有
効な時間間隔の装置を構成できない。

【０００８】また、基本クロックが２００ＭＨｚを越え
るあたりから、使用デバイスのコストの増加が著しくな
る。

【０００９】本考案は、上述したような従来の技術が有
する問題点に鑑みてなされるものであって、高レートな
信号の時間間隔測定が可能であり、また低コストな時間
間隔測定装置を提供するものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この考案によれば、時間
間隔測定装置を下記のように構成する。

【００１１】信号間の時間間隔を測定する時間間隔測定
装置に於いて、各入力信号を印加するＴ型フリップフロ
ップ１１と１２を設ける。又、当該フリップフロップ間
の時間差をパルス幅に変換する時間差・パルス幅変換器
１３を設ける。又、各入力信号のうち、一方の入力信号
により駆動されるワンショット回路１４を設ける。又当
該ワンショット出力信号を平均化する平均化回路１５を
設ける。又、当該時間差・パルス幅変換出力信号を平均
化する平均化回路１６を設ける。又、当該各平均化信号
をアナログ・ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器１７を設
ける。又、マイクロプロセサ１８により、当該Ａ／Ｄ変
換値と演算しその結果を表示器６に表示して、時間間隔
測定装置を構成する。

【００１２】なお、ワンショット回路１４の入力端は、
Ｔ型フリップフロップの出力端に接続して時間間隔測定
装置を構成してもよい。

【００１３】

【作用】本考案では、２つの入力信号間の時間差がパル
ス幅τｘに変換され、さらに、平均化回路により、信号
周期Ｐに対する平均電圧Ｖ_M が得られる。一方、ワンシ
ョット回路のパルス幅τの、信号周期Ｐに対する平均電
圧Ｖ_F が得られる。上記のＶ_M とＶ_F を測定し、演算す
ることにより、被測定時間間隔を求めることができる。

【００１４】又、ワンショット回路の入力端を、Ｔ型フ
リップフロップの出力端に接続して構成することによ
り、入力信号のパルス幅に依存しない安定した動作を得
ることができる。

【００１５】

【実施例】本考案の実施例について図面を参照して説明
する。

【００１６】（実施例１） 図１は本考案の構成を示すブロック図である。

【００１７】図１に於いて示すように、Ｔ型フリップフ
ロップ１１，１２を設ける。このＴ型フリップフロップ
は、Ｄ型フリップフロップに帰還をかけて実現してもよ
いし、ＪＫ型フリップフロップにより実現してもよい。
本Ｔ型フリップフロップはトグル動作を行い、入力信号
を１／２分周する。

【００１８】各Ｔ型フリップフロップ１１，１２の入力
端には、排他的論理和ゲート１０１，１０２を各々設け
る。当該各排他的論理和ゲート１０１，１０２の各入力
端には、それぞれ入力信号Ａ、入力信号Ｂを接続する。
また、当該排他的論理和ゲート１０１，１０２の他の入
力端にはスイッチＳ１またはＳ２を設け、ハイレベルま
たはローレベルの選択が可能となるように接続する。

【００１９】次に、アンドゲート１３１，１３２を設
け、当該アンドゲート１３１については、１入力端を当
該Ｔ型フリップフロップ１１の正出力端に接続し、他の
入力端を当該Ｔ型フリップフロップ１２の負出力端に接
続する。また、当該アンドゲート１３２については、１
入力端を当該Ｔ型フリップフロップ１１の負出力端に接
続し、他の入力端を当該Ｔ型フリップフロップ１２の正
出力端に接続する。

【００２０】次に、オアゲート１３３を設ける。当該オ
アゲート１３３の１入力端は、当該アンドゲート１３１
の出力端に接続し、他の入力端は当該アンドゲート１３
２の出力端に接続する。

【００２１】次に、Ｄ型フリップフロップ１３５を設け
る。当該Ｄ型フリップフロップ１３５のデータ端子は当
該Ｔ型フリップフロップ１１の正出力端に接続する。ま
た、当該Ｄ型フリップフロップ１３５のトリガ端子は、
当該Ｔ型フリップフロップ１２の正出力端に接続する。

【００２２】当該Ｄ型フリップフロップ１３５の負出力
端には、排他的論理和ゲート１３４を設けて、接続す
る。当該排他的論理和ゲート１３４の他の入力端は、当
該オアゲート１３３の出力端に接続する。これにより時
間差をパルス幅に変換した信号を得ることができる。

【００２３】次に、ワンショット回路１４を設け、当該
排他的論理和ゲート１０１の出力端に接続する。本ワン
ショット回路は遅延型で構成しても良いし、ＣＲ時定数
型で構成しても良い。本ワンショット回路１４により、
パルス幅τを有するパルス信号に変換する。なお、図１
に示すような遅延型のワンショット回路１４を使用する
場合には、パルス幅τは、信号Ａのパルス幅よりも小さ
く選んで使用する。

【００２４】次に、ＲとＣの積分回路よりなる、平均化
回路１５を設ける。時定数は信号周期よりも十分長く選
ぶ。当該平均化回路１５の入力端は、当該ワンショット
回路１４の出力端に接続する。

【００２５】また、同様な平均化回路１６を当該排他的
論理和ゲート１３４の出力端に設け、接続する。

【００２６】次に、Ａ／Ｄ変換器１７を設ける。入力端
には、スイッチＳ３を設け、当該平均化回路１５の出力
か、当該平均化回路１６の出力かを選択できるように構
成する。当該Ａ／Ｄ変換器１７の出力は、マイクロプロ
セッサ１８を設けて、接続する。当該マイクロプロセッ
サ１８の出力は、表示器６に接続する。このＡ／Ｄ変換
器１７は、分解能１２ビット、応答時間１０ｕＳ程度の
安価な汎用品で構成してよい。

【００２７】なお、上記の構成では、２個の平均化回路
１５，１６を設けて構成したが、選択スイッチＳ３の後
に共通に平均化回路を設け、１個で構成することもでき
る。但し、高周波信号の引き回しや、平均化回路の応答
時間が問題となる場合は、上記のように、２個設けた方
が良い。

【００２８】図５は本考案の動作を示すタイムチャート
である。

【００２９】図１に於けるスイッチＳ１とＳ２の設定に
ついては、入力信号Ａ、Ｂの各測定エッジの立ち上がり
を選択する場合には、ローレベル（ｂ、ｄ）に接続し、
各測定エッジの立ち下がりを選択する場合には、ハイレ
ベル（ａ、ｃ）に接続して使用する。図５では、信号Ａ
の立ち上がりエッジと、信号Ｂの立ち上がりエッジ間の
時間間隔の例を示す。

【００３０】一般に、高速型のＴ型フリップフロップ１
１、１２はリセット機能を持たない。従って、電源をオ
ンにした瞬間には出力値が不定であり、正出力であった
り、負出力であったりする。この理由は次の通りであ
る。

【００３１】Ｔ型フリップフロップは入手できる最も高
速なデバイス（１０ＧＨｚ以上）を使用することとなる
が、こうしたデバイスは高速性の実現のため、リセット
機能を割愛することが多いためである。又、例えリセッ
ト機能付きのデバイスを入手できたとしても、信号レー
トが非常に高いため、リセット解除後のフリップフロッ
プの動作が必ずしも保証されないということがあり、リ
セット機能を使わない方が、好ましいという状況があ
る。

【００３２】図５の（ａ）は、各フリップフロップの状
態が信号の入る直前で、フリップフロップ１１の出力が
オフ（負出力）を、フリップフロップ１２の出力がオフ
を示す場合をフローチャートで示している。

【００３３】又、図５の（ｂ）は、各フリップフロップ
の状態が信号の入る直前で、フリップフロップ１１の出
力がオフを、フリップフロップ１２の出力がオン（正出
力）を示す場合を示している。

【００３４】又、図５の（ｃ）は、各フリップフロップ
の状態が信号の入る直前で、フリップフロップ１１の出
力がオンを、フリップフロップ１２の出力がオフを示す
場合を示している。

【００３５】又、図５の（ｄ）は、各フリップフロップ
の状態が信号の入る直前で、フリップフロップ１１の出
力がオンを、フリップフロップ１２の出力がオンを示す
場合を示している。

【００３６】上記の図５（ａ）ないし（ｄ）の結果を比
較してわかるように、ゲート１３４の出力は、いずれの
場合にも、同じとなる。これは、Ｄ型フリップフロップ
１３５と排他的論理和ゲート１３４の組み合わせによる
補完回路が、リセット信号で初期化されない影響を取り
除いているからである。又、ワンショト回路１４の出力
は、いずれの場合にも、同じである。

【００３７】次に、定量的な検討を行う。論理レベルは
各点で等しく、高レベルをＶ_H 、低レベルをＶ_L とし、
又、信号周期をＰ、ワンショット回路１４の出力のパル
ス幅をτ、ワンショット出力の平均電圧をＶ_F とすると
デューティ比の関係から、 τ／Ｐ＝（Ｖ_F−Ｖ_L）／（Ｖ_H−Ｖ_L） であるから、 Ｐ＝（Ｖ_H−Ｖ_L）τ ／（Ｖ_F−Ｖ_L） となる。一方、被測定時間間隔をＴｘ、ゲート１３４の
出力のパルス幅をτｘとすると、回路構成上、 Ｔｘ＝τｘ が得られ、さらに、平均化回路２の出力の平均電圧をＶ
_M とすると、 τｘ／Ｐ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）／（Ｖ_H−Ｖ_L） が得られ、これから τｘ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）Ｐ／（Ｖ_H−Ｖ_L） となる。

【００３８】上記の式を組み合わせると、 Ｔｘ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）（Ｖ_H−Ｖ_L）τ ／（Ｖ_H−Ｖ_L）（Ｖ_F−Ｖ_L） ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）τ ／（Ｖ_F−Ｖ_L） となる。ここで、Ｖ_L とτは既知であるから、結局、Ｖ
_M とＶ_F の２つを測定することで、被測定時間間隔Ｔｘ
を求めることができる。

【００３９】従って、予めＶ_L とτをマイクロプロセッ
サに入力しておき、Ｓ３を適宜切り換えてＶ_F とＶ_M を
Ａ／Ｄ変換器で測定して、デジタル値に変換し、その
後、上記の式を演算することにより、表示値Ｔｘを得る
ことができる。

【００４０】本考案によれば、入手できるデバイス（フ
リップフロップと各種ゲート）の最高動作レートに対
し、常に２ないし３桁の有効桁が確保できる測定が可能
となる（分解能は信号周期に追随する）。仮に、入力周
波数が１００ＧＨｚであれば、周期Ｐ＝１０ｐＳとな
り、τ＝５ｐＳとすれば、分解能は０．０１ｐＳないし
０．１ｐＳが可能である。

【００４１】（実施例２） 本考案の他の実施例を図４に示す。本実施例２は、信号
パルス幅τｘがτｘ＜τのときにも作動し、また、被測
定時間間隔Ｔｘが０に近いかあるいはＰに近くて、時間
差・パルス幅変換器が直線性良く応答できないときにも
作動するように構成してある。

【００４２】図４に於いて、ワンショット入力はフリッ
プフロップ１１の出力端に接続する。これにより、ワン
ショット入力信号のパルス幅は常にＰとなり、Ｐ≧τは
確実に保証されるから、遅延型のワンショットを使うこ
との問題がなくなる。

【００４３】次に、時間差・パルス幅変換はゲート１３
１で行う。これにより、発生するパルスは２Ｐ間に１個
となり、ＴｘがＰに近づいてもデューティ比が１／２付
近なので、問題ない。但し、Ｔｘが０に近づいたときは
問題となるので、その平均出力Ｖ_M が特定の値Ｖ₀ より
も小さくなったときは、ゲート１３２の出力を読んで、
時間差を出し、その値をＰから引いて求める測定値とす
る。

【００４４】次に、初期化されないことの影響は、フリ
ップフロップ１３５で検出し、非初期化状態のときは、
ゲート１３１とゲート１３２の出力を切り換える。

【００４５】本実施例２によるタイムチャートを図７に
示す。図７の（ａ）は、各フリップフロップの状態が信
号の入る直前で、フリップフロップ１１の出力がオフ
を、フリップフロップ１２の出力がオフを示す場合をフ
ローチャートで示している。

【００４６】又、図７の（ｂ）は、各フリップフロップ
の状態が信号の入る直前で、フリップフロップ１１の出
力がオフを、フリップフロップ１２の出力がオンを示す
場合を示している。

【００４７】次に、定量的な検討を行う。論理レベルは
各点で等しく、高レベルをＶ_H 、低レベルをＶ_L とし、
又、信号周期をＰ、ワンショット回路１４の出力のパル
ス幅をτ、ワンショット出力の平均電圧をＶ_F とすると
デューティ比の関係から、 τ／２Ｐ＝（Ｖ_F−Ｖ_L）／（Ｖ_H−Ｖ_L） であるから、 Ｐ＝（Ｖ_H−Ｖ_L）τ ／２（Ｖ_F−Ｖ_L） となる。一方、被測定時間間隔をＴｘ、パルス幅に変換
された時間差をτｘとすると、回路構成上、 Ｔｘ＝τｘ が得られ、さらに、平均化回路の出力の平均電圧をＶ_M
とすると、 τｘ／２Ｐ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）／（Ｖ_H−Ｖ_L） が得られ、これから τｘ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）２Ｐ／（Ｖ_H−Ｖ_L） となる。

【００４８】上記の式を組み合わせると、 Ｔｘ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）（Ｖ_H−Ｖ_L）τ ／（Ｖ_H−Ｖ_L）（Ｖ_F−Ｖ_L） ＝（Ｖ_M−Ｖ_L）τ ／（Ｖ_F−Ｖ_L） となる。ここで、Ｖ_L とτは既知であるから、結局、Ｖ
_M とＶ_F の２つを測定することで、被測定時間間隔Ｔｘ
を求めることができる。すなわち、実施例２による結果
は、実施例１による結果と同一となる。

【００４９】図６に、Ｔｘが０に近づいたときに、マイ
クロプロセッサの示す動作をフローチャートで示したも
のである。又、図４に於いては、スイッチＳ３によるハ
ードウェアによる切り換え回路を示しているが、マイク
ロプロセッサによる自動切り換えで構成してもよい。す
なわち、フリップフロップ１３５の状態をマイクロプロ
セッサに送り、ゲート１３１の出力信号ととゲート１３
２の出力信号とを切り換えて構成してもよい。なお、図
４に於いては、平均化回路が１個の場合を示している
が、高周波信号の引き回しによる不都合が考えられる場
合は、２個あるいは、３個に増やしてもよい。

【００５０】

【考案の効果】以上説明したように本考案は構成されて
いるので、次に記載する効果を奏する。

【００５１】本考案によれば、入手できるデバイス（フ
リップフロップと各種ゲート）の最高動作レートに対
し、常に２ないし３桁の有効桁が確保できる測定が可能
となる。仮に、入力周波数が１００ＧＨｚであれば、周
期Ｐ＝１０ｐＳとなり、τ＝５ｐＳとすれば、分解能は
０．０１ｐＳないし０．１ｐＳが実現可能である。

【００５２】又、構成がシンプルであるため、安価に実
現できる。又、時間間隔ー電圧変換出力（平均化回路の
出力）が同時に得られ、外部に直接出力して、種々の用
途（例えばジッタスペクトラムの解析）に適用できる。
又、測定部はリセットによる休止が無いので、出力の応
答は連続的である。又、高周波動作部分がまとまってい
るので、パッケージ化（ＨＢＩＣやプローブ化）しやす
い。このような効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の実施例１による構成を示すブロック図
である。

【図２】従来の構成を示すブロック図である。

【図３】従来の動作を示すタイムチャートである。

【図４】本考案の実施例２による構成を示すブロック図
である。

【図５】本考案の実施例１による動作を示すタイムチャ
ートである。 （ａ）ＦＦ１１がオフ、ＦＦ１２がオフで動作開始した
場合を示す。なお、（ｂ）（ｃ）（ｄ）については、各
々図８、図９、図１０に示す。

【図６】本考案のマイクロプロセッサの動作を示すフロ
ーチャートである。

【図７】本考案の実施例２による動作を示すタイムチャ
ートである。 （ａ）ＦＦ１１がオフ、ＦＦ１２がオフで動作開始した
場合を示す。なお、（ｂ）については、図１１に示す。

【図８】本考案の実施例１による動作を示すタイムチャ
ートである。 （ｂ）ＦＦ１１がオフ、ＦＦ１２がオンで動作開始した
場合を示す。

【図９】本考案の実施例１による動作を示すタイムチャ
ートである。 （ｃ）ＦＦ１１がオン、ＦＦ１２がオフで動作開始した
場合を示す。

【図１０】本考案の実施例１による動作を示すタイムチ
ャートである。 （ｄ）ＦＦ１がオン、ＦＦ１２がオンで動作開始した場
合を示す。

【図１１】本考案の実施例２による動作を示すタイムチ
ャートである。 （ｂ）ＦＦ１１がオフ、ＦＦ１２がオンで動作開始した
場合を示す。

【符号の説明】

１、２ フリップフロップ ３ クロック発生器 ４ 計数器 ５ 制御器 ６ 表示器 １１、１２ Ｔ型フリップフロップ １３ 時間差・パルス幅変換器 １４ ワンショット回路 １５、１６、２０ 平均化回路 １７ Ａ／Ｄ変換器 １８ マイクロプロセッサ １９ 切換回路

Claims (2)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 信号間の時間間隔を測定する時間間隔測
   定装置に於いて、 各入力信号を印加するＴ型フリップフロップ（１１）と
   （１２）を設け、 当該フリップフロップ間の時間差をパルス幅に変換する
   時間差・パルス幅変換器（１３）を設け、 一方の入力信号により駆動されるワンショット回路（１
   ４）を設け、 当該ワンショット出力信号を平均化する平均化回路（１
   ５）を設け、 当該時間差・パルス幅変換出力信号を平均化する平均化
   回路（１６）を設け、 当該各平均化信号をアナログ・ディジタル変換するＡ／
   Ｄ変換器（１７）を設け、 マイクロプロセサ（１８）により、当該Ａ／Ｄ変換値を
   演算しその結果を表示器（６）に表示することを特徴と
   した時間間隔測定装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の、ワンショット回路（１
   ４）の入力端は、当該Ｔ型フリップフロップの出力端に
   接続して構成したことを特徴とする請求項１記載の時間
   間隔測定装置。