JP2596643B2

JP2596643B2 - 移動通信用符号化変調装置及びその方法

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Publication number: JP2596643B2
Application number: JP3029259A
Authority: JP
Inventors: ウェイリー−ファン
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1991-01-31
Filing date: 1991-01-31
Publication date: 1997-04-02
Anticipated expiration: 2012-04-02
Also published as: JPH05300181A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、符号化変調技術に関
し、特にチャネル応用、例えばセルラー移動通信のフェ
ージングにおけるそうした技術の使用に関する。

【０００２】

【従来の技術】過去１０年の間、トレリス符号化変調
が、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を伴うチャネル
に対する実際的な電力効率且つ帯域幅効率をもつ変調技
術であることが明らかにされた。この技術は、今や商用
電話線モデムに幅広く使用され、これらのモデムのライ
ンレートを１９．２Ｋｂｉｔ／ｓにも増加させている。

【０００３】更に近年、トレリス符号化変調技術の、そ
れ以上のクラスのチャネルへの適用可能性、特に高速フ
ェージングチャネル、即ち信号振幅が短時間内に激しく
変化するのでそれを探知し且つそれにより正確に伝送情
報を復元することが実際的でないチャネルへの適用可能
性が調査されている。実際、信号振幅はかなり弱いの
で、信号振幅が探知されたとしても正確なデータの復元
は不可能である。

【０００４】様々な型の移動通信のチャネルはこのカテ
ゴリーに入る。電話線モデムの適用におけるように、そ
のようなチャネルでのトレリス符号化の使用は、（いわ
ゆる「非符号化」変調の方法に比べて）、信号電力のい
わゆる「符号化利得」をもたらす。究極的な結果とし
て、追加的な信号帯域を必要とせずに正確な情報復元の
能力が強化される。

【０００５】不運なことに、所与量の符号化利得により
達成された誤り率性能の改善は、高速フェージングチャ
ネルにおいては電話線チャネルにおけるよりも非常に低
いことが分かった。例えば、３ｄＢの符号化利得は、電
話線チャネルでの誤り率を３桁も改善するが、高速フェ
ージングチャネルでは３分の１しか改善しない。この不
釣合いは、主に高速フェージングチャネルのまさに本
質、即ちフェージング性質から生じる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来技術は、いわゆる
「ビルトイン時間ダイバーシティ」を示す特定のトレリ
ス符号（ａ）と伝送された信号点を再配列するインター
リーブ／ディインターリーブ技術（ｂ）との組み合せを
用いることで、チャネルでの高速フェージングの発生を
考慮に入れること、そしてそれにより増大した符号化利
得を与えることが可能であることを認識してきた。しか
し、同時に、一般的にそうした従来技術の解決法は、特
定の応用に対しては完全に満足できるものではない。デ
ジタルセルラー移動通信（以下単に「移動通信」と呼
ぶ）はその有名な例である。

【０００７】特に、そのような方法の可能性のある符号
化利得の実現には、十分な量の伝送遅延が送信機と受信
機の双方に導入されるような特性を持つインターリーバ
／ディインターリーバの使用が必要とされる。例えば移
動通信システムのリアルタイムの性質は、そのような遅
延はシステム特性に重要な負の影響を与えることを意味
する。

【０００８】更に、可能性のある符号化利得の実現は、
今や次世代移動通信に関する北アメリカ標準になってい
る時分割多元接続（ＴＤＭＡ）を使用するシステムで
は、更に大きな遅延を必要としている。（この効果は、
ＴＤＭＡシステムでは、特定の一つの源から生じる信号
点は他の場合に比べ一層互いに近接していると言う事実
から生じる。）加えて、あらゆる特定の信号点を出力す
るために、トレリス復号器が多数の続いて来る信号点を
受信するまで待つ必要があるとの事実により、ある程度
の付加遅延を生じ、そして／または幾つかの特定の応用
においてチャネル容量の幾らかを無駄にする。そうした
応用は、ブロック毎に符号化する音声符号器を含むシス
テムを包含する。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、ビルト
イン時間ダイバーシティを伴ったインターリーブされた
ブロック符号化変調を利用することで、多くの効果を有
し、上述した従来技術と同等または優れた符号化利得を
達成する。その効果として、実行の際複雑さが小さく、
インターリーバ／ディインターリーバ及び符号器の遅延
がより少なく、いくつかの符号に対するより高い帯域幅
効率が利用可能で、複雑さ、電力効率及び帯域幅効率に
おいて望みのトレードオフを持つシステム設計を達成す
る際柔軟性が増大し、そして一般的なシステムとして問
題が少ない。

【００１０】好ましい実施例においては、移動通信及び
他の高速フェージングチャネルの特質である信号振幅の
高速変化を償うために、一定振幅型の信号配列が使われ
る。更に、そうしたチャネルで起こる搬送波位相の高速
変化のため、ノンコヒーレント差分検波法の使用が好ま
しい。これらの基準の両方は、Ｍ点差分位相シフトキー
イング、即ちＭ−ＤＰＳＫ、を使用することで都合よく
満たされる。

【００１１】本発明によれば、信号点がインターリーバ
により再配列される特定の方法が、使用される特定のブ
ロック符号に整合され、それによりインターリーバの有
効だが現実的ではない大きさを増加させ、そうして前に
述べたインターリーバ／ディインターリーバ遅延を減少
させるという効果を奏する。

【００１２】

【実施例】図１の伝送システムにおいて、リード線１１
上の入力データは、２Ｎ次元ブロック符号器／マッパに
Ｔ秒の信号間隔当りｍビット（ここでｍは整数または分
数である）の率で加えられる。ブロック符号器／マッパ
１３はＮ個の信号間隔に相当するビットよりなる入力デ
ータのブロックを集積し、そして選択された２Ｎ次元ブ
ロック符号を、集積されたＮ×ｍビットを（ｍ＋ｒ）個
の符号化ビットのＮ群に符号化するために使用する。こ
れらの群は続いてリード線１６上に与えられる。ここ
で、パラメータｒはブロック符号器／マッパ１３により
導入された信号間隔当りの冗長ビットの平均数である。
（ｍ＋ｒ）ビット群の各々の許容ビットパターンは、２
次元（２Ｄ）Ｍ（≦２^m+r）−ＰＳＫ配列の特定の信号
点に関連する。ここでＭは選ばれた整数である。特に、
ｎ番目の信号間隔の間にリード線１６上にある信号点を
Ｐ_nと表示する。ブロック符号は、各信号点は２次元で
あり、ブロック符号器／マッパ１３による「符号語」出
力の各々はＮ個の信号点で表されるので、「２Ｎ次元」
であると呼ばれる。

【００１３】ここで用いられる用語と概念の理解を確か
にするために、図２を参照する。２Ｎ次元ブロック符号
器／マッパは、２Ｎ次元「符号語」を生成する。各信号
語は、Ｎ個の「信号点」の連続よりなる。各信号点は、
図２において８個の信号点を有する位相シフトキーイン
グ配列、すなわち８−ＰＳＫ、として図式的に示されて
いる、所定の２次元「配列」の中の一点である。

【００１４】この２Ｎ次元符号語は、Ｎ個の「信号間
隔」の間、各信号間隔に１信号点が送られる。すべての
２Ｎ次元符号語の集合は、各符号語が２Ｎ次元配列の
「要素」である「２Ｎ次元配列」と呼ばれる。２Ｎ次元
配列はまた、コードブックまたは文字体系と呼ばれる。
以下の説明において、２Ｎ次元符号語の各々は、構成す
るＮ次元配列中の２個のＮ次元構成要素の連結としてし
ばしば扱われる。ここで、構成するＮ次元配列は、２Ｎ
次元配列と同様に到着する。この見方は、Ｎ／２，Ｎ／
４等の次元の要素及び配列に対して反復される。

【００１５】図１示されるように、Ｎ×ｍ入力ビットの
各々の群に対応してリード線１６上の符号器／マッパ１
３により出力されるＮ個の連続する２次元信号点が、イ
ンターリーバ２１に加えられる。インターリーバの機能
は、特定の符号語に属する信号点が伝送の際に時間的に
互いに分離されるように、信号点Ｐ_nを再配列すること
である。この方法は、チャネルのフェージングが符号語
のＮ個の信号点の１個以上に影響を及ぼす可能性を減少
させる。

【００１６】好ましい実施例において、ブロック符号器
／マッパ１３で用いられるブロック符号は、以下で詳細
に述べるようにビルトイン時間ダイバーシティを有し、
且つ、また以下で述べるように、この信号点の時間分離
はそうした符号の伝送データを正確に復元させる能力を
非常に高める。更に本発明によれば、ブロック符号及び
インターリーバ再配列アルゴリズムは、この能力を更に
高めるために共同して選択される。

【００１７】最後に、リード線２４上のインターリーバ
により出力される再配列された信号点Ｑ_nは、その出力
が今度は高速フェージングチャネル３０に加えられる変
調器２５に加えられる。変調器２５は以下でより詳しく
説明する。

【００１８】受信機において、復調器４１及びディイン
ターリーバ４４は、それぞれ変調器２５とインターリー
バ２１の機能の逆を行う。従って、リード線４５上のデ
ィインターリーバの出力は、符号器／マッパ１３の出力
でリード線１６上に現れる信号点の連続に対応してい
る、受信されたがチャネルにより損なわれた信号点Ｐ_n
の連続である。これらは、元の伝送された入力データを
リード線５３上に復元して供給するブロック復号器５１
に加えられる。

【００１９】本発明によれば、以下により詳しく述べる
ように、ブロック復号器５１は、ＡＷＧＮ環境において
トレリス符号化信号のために従来使用された最尤復号器
と同様に、いわゆる「ソフト決定」に基づいて動作す
る。

【００２０】この時点で、図１に示した実施例で実行さ
れる、符号Iと呼ばれる第１のブロック符号変調方式の
説明を用いて、時間ダイバーシティ符号化の概念を説明
することは有益であろう。

【００２１】特に、図３に示されるような８−ＰＳＫ信
号配列が４次元（４Ｄ）符号を実行するのに用いられ
る。これはその符号により生成される各符号語が８−Ｐ
ＳＫ配列の２つの２次元点よりなることを意味する。こ
れらの点は、それぞれの信号間隔中に伝送される。配列
の８個の点は、０から７までの数字でラベル付けされ
る。この場合、パラメータｍとｒは、どちらも１．５に
等しく、もちろんＮ＝２である。このように、ブロック
符号器／マッパ１３は、２個の連続する信号間隔の各々
で３ビット語を生成する。そうした語の各々は、そのビ
ット値により信号点０乃至７の特定の１つを特定する。

【００２２】リード線１６上の符号語内のリード線１１
上のブロック符号器／マッパ１３に入力された（Ｎ×
ｍ）の符号化／マッピングは、図４の表に示される。こ
こで括弧の中の３ビットパターンの各々は、（ｍ＋ｒ
＝）３個の符号化されたビットの値を示し、単なるその
関連した信号点の１０進のラベルの２進値である。２³
＝８通りのビットパターンがあり、それ故８通りの符号
語がある。表記的には、各符号語は以下では、ｘ及びｙ
をそれぞれ符号語を構成する第１信号点と第２信号点と
して、（ｘ，ｙ）の形で表される。

【００２３】符号Iの符号語の各々は、構成する２次元
点の両方ともが他のいかなる符号語とも異なることが重
要である。よって、例えば、符号語（０，０）の第１又
は第２信号点は、いかなる他の符号語の第１又は第２信
号点と等しくない。この性質の重要性は、２個の構成信
号点の内の１個の振幅がチャネルフェージングにより著
しく減衰され、その結果それにより搬送された情報が完
全に失われた場合を考えると理解できる。符号語のもう
一方の構成する信号点が正確に復元される限り、それに
も関わらずその情報を復元することは可能である。

【００２４】特に、復元された符号語の第１信号点が
「３」であり、第２信号点が失われたとすると、他の符
号語はどれも第１信号点として「３」を持たないので、
伝送された符号語はそれにも関わらず（３，７）であっ
たと決定される。（この分析は、復号化処理がどのよう
に好ましく実行されるかについて簡単化し過ぎている
が、説明のためには有用である。）

【００２５】このように、この符号は、時間ダイバーシ
ティの機構を介して、フェージングにより導入された伝
送誤りに、ビルトインされた高度な免疫を与える。即
ち、各入力データビットについての情報は、符号化信号
中に時間領域で冗長的に現れる。このように、例えば、
入力ビットパターン０１０の３個のビットの各々に関す
る情報は、対応する符号語（３，７）の第１信号点
「３」と第２信号点「７」の両方の中に現れる。

【００２６】一般的に言って、Ｘを１より大きな整数と
すると、配列された信号点の連続よりなる各符号語が、
他の符号語の各々に対して少なくともＸ個の信号点の位
置だけ異なるならば、符号はＸ倍の時間ダイバーシティ
を持つと言われる。よって、符号Iは２倍のビルトイン
時間ダイバーシティをもつと評価される。図３の信号点
を、２倍のビルトイン時間ダイバーシティを示す４次元
符号語のコードブックに結合する方法は、実際に多数あ
る。しかし、都合のよいことに、図４に示されるもの
は、（２倍時間ダイバーシティの要求に与えられた）符
号語の間の最小自乗ユークリッド距離を最大化するとい
う更に有利な点を持つ。それは、全体の符号化法の誤り
免疫を更に高める。この符号の距離は、「４」である。

【００２７】説明されているものは符号化変調法である
ことをここで強調しておくことは重要である。これによ
り、ａ）冗長ビットの導入により生じる信号帯域幅の要
求を減らすために、信号配列の大きさが２^m信号点以上
に増やされ、さらにｂ）ブロック符号化と配列マッピン
グは相互に依存する、という意味がある。これは、ａ）
冗長ビットの導入は信号帯域幅の拡張により与えられ、
ｂ）ブロック符号化と配列マッピングは互いに何の関係
がない、という点において、従来のブロック符号化法と
著しい対照をなす。

【００２８】更に具体的には、ここで、ａ）２次元・Ｍ
−ＰＳＫ配列からの信号点を用いる本発明の符号を、
ｂ）例えばリード・ソロモン符号又は他のブロック符号
を使用して入力ビットをブロック符号化し、各信号点は
同じ２次元・Ｍ−ＰＳＫ配列からそれぞれ取られた信号
点の連続として結果として生じた符号化ビットを伝送す
る方法と、比べることは適切である。

【００２９】そのような場合、結果として生じた伝送信
号点の連続の集合は、Ｘ倍時間ダイバーシティやいくら
かの符号化利得と言った、本発明の符号の特性の幾つか
を有する。しかし、そうした方法は、本発明の場合と異
なり、伝送信号点の連続の間の最小ユークリッド距離に
関係がない。結果として、伝送信号点の連続の間の最小
自乗ユークリッド距離は、問題の文字体系に関連した
「絶対最小自乗ユークリッド距離」としてこの中で定義
される距離と同程度に小さい。その距離は、ダイバーシ
ティパラメータ「Ｘ」を掛けられた、２次元Ｍ−ＰＳＫ
配列の信号点のあらゆる対の最小自乗ユークリッド距離
として与えられる。

【００３０】こうして、例えば、２倍の時間ダイバーシ
ティを有し、且つ図３の２次元・Ｍ−ＰＳＫ配列を使用
する４次元符号の絶対最小自乗ユークリッド距離は、符
号語（０，０），（１，１），（２，２），・・・，
（７，７）よりなる４次元符号の符号語の間の最小自乗
ユークリッド距離である１．１７である。

【００３１】本発明の符号は、対照的に、前述の絶対最
小自乗ユークリッド距離よりも大きい、伝送信号点の連
続の間即ち符号語間の最小自乗ユークリッド距離を有す
る。例えば、同じく２倍のダイバーシティを持ち、同じ
く図３の配列を使う符号Ｉでは、符号語間の最小自乗ユ
ークリッド距離は、４である。

【００３２】更に異なる点として、従来のブロック符号
化方式は一般的に、非符号化方式に使用されるのと同じ
配列を使用する。よって、例えば、非符号化システムで
信号間隔当りｍ（ｍは整数）情報ビットを伝送するため
には、使用される配列は、２^m個の変調信号点を持つ。
たとえ信号間隔当りｒ冗長ビットが常用のブロック符号
により導入されたとしても、それでも同一の配列が使用
され、ボー・レートはこれらの冗長ビットを収容するた
めに（ｍ＋ｒ）／ｍ倍になる。対照的に、本発明のよう
な符号化変調法は、２^m個以上の変調信号点を有するよ
うに配列の大きさを拡張することで少なくとも冗長ビッ
トの一部を収容する。

【００３３】更に、入力ビットパターンを図４の様々な
符号語に割り当てる方法はたくさんある。しかし、都合
の良いことに、図３に示した特定の割当方法は、伝送さ
れた符号語が不正確に復号されたときに生じるビット誤
り率を減らすという更なる利点を持つ。特に、グレイ符
号型の方法が、入力ビットパターンを符号語に割り当て
るために使われる。

【００３４】符号語の第２信号点が失われ、情報ビット
が第１の受信された信号点だけに基づいて復元されると
仮定してみる。図４において、その第１信号点がユーク
リッド距離において互いに最も近いような符号語が、１
つのビット位置だけが異なるビットパターンにどのよう
に割り当てられるか注目してみる。その基にある概念
は、互いに最近接の位置にある信号点は、最も互いに混
同されやすい信号点だということである。これはそうで
あるので、ビットパターンの割り当てのための前述のグ
レイ符号化型の方法の採用は、ビット誤りの最小の数が
そのような最も起こり易い復号化誤りに関連することを
保証する。

【００３５】このように、信号点０と１はそれらの間に
最小の距離を有するので、ビットパターン「０００」と
「００１」はそれぞれ、１個のビット位置だけ異なる信
号点に割り当てられる。（この特別の符号が、第１信号
点の仮定されたフェージングに対するそうした増大した
誤り訂正能力を同時に与えることは可能ではない。しか
し幾つかの全般の利点は、それにも関わらず、１つの場
合だけを扱うことで達成される。）

【００３６】最後に、このグレイ符号化の概念は、この
中で説明される他の符号において、それについての特別
の言及がそこでなされなくても、いつでも、その限り
は、有効に使用されることに注意する。

【００３７】もし特定の１個の信号点がフェージングに
より失われるならば、時間的に近い信号点も失われる可
能性が高いと認識される。それ故、当業者に知られる原
理に従って、符号のビルトイン時間ダイバーシティによ
り与えられる誤り免疫は、各符号語の２つの信号点を時
間的に分離することで高められ、その結果、符号語の２
個の点が同時にフェージングする可能性は低くなる。図
１のリード線１６上の信号点Ｐ_nがインターリーバ２１
に加えられるのは、この目的のためである。

【００３８】具体的にいうと、インターリーバ２１は、
Ｊ個の符号語のフレームを取り入れ且つ記憶する。符号
語がインターリーバ内に保持された記憶行列のそれぞれ
の行に記憶されているところが図５に図式的に描かれて
いる。図に描かれた時点で、第１符号語の信号点Ｐ₁及
びＰ₂は第１行に記憶され、信号点Ｐ₃及びＰ₄は第２行
に記憶される。

【００３９】最も直接的に実行できる型においては、イ
ンターリーバはＪ個の全ての符号語が読み込まれるまで
待機する。それからそれは、符号語を構成する信号点を
１列ずつ、即ち初めに奇数の番号の信号点Ｐ₁，Ｐ₃，
…，Ｐ_2J-1を、そしてそれから偶番号の信号点Ｐ₂，
Ｐ₄，…，Ｐ_2Jを読み出す。（より効率的に実行する場
合では、リード線２４上の信号点の同期フローを保証す
るのに十分な符号語が読み込まれている限りは、すべて
のＪ個の符号語が読み込まれる前に奇数番号の信号点を
インターリーバが読み出し始めることが可能である。）

【００４０】信号点は、フレーム中の符号語の対応する
信号点の位置で一緒にグループ化されることに注目す
る。即ち、ｉ＝１，２，…，Ｎとすると、フレームの符
号語のそれぞれｉ番目の信号点は、それぞれの群に配置
される。こうして、望んだように、各符号語の２つの信
号点は、インターリーバ出力リード線２４上に再配列さ
れた連続中に現れるが、今や有利なことに時間的にかな
り離れて、明確にはＪ信号間隔だけ離れている。この処
理は明らかにＪ個の符号語の連続フレームについて繰り
返す。

【００４１】理想的には、パラメータＪが興味のある媒
体の最小速度に信号レートを掛けたもので搬送波長を割
ったものの１／４より大きいか等しいとき、インターリ
ーバの有効性は最大となる。（この公式は、周波数分割
多元接続（ＦＤＭＡ）方式が使用される場合のように、
移動通信チャネル当り１人のユーザだけがいるとの仮定
に基づく。何人かのユーザが１つのチャネルに時間多重
化されている、いわゆるＴＤＭＡ方式の場合に関する考
察は、以下のより都合のよい時点で取り扱われる。）

【００４２】しかし、特定の応用においては、インター
リーバ／ディインターリーバにより導入される伝送遅延
を減らすために、この最適値より小さいＪの値が使用さ
れなければならない。（これは、望みのデータ処理量の
レベルを保証するために、すなわち、さもなくば会話に
導入される不自然な会話の遅れを避けるために、必要で
ある。）

【００４３】最後に、インターリーバによりリード線２
４上に出力された再配列された信号点Ｑ_nは、π／Ｍシ
フトＭ−ＤＰＳＫ変調器２５に加えられる。その搬送波
の位相は、前の信号間隔中の位相から、定数π／Ｍラジ
アンを増やされた２πＱ_n／Ｍだけシフトされる。本発
明によれば、そうしたπ／Ｍシフト変調器の使用によ
り、ピーク電力と平均電力の比を減らすのに役立ち、受
信機の潜在的なタイミング復元の問題が改善される。

【００４４】更に、本発明によれば、伝送された信号点
がインターリーブされるとの事実が、Ｍ−ＤＳＰＫ復調
処理により導入される雑音標本間の相関を復号器におい
て都合よく除去される。

【００４５】符号Iは、１．５ビット／信号間隔の帯域
幅効率を有し、さらに、１０^-3のビット誤り率を仮定す
ると媒体速度が時速２０（６０）マイルの移動チャネル
のために、同一の情報ビットレートを有するいわば非符
号化４−ＤＰＳＫ法である、８．９（１４．３）ｄＢの
符号化利得を有する。これらの符号化利得は、人間の要
因、特に会話の遅延、の考慮により決定される３７ｍｓ
という特有の「インターリービング長」（インターリー
ビングフレームの大きさ、この場合は２Ｊである、を信
号レートで割ったもので与えられる）を仮定する。これ
らの符号化利得は、約９００ＭＨｚの搬送波の周波数を
仮定した。これから後は、他の符号における符号化利得
はすべてこれらの条件のもとに記される。

【００４６】ここでフェージングチャネルでの使用に適
切な幾つかの代替的なブロック符号化変調方式を示す。
これらの符号は、いくらかより高度な復号器の複雑さを
受け入れることで、この第１の符号に比べて様々な程度
のより大きな帯域幅効率及び／又は符号化利得を達成す
る。（この目的では、復号器の複雑さは、以下で説明す
る復号化処理を実行する際に行われることが必要である
情報ビット当りの加算及び／又は比較の数であると理解
される。）

【００４７】符号IIと呼ばれる第２の符号を図式的に表
したものを図６及び図７に示す。これは、８次元（８
Ｄ）符号であり、それは最初に、図３に示された型の２
次元８−ＰＳＫ配列の連結対から特定の要素を選択する
ことで形成される構成４次元８−ＰＳＫ配列を定義する
ことで達せられる。所望の８次元配列は、その後同様
に、４次元配列の連結対から特定の要素を選択すること
で形成される。この８次元符号の各要素は、この８次元
符号の符号語として用いられる。

【００４８】特に、４次元配列に含めるものとして、２
³×２³＝６４個の可能な４次元要素の半分を選択する。
それらは、（ａ，ｂ）の形をした要素である。ここで
「ａ」及び「ｂ」は、図３に示された２次元８−ＰＳＫ
配列の両方が偶数の２次元信号点が又は両方が奇数の２
次元信号点のいずれかである。よって、例えば、（０，
０）や（５，７）は４次元配列の信号点だが、（２，
５）や（７，０）はそうではない。図６に示すように、
４次元配列の３２個の要素は、４個の部分集合Ｓ₀，
…，Ｓ₃に分割される。

【００４９】最後に、８次元配列に含めるものとして、
２⁵×２⁵＝１０２４個の可能な８次元要素の４分の１を
選択する。これらの２５６個の要素は、図７のコードブ
ックに示されている４個の４次元部分集合対の要素であ
る。具体的に言うと、４次元要素の特定対の連結は、第
１及び第２の４次元要素が属する４次元部分集合の対が
それぞれ図７に示した４つのパターンの１つである場合
だけに限り、８次元配列の要素である。

【００５０】よって、例えば、（０，０，１，５）は、
ａ）（０，０）と（１，５）はどちらも４次元部分集合
Ｓ₀の要素であり、且つ、ｂ）（Ｓ₀，Ｓ₀）のパターン
は４個の許容された４次元部分集合対のパターンの１つ
であるので、８次元配列の要素である。一方、（０，
２，０，６）は、ａ）（０，２）と（０，６）は部分集
合Ｓ₀とＳ₃の要素であり、ｂ）（Ｓ₀，Ｓ₃）のパターン
は４個の許容された４次元部分集合対のパターンの１つ
ではないので、８次元配列の要素ではない。

【００５１】特定の符号を生成する上述の方法は、一般
的に以下のように定義される。（ａ）はじめの要素の集
合とするためにはじめの配列の信号点の特定の連結を選
択する。（ｂ）すぐ前に定義された要素の集合を部分集
合にグループ化する。（ｃ）ステップ（ｂ）の部分集合
の選択された連結の要素の少なくとも一部を選択する。
そのような要素の各々は、連結のそれぞれの部分集合か
ら各々取られた要素の連続である。（ｄ）２Ｎ次元要素
が形成されるまでステップ（ｂ），（ｃ）及び（ｄ）を
繰り返す。それによりそれらの要素は２Ｎ次元符号語と
なる。

【００５２】このように形成された８次元配列は２⁸＝
２５６符号語を有するので、この符号は、各８次元符号
語に対し８情報ビットの通信をすることができる。一般
的に、ビットパターンを特定の符号語に割り当てる方法
が用いられる。しかし、（上で説明したようにグレイ符
号の使用の可能性を利用するためとともに）実行の複雑
さを減らすために、符号化／マッピング処理が２つの段
階に分割される。図７に示されるように、２ビットは、
特定の４次元部分集合対を選択するために使用され、一
方、図６に示されるように、３ビットは選択された２個
の４次元部分集合の各々の８個の要素の内の１個を選択
するために使用される。この段階で全部で６ビットが使
用され、もちろんすべて合わせると８ビットが使われ
る。

【００５３】第１の符号と同様に、第２の符号は、以下
で見られるように２倍のビルトイン時間ダイバーシティ
を示す。まず第一に、図６に示される４次元部分集合の
各々はそれ自身２倍のビルトイン時間ダイバーシティを
有する。（実際、４次元部分集合Ｓ₀自身は前述した符
号Iと同一であることが解る。更に、他の３個の部分集
合の各々はその代わりに使用され得る。）このように、
いかなる４次元部分集合の対でも２倍のビルトイン時間
ダイバーシティを示すことが保証される。

【００５４】特に、２つの８次元要素が同一の４次元部
分集合対に属する即ち図７の同じ行の記載に由来するな
らば、それらの２つの８次元要素は、２次元信号点位置
の少なくとも２個、ある場合には４個すべてが異なるこ
とが簡単に確かめられる。加えて、２個の８次元要素が
異なる４次元部分集合対に属する即ち図７の異なる行の
記載に由来するならば、それらの２つの８次元要素は、
第１の構成４次元要素で少なくとも１つの２次元信号点
位置が、そして第２の構成４次元要素でも少なくとも１
つの２次元信号点位置が異なることが、また簡単に確か
められる。これは、各４次元部分集合は図７のコードブ
ックの２つの列の各々に１回だけしか現れないとの事実
から生じる。こうして前述のように、あらゆる２つの８
次元符号語は、互いに少なくとも２個の２次元信号点位
置が異なることが保証される。

【００５５】この符号のインターリービングは、上述し
たインタリービング方法を用いて実行され、この際、符
号語が、インターリーバに行当り１符号語で行で読み込
まれ、その後初めに全符号語の第１の２次元要素、次に
全符号語の第２の２次元要素、以下同様、と列で読み出
されるものとして概念化される、前述のインターリービ
ング方法を使用することで実行される。代わりに、図８
及び図９の符号IIIと関連した以下で述べるインターリ
ービング方式が用いられ得る。

【００５６】いまちょうど説明した型の符号の説明にお
いて、２倍のビルトイン時間ダイバーシティを与えるこ
とが可能な方法は多く存在する。例えば、ａ）４次元配
列を選択する、ｂ）選択された４次元配列をそれに分割
することになる部分集合の特定の数を選択する、ｃ）選
択された４次元配列を前述の数の部分集合に分割する、
若しくはｄ）コードブックのために特定の８次元配列、
即ち特定の４次元部分集合の対を選択する、ための可能
な方法が多くある。

【００５７】例えば、３２要素４次元配列は、先の例で
は選択されなかった３２要素で構成される。例えば（Ｓ
₀，Ｓ₀），（Ｓ₁，Ｓ₁），（Ｓ₂，Ｓ₃），及び（Ｓ₃，
Ｓ₂）のような、上で議論された基準を満たす４個の４
次元部分集合の対で異なるものは、コードブックとして
使用され得る。一方、２倍ビルトイン時間ダイバーシテ
ィを与える別の方法は、（以下で述べるように）符号化
利得、帯域幅効率、及び複雑さにおいて大きな相違を示
す。

【００５８】図６及び図７の符号IIは、２．０ビット／
信号間隔の帯域幅効率、及び時速２０（６０）マイルの
媒体速度における８．４（１４．５）ｄＢの符号化利得
を有する。このように、この符号は、図４の符号Iと本
質的に同じ符号化利得を達成しながら、より大きな帯域
幅効率を与えることが解る。しかし、この「改良」は、
符号Iに比べて若干の複雑さと、時速２０マイル以下で
のいくらか劣る性能（例えば、時速１０マイルでは符号
Ｉの７．２ｄＢに対し符号IIは５．４ｄＢである）を犠
牲として達成された。

【００５９】図８及び図９は、符号Ｉと同じ帯域幅効率
（１．５ビット／信号間隔）を与えるが、再び幾らか増
した複雑さを代償にして、十分大きな符号化利得を達成
する２倍ビルトイン時間ダイバーシティを伴った別の８
次元符号である符号IIIが描かれている。

【００６０】図８に示すように、符号IIIは、初めに図
６の３２要素４次元８−ＰＳＫ配列の４つの部分集合Ｓ
₀，Ｓ₁，Ｓ₂及びＳ₃の各々を、それぞれが２個の要素よ
りなる４つのより細かい部分集合に分割することで構成
される。結果として生じるより細かい部分集合は、Ｔ₀
乃至Ｔ₁₅と表示される。図９のコードブックに示される
ように、４次元要素の特定の対の連結は、第１及び第２
の４次元要素が属する４次元部分集合対がそれぞれ図９
に示されている１６個のパターンの一つである場合に限
り、８次元配列の要素である。

【００６１】８次元配列には全体で６４符号語がある。
図９に更に示すように、４ビットが特定の４次元部分集
合対を選択するのに使われ、一方、図８に示すように、
２ビットが各４次元部分集合の２要素の１つを選択する
のに使われ、全体で合わせて６ビットが使われる。

【００６２】都合のよいことに、この符号は、時速２０
（６０）マイルの媒体速度において移動チャネルに対し
て１０．１（１７．１）ｄＢの符号利得を有する。こう
してこの符号は、前述の２つの符号のどちらよりも大き
な符号化利得を与えることが解る。

【００６３】これらのより大きな符号化利得がどのよう
に生じるかを完全に理解するために、ａ）計算しやす
く、さらにｂ）チャネルフェージング性能の表示を与え
る、パラメータを定義することは有益である。この中で
「Ｘ倍時間ダイバーシティでの最小自乗ユークリッド距
離」、すなわちＭＤＸ、と呼ばれるこのパラメータは、
フェージングチャネルのためにＸ倍時間ダイバーシティ
を有する符号の設計に有用であり、且つ、互いに正確に
Ｘ信号点位置だけ異なるあらゆる２個の符号語間の最小
自乗ユークリッド距離である。

【００６４】一般的に、この距離が大きい程、符号化利
得は大きい。例えば、媒体速度、インターリービング
長、符号の次元の数、及びあらゆる２符号語間の全最小
ユークリッド距離を包含するその他の要因も、符号化利
得に影響を及ぼし、その結果同一のＭＤＸを持つ２つの
符号でもいくらか異なる符号化利得を示す。しかし、一
般的には、インターリービング長が、特定の符号語の信
号点が独立にフェージングすることを保証するのに十分
である限り、ＭＤＸと符号化利得の間に高い相関があ
る。

【００６５】仮定された３７ｍｓのインターリービング
長及び時速２０マイルの媒体速度が与えられると、その
ような独立フェージングは実際に例えばいままでに説明
された４次元及び８次元符号に対して保証される。この
ように、これらの３つの符号に対するそれぞれ４，４，
及び８のＭＤＸは、はじめの２つの符号については実質
的に同じ符号化利得を、３番目の符号については十分大
きな符号化利得を導く。（この説明を通じて、ＭＤＸの
引用された値はすべて、半径１のＭ−ＰＳＫ配列を仮定
して計算されたものである。）

【００６６】図６及び図７の符号に関して、符号IIIの
インターリービングは上述のインターリービング方式を
用いて実行される。しかし、本発明によれば、インター
リーバにより信号点が再配列される特有の方法は、ａ）
上述のようなシステムの考慮によりインターリーバが強
要される所与のインターリービング距離のために、イン
ターリーバの有効性、即ち符号化利得へのインターリー
ビング処理の貢献、を増大させる、又はｂ）所与の符号
化利得のレベルのために、より短いインターリービング
長を許し、それによりさもなくば満たされないシステム
の要求を恐らく満たすように使用されて、特有のブロッ
ク符号に整合される。

【００６７】図８及び図９の符号を見ると、２個の信号
点だけが異なるすべての符号語は、第１及び第２の信号
点位置又は第３及び第４の信号点位置が異なることが観
察される。これはそうであるので、図５のインターリー
バのために前に設定した論理に従って、特に、図１０に
示されるように、初めにすべての符号語の第１の２次元
信号点（図１０の列Ａ）、次にすべての符号語の第３の
２次元信号点（列Ｃ）、それから第２の２次元信号点
（列Ｂ）、そして第４の２次元信号点（列Ｄ）のよう
に、信号点の列がインターリーバから読み出される順番
を再配列することは効果的である。この方法は、あらゆ
る符号語の第１信号点と第２信号点を、Ｊ信号間隔にで
はなく２Ｊ信号間隔で分離する効果がある。第３信号点
と第４信号点についても同様である。

【００６８】より一般的な場合では、Ｘ信号点位置だけ
異なる符号語の信号点を最大限分離し、そうして所望の
Ｘ倍ビルトイン時間ダイバーシティをもたらすために、
符号語の構造に応じて、様々な再配列方法がインターリ
ーバ内で使用され得ることが理解される。より形式的に
言うと、正確にＸ信号点位置だけ異なり、且つ符号語間
距離ＭＤＸを有する文字体系の符号語の特定のものが与
えられ、それらのＸ信号点位置の２つをｋ番目とｑ番目
の信号点位置として示すと、インターリーバは、ｋ番目
とｑ番目の信号点位置での信号点が、再配列された連続
の中でＪ信号点以上離されるような、各フレームの符号
語の信号点の再配列された連続を生成するように動作す
る。この一般的な原則が与えられると、以下で説明され
る他の様々な符号と関連して有利に使用されるインター
リーバの構造を更に説明することは不必要である。

【００６９】図１１乃至図１３において、符号Ｉ及び符
号IIと同一のＭＤＸ（即ち４）を有する２倍ビルトイン
時間ダイバーシティを伴った１６次元符号である、符号
IVが描かれている。しかし、１６次元符号は、より低い
符号化利得（同一のインターリービング長における）を
代償とした現時点までに説明された符号と比べて、十分
高い帯域幅効率（２＋３／８ビット／信号間隔）を与え
る。復号器の複雑さも、すでに説明された符号の場合よ
りもいくらか大きい。

【００７０】まず初めに図３の２次元８−ＰＳＫ配列の
連結対から形作られた６４要素で構成される４次元８−
ＰＳＫ配列を定義する。４次元配列はそれから、図１１
に示すように、Ｓ₀乃至Ｓ₇の８個の部分集合に分類され
る。（部分集合Ｓ₀乃至Ｓ₃は、図６で示されている４個
の部分集合と同一であることに注意する。）そして、構
成８次元配列は４次元配列の連結対から特定の要素を選
択することで形成される。特に、８次元配列を構成する
ために６４個の可能な部分集合対から３２個を選択し
た。８次元配列は、２¹¹個の要素よりなるが、図１２に
示されるように各々が４個の４次元部分集合対よりなる
８個の部分集合に分類される。８個の８次元部分集合
は、Ｓ^' ₀，Ｓ^' ₁，…，Ｓ^' ₇と示される。

【００７１】最後に、１６次元配列に含めるために２¹¹
×２¹¹個の可能な１６次元配列の８分の１を選択する。
これらの２¹⁹個の要素は、図１３のコードブックに示さ
れている８個の８次元部分集合対の要素である。具体的
に言うと、８次元要素の特定の対の連結は、もし第１及
び第２の構成８次元要素が属する８次元部分集合の対が
各々図１３に示さている８個のパターンの１つならば、
そしてその場合に限り、１６次元配列の要素である。

【００７２】図１１乃至図１３に更に示されているよう
に、３ビットが特定の８次元部分集合対を選択するのに
使用される。ここで２個の選択された８次元部分集合対
の各々から特定の４次元部分集合対を選択するのに２ビ
ットが使用され、すなわちこのレベルでは合わせて４ビ
ットが使用され、さらに４個の選択された４次元部分集
合の各々から２次元点の特定の対を選択するために３ビ
ットが使用され、すなわちこのレベルで合わせて１２ビ
ットが使用され、結局全体では１９ビットが使用され
る。各符号語は８信号間隔に渡って伸びるので、帯域幅
効率は１９／８＝２＋３／８ビット／信号間隔である。

【００７３】この符号は、時速２０（６０）マイルの媒
体速度での移動チャネルにおいて６．８（１３．９）ｄ
Ｂの符号化利得を有する。

【００７４】ここまで、様々な符号が、準グラフ的方法
を用いて説明されてきた。代わりに、ブロック符号器／
マッパ、例えば図１のブロック符号器／マッパ１３、を
構成する多くの論理要素の動作を定義するいくつかの簡
単なブール式を用いて、符号がそれぞれ説明できる。こ
の後者の方法は、次の符号に対するグラフ的方法は表現
するのに複雑であるので、次の符号を説明するのに今使
用される。あらゆる先行技術の符号は、またこの後者の
方法を用いて説明されてきたことが理解される。逆に、
以下に進行するブール式は、他の符号のために為された
準グラフ的表現を構築するために使用され得る。

【００７５】特に、この次の符号は、２倍ビルトイン時
間ダイバーシティを伴なうもう一つの１６次元８−ＰＳ
Ｋ符号であり、さらにこの符号は、図８及び図９の符号
IIIと同一のＭＤＸ（即ち８）を有する。この符号は、
最高の帯域幅効率も最大の符号化利得も持っていない
が、これらのパラメータの両方の有用な組合せを都合よ
く与える。具体的に言うと、８．５（時速２０マイル）
及び１６．７（時速６０マイル）の符号化利得及び２０
ビット／信号間隔の帯域幅効率を有する。復号器の複雑
さは、説明したすべての符号の中で最大である。

【００７６】図１４に示すように、図１のリード線１１
上の８信号間隔に渡って集積された１６入力ビットが、
回路に加えられ、この回路はリード線１３４１−２，１
３５１−２，１３６１−２及び１３７１−２の各々の上
の３ビットにより、１６入力ビットと関連する１６次元
符号語を構成している図１のリード線１６上の特定の８
個の２次元点を最終的に特定する。

【００７７】（（以下で説明される図１５及び図２１と
同様に）、図１４では、特定のリード線の集合、例えば
リード線１１、上を運ばれるものとして示されるビット
の数は、Ｎ信号間隔に渡って集められたビットの数であ
ることに注意する。これは、例えば、リード線の特定の
集合により運ばれるものとして示されるビットの数が信
号間隔当りのビットの平均数である図１と対照的であ
る。）

【００７８】すでに（グラフ的に）説明した符号の場合
のように、マッピングは段階的に実行される。特に、リ
ード線１１上の１６ビットは、その出力リード線１３１
１及び１３１２の各々に１０ビットを供給する１６次元
−８次元配列マッパ変換器に加えられる。これらの１０
ビットの各々は、構成８次元配列の特定の要素と関係し
ている。これらの８次元要素の特定の組合せだけが、リ
ード線１３１１及び１３１２に現れる。以下で更により
明らかになるように、この制限は、例えば、１６次元配
列が特定の選択された８次元部分集合の対からのみなる
という図１１乃至図１３の符号IVの制限に対応する。

【００７９】次の段階では、リード線１３１１及び１３
１２上のビットは、それぞれ８次元−４次元配列マッパ
変換器１３２及び１３３に加えられる。例えば、変換器
１３２はその出力リード線１３２１及び１３２２の各々
に６ビットを供給する。これらの６ビットの各々は、構
成４次元配列の特定の要素に関係し、そして、符号IVが
構成される方法に再び対応して、これらの４次元要素の
特定の組合せだけがリード線１３２１及び１３２２上に
現れる。変換器１３３は変換器１３２と同一である。実
行に応じて、そうした変換器の一つだけが使用される。
各々がリード線１３１１と１３１２上にある１０ビット
の２個の群は、引き続いてこの一つの変換器に送られ
る。

【００８０】最後の段階では、リード線１３２１−２及
び１３３１−２上のビットは、それぞれ４次元配列マッ
パ１３４乃至１３７に加えられる。例えば、マッパ１３
４は、その出力リード線１３４１及び１３４２の各々の
上に３ビットを供給する。これらの３ビットの各々は図
３の８−ＰＳＫ配列の特定の点に関係し、そして２つの
２次元点の２⁶＝６４個の全ての組合せが使用される。
マッパ１３４乃至１３７は同一である。変換器１３２乃
び１３３の場合のように、そうしたマッパの一つだけが
使用される。

【００８１】１６次元−８次元配列マッパ変換器１３
１、８次元−４次元配列マッパ変換器１３２及び４次元
マッパ１３４の実施例が、それぞれ図１５乃至図１７に
示される。

【００８２】はじめに図１５を見ると、リード線１１上
の１６ビットは３つの群に分割される。第１群は、８次
元部分集合対選択器２３１に加えられるＩ０_n乃至Ｉ３_n
の４ビットよりなる。Ｉ４_n乃至Ｉ９_n（Ｉ１０_n乃至Ｉ
１５_n）の６ビットよりなる第２群（第３群）は、単に
通過してＸ４_n乃至Ｘ９_n（Ｘ４_n+4乃至Ｘ９_n+4）の出力
ビットになる。選択器２３１の出力ビットは、２個の４
ビットの群、即ちＸ０_n乃至Ｘ３_nとＸ０_n+4乃至Ｘ３_n+4
である。

【００８３】サブスクリプト「ｎ」が付いた１０ビット
は、４個の２次元信号点Ｐ_n乃至Ｐ_n ₊₃（図１を参照）よ
りなる符号語の第１の構成８次元要素を特定するために
最終的に使用される。同様に、サブスクリプト「ｎ＋
４」が付いた１０ビットは、４個の２次元信号点Ｐ_n+4
乃至Ｐ_n+7よりなる符号語の第２の構成８次元要素を特
定するために最終的に使用される。特に、ビットＸ０_n
乃至Ｘ３_nは、１６個の８次元部分集合の特定の１個を
特定するが、一方ビットＸ４_n乃至Ｘ９_nは、最終的にそ
の８次元部分集合の特定の１要素を特定する。サブスク
リプト「ｎ＋４」が付いた１０ビットについても同様で
ある。

【００８４】選択器２３１は、次のブール式に従って、
出力ビットを与える。

【数１】

【００８５】Ｘ０_n乃至Ｘ９_nの１０ビットは、変換器１
３２に加えられる。図１６に示されるように、これらの
ビットはまた３個の群に分割される。第１群は、４次元
部分集合対選択器２３２に加えられるＸ０_n乃至Ｘ７_nの
８ビットよりなる。１ビットＸ８_n（Ｘ９_n）よりなる第
２群（第３群）は、単に通過して出力ビットＹ５_n（Ｙ
５_n+2）になる。選択器２３２の出力ビットは、各々５
ビットの２個の群、即ちＹ０_n乃至Ｙ４_nとＹ０_n+2乃至
Ｙ４_n+2である。

【００８６】サブスクリプト「ｎ」の付いた６ビット
は、２個の２次元信号点Ｐ_n及びＰ_n+1よりなる、符号語
の第１構成８次元要素の第１構成４次元要素を特定する
ために最終的に使用される。同様に、サブスクリプト
「ｎ＋２」が付いた６ビットは、２個の２次元信号点Ｐ
_n+2乃びＰ_n+3よりなる、符号語の第１構成８次元要素の
第２構成４次元要素を特定するために使用される。

【００８７】ビットＹ０_n乃至Ｙ４_nは、３２個の４次元
部分集合の特定の１個を特定するが、一方１ビットＹ５
_nは、その４次元部分集合の特定の１要素を特定する。
サブスクリプト「ｎ＋２」の付いた６ビットについても
同様である。

【００８８】選択器２３２は、以下のブール式に従って
その出力ビットを与える。

【数２】

【００８９】Ｙ０_n乃至Ｙ５_nの６ビットは、図１７に示
されるようにマッパ１３４に加えられる。マッパ１３４
の出力ビットは、各々３ビットの２個の群、即ちＺ０_n
乃至Ｚ２_nとＺ０_n+1乃至Ｚ２_n+1である。サブスクリプ
ト「ｎ」の付いた３ビットは、２次元信号点Ｐ_nを定め
る。同様に、サブスクリプト「ｎ＋１」の付いた３ビッ
トは、２次元信号Ｐ_n+1を定める。マッパ１３４は、そ
の出力ビットを次のブール式に従って与える。

【数３】

【００９０】６番目の符号、符号VIのグラフ的表現は、
図１８乃至図２０に示される。これは、例えば図６及び
図７の符号IIに比べて、８点に対して１２点（Ｍ＝１
２）というより大きなＭ−ＰＳＫ配列サイズ、少し高い
複雑さ及び符号化利得の幾らかの低下という代償のもと
に、２＋３／８ビット／信号間隔という高い帯域幅効率
を達成する２倍ビルトイン時間ダイバーシティを持った
別の８次元符号である。

【００９１】上述の他の８次元符号と同様に、符号VI
は、はじめに２次元配列の連結対から特定の要素を選択
することで形成される４次元配列を定めることで到達さ
れる。しかし、既に注意したように、この２次元配列
は、１２点配列、具体的に言うと図１８に示される１２
ＰＳＫ配列である。この符号はこのように、Ｍの値が２
の整数乗でないという点で独特である。望みの８次元配
列は、その後同様に４次元配列の連結対から特定の要素
を選択することで形成される。この８次元配列の各要素
は、この８次元符号の符号語として使用される。

【００９２】特に、我々は４次元配列に含めるために１
２²＝１４４個の可能な４次元要素の半分を選択する。
図６及び図７の符号VIにおけるのと同じく、それらは、
説明的に（ａ，ｂ）の形の要素である、ここで「ａ」と
「ｂ」は図１８に示される２次元１２−ＰＳＫ配列の両
方とも偶数の２次元信号点か両方とも奇数の２次元信号
点のいずれかである。図１９に示されるように、４次元
配列の７２要素は、各々１２要素からなる６個の部分集
合Ｓ₀，…，Ｓ₅に分割される。

【００９３】最後に、我々は８次元配列に含めるものと
して７２²＝５１８４個の可能な８次元要素から７６８
個を選択する。７６８個を使用する理由を以下に説明す
る。これらの７６８個の要素は、図２０に示される６個
の４次元部分集合対の要素の中の特定のものである。こ
の符号と前に説明された他の符号すべてとの違いに注目
する。他の８次元符号では、選択された４次元部分集合
対の各々の全ての要素は、使用され、即ち符号語であ
る。しかし、図２０の場合では、この方法は各４次元部
分集合対から１４４符号語、総計で８６４個の符号語を
もたらす。しかし、７６８符号語だけが望まれる。それ
故この場合、以下で説明するようにして選択される図２
０の各４次元部分集合対の１２８要素だけが使用され
る。

【００９４】以上に述べたことから、特定の符号語を特
定するために１０ビットが必要であることが認識されよ
う。具体的に言うと、特定の４次元部分集合対を選択す
るために３ビットが使用され（図２０）、且つ、そのよ
うな対の各々は２⁷＝１２８要素を有しているので、別
の７ビットが特定の符号語を選択するために必要であ
る。

【００９５】しかし、これらの１０ビットのすべての可
能な組合せが許容されている訳ではなく、即ちこれは１
０２４個の組合せとなるが７６８個の符号語だけが使用
可能になっていることに注意する。実際、たとえ各４次
元部分集合対の１４４要素すべてが符号に含まれるとし
ても、まだ不十分な符号語数、即ち１４４×６＝８６４
である。（８６４個の符号語すべての使用は少し大きな
帯域幅効率をもたらすが、付加処理が必要であり且つ付
加処理遅延が生じる。）

【００９６】それからこの点での仕事は、入力ビットの
流れから４信号間隔毎に７６８個の１０ビット語パター
ンを生成する簡単に実行される方法を与えることであ
る。これは、２個の８次元符号語を生成するために８信
号間隔に渡って取り込まれた１９ビットを処理する技術
に従って達成され、これにより前述の１９／８＝２＋３
／８ビット／信号間隔の帯域幅効率を達成する。

【００９７】具体的に言うと、図２１は、入力ビットを
入力リード線２０１に取り込み、そして信号点Ｐ_n，
…，Ｐ_n+3を出力リード線２１９上に供給する回路を示
す。この回路は具体的に言うと、前置符号器２０８、並
列−直列群変換器２０９及び図１のブロック符号器／マ
ッパ１３に対応するブロック符号器／マッパ２１３より
なる。

【００９８】リード線２０１上の入力ビットは、それぞ
れ８，８，３ビットの３群に分割される。８ビットの２
群は前置符号器を単に通過するだけである。３ビットの
群は、その出力リード線２０８２及び２０８３上にそれ
ぞれ２ビットの２群を供給するビットパターン選択器２
０８１に加えられる。リード線２０８２上の２ビット
は、３パターン「００」，「０１」，「１０」の中の一
つを取るが、「１１」は取らない。リード線２０８３上
の２ビットについても同様である。加えて、パターン
「１０」はリード線２０８２と２０８３上に同時に現れ
ることはできない。このように２³＝８個の、リード線
２０８２及び２０８３上のビットの値の可能な異なる組
合せがある。

【００９９】前置符号器２０８の出力ビットは、各々１
０ビットの２群にされ、それらの群は２個の連続する８
次元符号語を特定するために順々に並列−直列変換器２
０９により符号器／マッパ２１３に加えられる。このた
めに、１０ビットの各群は、リード線２０８２または２
０８３の一方からの２ビットとその他の前置符号器入力
ビットの１ビットよりなる３ビット群、及び７ビット群
に分割される。３ビット群は、こうして３×２＝６個の
可能なパターンを取り得る。それらは特定の４次元部分
集合対を選択するために使用された図２０に示される６
個の可能なパターンである。７ビット群は、選択された
群から特定の符号語を選択するために使用される。

【０１００】具体的に言うと、３ビット群と７ビット群
は、ブロック符号器／マッパ２１３内にある８次元−４
次元配列マッパ変換器に加えられる。３ビット群は、リ
ード線２１２１を介して、その出力リッド２１３４及び
２１３５上にその各々が選択された対の４次元部分集合
の１つを特定する３ビット語を夫々供給する４次元部分
集合対選択器２１３３に加えられる。

【０１０１】残りの７ビットは、それぞれ３，２，及び
２ビットの３群に分割される。２ビットの２群は、単に
変換器２１３１を通り抜けるだけである。３ビットの群
は、ビットパターン選択器２０８１と同一として示され
たビットパターン選択器２１３２に加えられる。こうし
て出力リード線２１３６上には２ビットの値の３個の可
能な組合せがあり、リード線２１３７上についても同様
である。

【０１０２】各々の出力リード線２１３６及び２１３７
上の２ビットは、リード線２１３８及び２１３９上の２
個の２ビット群の１つと共に群にされ、それぞれが３×
４＝１２ビットパターンの１つと推定される４ビット語
を与える。そのような１２ビットパターンの各々は、リ
ード線２１３４及び２１３５上のビットにより特定され
た４次元部分集合中の特定の部分集合から特定の要素を
選択するために使用される。

【０１０３】リード線２１３６，２１３８及び２１３４
上の７ビットは、８次元符号語の第１構成４次元要素を
構成する２個の２次元信号点Ｐ_n及びＰ_n+1をその出力リ
ード線上に供給する４次元配列マッパ２１４１に加えら
れる。同様に、リード線２１３７，２１３９及び２１３
５上の７ビットは、８次元符号語の第２構成４次元要素
を構成する２個の２次元信号点Ｐ_n+2及びＰ_n+3をその出
力リード線上に供給する４次元配列マッパ２１４２に加
えられる。４次元配列マッパ２１４１と２１４２は同一
である。符号Vの場合と同様に、そうしたマッパの１つ
だけしか使用されない。

【０１０４】図２０に示される４次元部分集合対へのビ
ットパターンの割り当て及び図１９に示される各４次元
部分集合の要素へのビットパターンの割り当ては、任意
である。しかし、図１９及び図２０に示されるこの割り
当て方法は、伝送信号中に符号起源の直流エネルギがな
いことを保証する。

【０１０５】特に我々は、特定の４次元部分集合中の４
次元要素のすべてが同一の確率で使用されることはない
と認識することから開始する。これは、４次元配列マッ
パ２１４１（２１４２）の入力リード線２１３６及び２
１３８（２１３７及び２１３９）上のビットパターンは
同一の確率で起こらないとの事実から生じる。こうし
て、特に、４個のビットパターン「１０００」，「１０
１０」，「１００１」，「１０１１」はそれぞれ確率１
／１６で起こるが、他の８個のビットパターンはそれぞ
れ３／３２の確率で起こる。

【０１０６】この状況により、もし特定のビットパター
ンを４次元部分集合の特定の要素に割り当てるときに注
意が払われないならば、符号中の直流平衡の欠如を引き
起こす。しかし、好ましい実施例では、４次元要素の第
１座標の和が零であり、第２、第３及び第４座標につい
ても同様であるように、等しい確率を持ったビットパタ
ーンが図１９の各々の４次元部分集合のそれぞれの４次
元要素に割り当てられることが保証されるように注意が
払われる。

【０１０７】例えば、既に述べたような、そのそれぞれ
が１／１６の確率を持つ２個のビットパターン「１００
０」と「１０１０」を考えてみる。再び図１８を参照し
て、さらに２次元信号点は半径「Ａ」の円上にあると仮
定すると、ビットパターン「１０００」が割り当てられ
る４次元部分集合Ｓ₄の４次元要素（０，０）の座標
は、（Ａ，０）と（Ａ，０）であることが解る。同様
に、ビットパターン「１０１０」が割り当てられる同一
の４次元部分集合Ｓ₄の４次元要素（６，６）の座標
は、（−Ａ，０）と（−Ａ，０）であることが解る。上
述の規準を適用すると、第１座標の和は（Ａ）＋（−
Ａ）＝０であり、第２座標の和は（０）＋（０）＝０で
あり、第３座標の和は（Ａ）＋（−Ａ）＝０であり、そ
して第４座標の和は（０）＋（０）＝０である。

【０１０８】上で説明した規準は長期的直流平衡を保証
する。図１９に示すような様々な４次元部分集合に渡る
特定の４次元要素へのビットパターンの割り当て及び図
２０に示すような４次元部分集合対へのビットパターン
の割り当てに更なる制限を課すことにより、短期直流平
衡も達成されるという効果がある。

【０１０９】図１９において、異なる４次元部分集合に
おけるそのどれもが特定の２次元要素から始まる６個の
４次元要素は、特有の１個のビットパターンに割り当て
られることに注意する必要がある。従って、例えば、ビ
ットパターン「０１１０」に割り当てられた４次元要素
はすべてが、その第１番目の２次元信号点として「８」
を有する。

【０１１０】更に、必ずしもすべての４次元部分集合が
等しい確率で使用されるのではないことに注意する必要
がある。このことは、４次元部分集合対選択器２１３３
の入力リード線２１２１のビットパターンは等しい確率
で起こらないとの事実から生じる。こうして特に、「１
００」と「１０１」の２個のビットパターンはそれぞれ
１／８の確率で起こるが、他の４個のビットパターンは
それぞれ３／１６の確率で発生する。

【０１１１】図１９において、特定の第１の２次元点を
有する部分集合Ｓ₄のあらゆる４次元要素に対して、そ
れと同一の第１の２次元点及び平衡する第２の２次元点
を有する４次元要素が、部分集合Ｓ₅に割り当てられる
ことに注意する必要がある。従って、例えば、部分集合
Ｓ₄は４次元要素（１，７）を包含しているので、部分
集合Ｓ₅は４次元要素（１，１）を包含する。前述の結
果として、部分集合Ｓ₅は、他の部分集合よりも部分集
合Ｓ₄とによりより多くの「直流平衡」を示す。

【０１１２】同様に、４次元部分集合Ｓ₀は部分集合Ｓ₃
と「直流平衡」を示し、４次元部分集合Ｓ₁は部分集合
Ｓ₂と「直流平衡」を示す。図２０に示す好ましい実施
例では、８次元配列を形成するために６個の４次元部分
集合対を選択すること、及び新たな「直流平衡した」４
次元部分集合Ｓ₄及びＳ₅が等しい確率１／８で使用され
ると共に他の４個の４次元部分集合が等しい確率３／１
６で使用されるように入力ビットパターンを選択された
４次元部分集合対に割り当てること、に注意が払われ
る。

【０１１３】この符号は、時速２０（６０）マイルの媒
体速度における移動チャネルに対して６．７（１２．
１）ｄＢの符号化利得を有する。この符号のＭＤＸは２
であり、実際、この符号の符号化利得はここで説明され
たすべての符号の中で最も小さい。

【０１１４】ここで再び図１を参照して、ブロック復号
器５１の好ましい構造を説明する。同一の基本的な型の
構造は、本文書中で説明された全ての符号に対して使用
され得る。仮定されたチャネル及び変調／復調の型、例
えばノンコヒーレント検波を伴ったＭ−ＤＰＳＫを使用
した移動チャネル、に対する復号化処理は、ＡＷＧＮチ
ャネルに使用される復号化処理と同様のものである。こ
の方法は、移動チャネルの悪化及びノンコヒーレントＭ
−ＤＰＳＫ復調処理が、ＡＷＧＮモデルに合わない雑音
を導入するという点で、最適ではない。しかし、この方
法は、実行するのに単純であるという利点を持ち、少な
くとも最適に近い性能を示す。

【０１１５】復号化は、伝送された２Ｎ次元符号語に対
応する特定の受信された信号の２次元点の各々を調べる
ことで進行する。特に、いわゆる「２次元点距離」が、
各２次元受信点に対して、受信点とすべての可能な伝送
２次元点との間の自乗ユークリッド距離を測定すること
により計算される。この計算を実行する際に、伝送配列
の特定の半径が仮定され、そして受信機には、その長期
平均半径が復号化の際に仮定された半径と少なくとも近
似的に等しいような出力配列を与えるために設置され
た、自動利得制御（図示せず）が設けられる。

【０１１６】復号器の性能は、この受信配列半径の正確
な設定に対して敏感ではない。更に、フェージングされ
た（それ故潜在的に信頼性のない）信号点の復号化処理
に対する寄与を減らすために、２次元点距離の各々は、
対応する受信２次元点の振幅に比例する因子で重み付け
されてもよい。

【０１１７】伝送符号語に対応する受信されたＮ個の２
次元受信信号点は、逐次にＮ／２個の４次元要素に分類
される。Ｎ／２個の４次元要素の各々は、更に以下のよ
うに処理される。各４次元部分集合に対して、処理され
ている受信４次元要素に「最も近い」その部分集合の１
要素を見つける。これは、４次元部分集合の各要素を順
に取り出して、その要素に対応する２個の２次元点距離
の和を求めることで達成される。以下で「４次元部分集
合距離」と呼ばれるそうした和の最小値、に対応する４
次元要素は、「最近接」４次元要素と認定される。従っ
てここまでの結果として、各受信４次元要素に対して、
４次元部分集合の各々において特定の４次元要素及びそ
れに関連する４次元部分集合距離が特定される。

【０１１８】符号が４次元符号ならば、１個の４次元部
分集合のみしかない。従って、１個の４次元要素だけが
特定され、その要素が伝送符号語であると取られる。符
号が８次元又はそれ以上の符号ならば、上述の処理が受
信８次元要素の各々に対して繰り返される。

【０１１９】特に、受信されたＮ／２個の４次元受信要
素は、逐次に、その各々がその後４次元の場合と類似し
た方法で処理されるＮ／４個の８次元要素にグループ化
される。特に、各８次元部分集合に対して、処理されて
いる受信８次元要素に「最も近い」その部分集合の１個
の８次元要素を見つける。これは、８次元部分集合の４
次元部分集合対を順に取り出し、そしてその対に対応す
る２つの４次元部分集合距離の和を求めることにより達
成される。４次元部分集合対中の８次元要素は、前のス
テップから得られる各４次元部分集合の１要素である４
次元要素の対であり、最小のそのような和に対応し、さ
らに「８次元部分集合距離」と呼ばれるものであり、
「最近接」８次元要素として特定される。

【０１２０】符号が８次元符号ならば、一つの８次元要
素が今や特定された。そうでなければ、処理は１６次元
等に対して再び繰り返される。

【０１２１】特定された符号語はそれから、例えば符号
Vについての図１４乃至図１７のような、符号に関する
ビット割当方法に基づいてデータビットにマップされ
る。

【０１２２】上で説明した復号化処理は、高度に並列な
方法で実行でき、それ故、より複雑で従ってより効果的
な、ブロック符号化方式及び／又はより高い入力データ
率の実用的な実行を可能にする復号化に要する時間の減
少をもたらす効果がある。特に、２次元要素距離は、受
信２Ｎ次元信号のＮ個の２次元点の各々に対してすべて
同時に計算できる。４次元及び８次元部分集合距離につ
いても同様である。更に、ひとたびディインターリーバ
出力において多数の２Ｎ次元信号が利用可能であれ、そ
れらの信号の各々は、他と独立に並列的に復号化され
る。ブロック符号のこの性質は、例えば各２次元点を直
列に処理する必要があるトレリス符号では可能ではな
い。

【０１２３】本発明によれば、この型の符号を、さらに
大きな性能を増大させるために空間ダイバーシティと組
み合わせることができる。特に、自動車のような受信局
は、少なくとも１／４波長離れている２又はそれ以上の
受信アンテナを与えられ、その結果、それぞれのアンテ
ナから受信された出力は互いに独立にフェージングす
る。

【０１２４】そして、復号化処理の第１ステップが、各
アンテナから受信された信号に対して実行される。その
結果の、配列の各点に関連した「予備」２次元点距離
は、他のアンテナから得られる点についての２次元点距
離に加えられる。それにより生じる和は、以下に続く復
号化処理のステップで２次元点距離として使用される
「最終」２次元点距離である。

【０１２５】前記のものは、本発明の要旨を単に説明し
たに過ぎない。例えば、本発明は主にデジタルセルラー
移動通信を例として説明されたが、他のフェージング信
号環境に等しく適用できる。更に、前記の説明は移動通
信チャネル当り１ユーザしかいないことを仮定したが、
周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）方式が使用される場
合、本発明は、幾らかのユーザが１チャネル上に時間多
重される、いわゆるＴＭＤＡ方式の場合に等しく適用で
きる。そうした応用では、インターリーバの設計及びＴ
ＭＤＡフレームのフォーマットは、可能な最大の大きさ
でもって互いに整合する。

【０１２６】特に、インターリービング長は、ＴＭＤＡ
フレーム長の整数倍であり、且つ符号語の信号点の適切
な時間間隔を保証するのに十分に大きい。これは、ある
符号語からの信号点は２又はそれ以上のＴＭＤＡフレー
ム中に拡散されるという要求を導く。代わりに、フレー
ム内で可能な限り分割されている、ＴＤＭＡフレーム内
で各ユーザに割り当てられるタイムスロットの数は、１
より大きい数に増やされ、それによりインターリービン
グ長の要求を減らし及び／又は性能を増大させる。これ
らの考察は、他のシステム目標の達成を可能とするでき
るだけ低い次元の符号化方式の使用に好都合である。

【０１２７】トレリス符号化方式は、遅延を導入するさ
らに大きいインターリービング長を要求するか若しくは
他のシステム要求と一致しないＴＭＤＡフレーム当り及
びユーザ当りのより多い数のタイムスロットを一般的に
必要とするので、これらの同じの考察により、トレリス
符号化方式は、本発明のブロック符号化変調方式よりも
魅力的でないものとなる。

【０１２８】例えばトレリス符号化変調と比較したとき
のブロック符号化変調の使用のさらなる効果は、一旦イ
ンターリービングフレーム内に取り込まれた信号が受信
されると、トレリス符号化の場合と違って、情報はすべ
て直ちに復号化されることにある。ブロック符号化変調
のこの性質は、システムがチャネル復号器の次に音声復
号器を有する場合、トレリス符号化方式ではそうでなけ
れば生じるかもしれない遅延を回避する。

【０１２９】他の変形も可能である。例えば、Ｍ＝４，
６，８，１２，１６などのようにパラメータＭの様々な
値が選択できる。１より大きい整数はどれでもパラメー
タＮとして使用できる。ＭとＮの組合せの各々におい
て、帯域幅効率、符号化利得及び実行の複雑さの様々な
組合せを与える様々な異なる符号が達せられる。Ｘが２
以外であるＸ倍時間ダイバーシティを伴った符号は、同
様に構築される。可能な符号の内のごく小数だけが、こ
の中で与えられた。選択された特定の応用で使用される
特定の符号は、その応用の特有の必要及び制限の関数で
ある。

【０１３０】一例として、信号率即ち信号間隔の逆数の
増加は符号間干渉を導入し及び／又は増加させるので、
適節でない量の符号間干渉に遭遇することなく与えられ
たデータ率を維持するために、複雑さの起こり得る増加
及び／又は符号化利得の起こり得る減少を犠牲にさえし
て、比較的高い帯域幅効率を持った符号を選び、その結
果、信号率が容認できるほど低くに保持される。

【０１３１】更に、この中で説明された符号にビルトイ
ンされたダイバーシティは、（ダイバーシティを与える
信号点の伝送は、時間的によく離された信号間隔中で起
きることを保証することにより）時間領域で利用された
が、そのダイバーシティは、例えばそれらの信号点を物
理的に分離され独立にフェージングするチャネルで伝送
することで、他の領域でも利用できる。このように、こ
の中で開示された符号はビルトイン時間ダイバーシティ
を有するものとして説明されたが、より一般的に、ビル
トイン時間ダイバーシティがその１例である「ビルトイ
ンダイバーシティ」として説明されることができる。

【０１３２】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。尚、特許請求の範囲に記載した参
照番号は発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲
を制限するよう解釈されるべきではない。

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、ビ
ルトイン時間ダイバーシティを有するインターリービン
グを伴ったブロック符号化変調技術が、フェージングチ
ャネルに適用される。これにより、複雑でない実行やイ
ンターリーバ／ディインターリーバや符号器での少ない
遅延や高い帯域幅効率を伴いながら、優れた符号化利得
が達成される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すデータ通信システムの
ブロック図である。

【図２】専門用語及び概念を説明する図である。

【図３】本明細書中で開示される多くのブロック符号の
基底を形成する８−ＰＳＫ配列を示す図である。

【図４】本発明による第１のブロック符号化変調方法の
ためのコードブックを示す図である。

【図５】第１のブロック符号化変調方法に関して図１に
示されたインターリーバの動作を表した図である。

【図６】本発明による第２のブロック符号化変調方法を
グラフ的に示した図である。

【図７】本発明による第２のブロック符号化変調方法を
グラフ的に示した図である。

【図８】本発明による第３のブロック符号化変調方法を
グラフ的に示した図である。

【図９】本発明による第３のブロック符号化変調方法を
グラフ的に示した図である。

【図１０】ブロック符号化変調方法に関してインターリ
ーバの動作を表した図である。

【図１１】本発明による第４のブロック符号化変調方法
をグラフ的に示した図である。

【図１２】本発明による第４のブロック符号化変調方法
をグラフ的に示した図である。

【図１３】本発明による第４のブロック符号化変調方法
をグラフ的に示した図である。

【図１４】本発明による第５のブロック符号化変調方法
のための図１の符号器／マッパのブロック図である。

【図１５】図１４の符号器／マッパの様々な部分を示す
詳細図である。

【図１６】図１４の符号器／マッパの様々な部分を示す
詳細図である。

【図１７】図１４の符号器／マッパの様々な部分を示す
詳細図である。

【図１８】本発明による第６のブロック符号化変調方法
の基底を形成する１２−ＰＳＫ配列を示す図である。

【図１９】本発明による第６のブロック符号化変調方法
をグラフ的に示した図である。

【図２０】本発明による第６のブロック符号化変調方法
をグラフ的に示した図である。

【図２１】本発明による第６のブロック符号化変調方法
を実行するための回路ブロック図である。

【符号の説明】

１１入力データ１３２Ｎ次元ブロック符号器／マッパ２１インタリーバ３０フェージングチャネル４４ディインタリーバ５１ブロック復号器

フロントページの続き (56)参考文献特開昭58−151740（ＪＰ，Ａ) 小西謙一、宮崎嘉也「レイリーフェージング通信路におけるブロック符号化多値変調／硬判定方式の誤り率特性」、電子情報通信学会論文誌、Ｂ−２，Ｖｏｌ．Ｊ−Ｂ−２Ｎｏ．11 第683−690 頁。ＩＥＥＥＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥＯＮＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ 1988，12− 15 ＪＵＮ 1988，ＰＨＩＬＡＤＥＬＰＨＩＡ，ＵＳ；ＶＯＬ．２ＯＦ３, ＰＡＧＥＳ 762−767；ＬＩＦＵＮＧＣＨＡＮＧ；”ＢＬＯＣＫ−ＣＯＤＥＤ−ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮＦＯＲＤＩＧＩＴＡＬＲＡＤＩＯＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＳＹＳＴＥＭ"

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力データのブロックの連続を受信する
受信手段と、この入力データブロックの可能な値の一つ
にその各々が関連している符号語の文字体系を定義する
と共に上記入力データのブロックに対応して符号語の関
連するものを生成する定義及び生成手段とを有し、上記文字体系の符号語の各々は変調信号点の所定の配列
から取られた少なくとも２個の変調信号点の組み合せよ
りなり、上記符号語の文字体系はＸを１より大きな整数
とすると各符号語が他の符号語と少なくともＸ個の信号
点位置で異なるようなビルトインＸ倍ダイバーシティを
有し、上記符号語間の最小自乗ユークリッド距離は、上
記文字体系に関する絶対最小自乗ユークリッド距離より
大きいことを特徴とする装置。
【請求項２】上記生成された符号語を表す信号を伝送
する伝送手段を更に有することを特徴とする請求項１記
載の装置。
【請求項３】上記入力データブロックは、所定の信号
間隔であるＴ秒毎にｍビットの速度で受信され、さらに
上記配列は、２^m個の変調信号点を含むことを特徴とす
る請求項１記載の装置。
【請求項４】上記変調信号点の配列は、Ｍが選択され
た整数であるＭ−ＰＳＫ配列であることを特徴とする請
求項１記載の装置。
【請求項５】上記定義及び生成手段は、入力データブ
ロックの各々を符号化ビットのブロックに符号化すると
共に符号化ビットのブロックの各々に応じて生成された
符号語の各１個よりなる信号点を選択することにより、
符号語の関連するものを生成することを特徴とする請求
項１記載の装置。
【請求項６】上記文字体系の符号語の各々は、文字体
系の他の符号語の各々と、少なくとも特定の信号点位置
Ｘにおいて異なることを特徴とする請求項１記載の装
置。
【請求項７】上記文字体系の符号語の各々は、文字体
系の他の符号語の各々と少なくとも特定の信号点の位置
Ｘにおいて異なり、さらに上記装置は、各々の信号間隔
中に生成された符号語を含む信号点を伝送する伝送手段
を更に有することを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項８】上記生成された符号語は、符号語の連続
フレームで生じ、さらに上記装置は、各フレーム内の符
号語の対応する信号点位置での信号点は一緒に群にされ
るように各フレームの符号語の信号点を再配列する再配
列手段を更に有することを特徴とする請求項１記載の装
置。
【請求項９】搬送波位相差分を用いる上記再配列され
た信号点を表す信号を伝送する伝送手段を更に有するこ
とを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１０】定数値だけ増えた搬送波位相差分を用
いる上記再配列された信号点を表す信号を伝送する伝送
手段を更に有することを特徴とする請求項８記載の装
置。
【請求項１１】上記生成符号語は、符号語の連続フレ
ームで生じ、上記符号語の各々は、Ｎ信号点よりなり、
上記装置は、ｉ＝１，２，…，Ｎに対してフレームの符
号語のｉ番目のそれぞれの信号点がそれぞれの群に配列
されるように、各フレームの符号語の信号点を再配列す
る再配列手段を更に有することを特徴とする請求項６記
載の装置。
【請求項１２】上記生成符号語は、符号語の連続フレ
ームで生じ、上記装置は、再配列された連続で各符号語
内の信号点間の分離が増加するように、各フレームの符
号語の信号点の再配列された連続を生成する生成手段を
更に有することを特徴とする請求項６記載の装置。
【請求項１３】上記生成符号語は、それぞれＪ符号語
の連続フレーム内で生じ、上記文字体系の符号語の特定
のものは、それらの内の２つはｋ番目とｑ番目の信号点
位置である正確にＸ信号点位置だけ異なり、上記装置
は、ｋ番目とｑ番目の信号点位置における信号点が連続
においてＪ信号点以上分離されるように各フレームの符
号語の信号点の再配列された連続を生成する生成手段を
更に有することを特徴とする請求項６記載の装置。
【請求項１４】入力データのブロックの連続を受信す
るステップと、この入力データのブロックに対応してそ
れぞれが入力データブロックの可能な値の１つに関連す
る符号語文字体系の関連する符号語を生成するステップ
とを有し、上記文字体系の符号語の各々は変調信号点の所定の配列
から取られた少なくとも２個の変調信号点の組合せより
なり、上記符号語の文字体系はＸを１より大きい整数と
すると各符号語が他の符号語と少なくともＸ個の信号点
位置で異なるようなビルトインＸ倍ダイバーシティを有
し、上記符号語間の最小自乗ユークリッド距離は上記文
字体系に関連した絶対最小自乗ユークリッド距離よりも
大きいことを特徴とする符号化変調方法。
【請求項１５】上記生成された符号語を表す信号を伝
送するステップを更に有することを特徴とする請求項１
４記載の方法。
【請求項１６】上記入力データのブロックは、所定の
信号間隔であるＴ秒毎にｍビットの速度で受信され、さ
らに上記配列は、２^m個以上の変調された信号点を含む
ことを特徴とする請求項１５記載の方法。
【請求項１７】上記変調信号点の配列は、Ｍが選ばれ
た整数であるＭ−ＰＳＫ配列であることを特徴とする請
求項１６記載の方法。
【請求項１８】上記生成ステップにおいて、上記符号
語の１つは、入力データの各ブロックを符号化ビットの
ブロックに符号化すると共に符号化ビットの各ブロック
に対応して符号語の１つよりなる信号点を選択すること
により、生成されることを特徴とする請求項１７記載の
方法。
【請求項１９】上記文字体系の符号語の各々は、文字
体系の他の符号語各々少なくとも特定信号点位置Ｘにお
いて異なることを特徴とする請求項１４記載の方法。
【請求項２０】上記文字体系の符号語の各々は、文字
体系の他の符号語各々と少なくとも特定信号点位置Ｘに
おいて異なり、さらに上記方法は、それぞれの信号間隔
に生成された符号語を含む信号点を伝送するステップを
さらに有することを特徴とする請求項１８の方法。
【請求項２１】上記生成された符号語は、符号語の連
続フレームに生じ、さらに上記方法は、各フレーム内の
符号語の対応する信号点位置での信号点が一緒に群にさ
れるように各フレームの符号語の信号点を再配列するス
テップをさらに有することを特徴とする請求項１９記載
の方法。
【請求項２２】搬送波位相差分を用いる上記再配列さ
れた信号点を表す信号を伝送するステップを更に有する
ことを特徴とする請求項２１記載の方法。
【請求項２３】定数だけ増加された搬送波位相差分を
用いる再配列された信号点を表す信号を伝送するステッ
プをさらに有することを特徴とする請求項２１記載の方
法。
【請求項２４】上記生成された符号語は、符号語の連
続フレームに生じ、上記符号語の各々は、Ｎ信号点より
なり、上記方法は、ｉ＝１，２，…，Ｎとすると、フレ
ームの符号語の各々ｉ番目のそれぞれの信号点がそれぞ
れの群に配列されるように、各フレームの符号語の信号
点を再配列するステップをさらに有することを特徴とす
る請求項１９記載の方法。
【請求項２５】該生成された符号語は、符号語の連続
フレームに生じること、及び、該方法は、再配列された
連続で各符号語内の信号点間の分離が増加するように、
各フレームの符号語の信号点の再配列された連続を生成
するステップを有することを特徴とする請求項１９記載
の発明。
【請求項２６】上記生成された符号語は、それぞれＪ
符号語の連続フレームに生じ、上記文字体系の符号語の
特定のものは、それらの２つはｋ番目とｑ番目の信号点
位置である正確にＸ信号点位置だけ異なり、上記方法
は、ｋ番目とｑ番目の信号点位置における信号点が連続
においてＪ信号点以上分離されるように各フレームの符
号語の信号点の再配列された連続を、生成するステップ
をさらに有することを特徴とする請求項１９記載の方
法。