JP2670192B2 - 共振形ｐｗｍインバータ - Google Patents
共振形ｐｗｍインバータInfo
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- JP2670192B2 JP2670192B2 JP3023904A JP2390491A JP2670192B2 JP 2670192 B2 JP2670192 B2 JP 2670192B2 JP 3023904 A JP3023904 A JP 3023904A JP 2390491 A JP2390491 A JP 2390491A JP 2670192 B2 JP2670192 B2 JP 2670192B2
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- current
- switching
- resonance
- inverter
- switching element
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電動機駆動や誘導加熱、
高調波・無効電力補償装置、無停電電源など各種電源装
置に利用される共振形ＰＷＭインバ−タに関するもので
ある。
高調波・無効電力補償装置、無停電電源など各種電源装
置に利用される共振形ＰＷＭインバ−タに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】インバ−タを高周波化するには、これを
構成するスイッチング素子として高速動作が可能なもの
が必要となる。近年、サイリスタやトランジスタなどが
高速化され、本質的に高速素子であるＦＥＴ，ＩＧＢ
Ｔ，ＳＩＴ（静電誘導トランジスタ），ＳＩＴＹ（静電
誘導サイリスタ）なども実用化されてきており、これら
を用いることにより高周波化は可能である。
構成するスイッチング素子として高速動作が可能なもの
が必要となる。近年、サイリスタやトランジスタなどが
高速化され、本質的に高速素子であるＦＥＴ，ＩＧＢ
Ｔ，ＳＩＴ（静電誘導トランジスタ），ＳＩＴＹ（静電
誘導サイリスタ）なども実用化されてきており、これら
を用いることにより高周波化は可能である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、単に従
来装置のスイッチング素子を高速素子に置き換えて高周
波化したのでは、素子のスイッチング損失やスナバ回路
の損失が膨大なものとなって実用化は難しい。そのた
め、ＬＣ共振回路での電圧や電流の振動現象を利用し、
電圧なり電流の極く小さい領域でスイッチング素子の開
閉を行い、前述の損失を低減させるいわゆる共振形イン
バ−タが種々提案されている。しかるに、これらの共振
形インバ−タでは、負荷電流に共振電流を常に重畳して
流し、その重畳した電流が零となる時刻を利用して零電
流スイッチングを行うので、スイッチング素子には常に
大きな共振電流が流れていなければならず、絶えず無駄
な電流を流して導通損失の増大を招くとともに、定格電
流の大きな素子を用いる必要があった。
来装置のスイッチング素子を高速素子に置き換えて高周
波化したのでは、素子のスイッチング損失やスナバ回路
の損失が膨大なものとなって実用化は難しい。そのた
め、ＬＣ共振回路での電圧や電流の振動現象を利用し、
電圧なり電流の極く小さい領域でスイッチング素子の開
閉を行い、前述の損失を低減させるいわゆる共振形イン
バ−タが種々提案されている。しかるに、これらの共振
形インバ−タでは、負荷電流に共振電流を常に重畳して
流し、その重畳した電流が零となる時刻を利用して零電
流スイッチングを行うので、スイッチング素子には常に
大きな共振電流が流れていなければならず、絶えず無駄
な電流を流して導通損失の増大を招くとともに、定格電
流の大きな素子を用いる必要があった。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであり、その目的とするところは
零電流とさせるモ−ドを作る共振回路に新たにスイッチ
ング素子を直列に一つ接続するだけで、インバ−タを構
成するスイッチング素子のスイッチング時のみ共振電流
を流して零電流となしスイッチングを行うようにするも
ので、絶えず無駄な共振電流を素子に流さないようにし
たものである。
点に鑑みなされたものであり、その目的とするところは
零電流とさせるモ−ドを作る共振回路に新たにスイッチ
ング素子を直列に一つ接続するだけで、インバ−タを構
成するスイッチング素子のスイッチング時のみ共振電流
を流して零電流となしスイッチングを行うようにするも
ので、絶えず無駄な共振電流を素子に流さないようにし
たものである。
【０００５】特にインバ−タの低騒音化や高性能化には
スイッチング周波数の高周波化が必要となるが、共振を
利用して零電流スイッチングを行うには、インバ−タの
スイッチング周波数の数倍以上の周波数で共振する共振
電流を絶えず流していた。更にこの共振電流は、スイッ
チング制御を行おうとする負荷電流以上の電流としない
と零電流モ−ドが発生しないので、負荷の定格電流以上
の大きな電流となる。従って、共振電流による導通損失
が大きくなり、零電流スイッチングによるスイッチング
損失低減の効果が損なわれることになる。本発明は、イ
ンバ−タのスイッチングを行うときのみ共振電流を流し
て零電流モ−ドをつくり、それ以外には無駄な共振電流
を流さないようにしたものである。
スイッチング周波数の高周波化が必要となるが、共振を
利用して零電流スイッチングを行うには、インバ−タの
スイッチング周波数の数倍以上の周波数で共振する共振
電流を絶えず流していた。更にこの共振電流は、スイッ
チング制御を行おうとする負荷電流以上の電流としない
と零電流モ−ドが発生しないので、負荷の定格電流以上
の大きな電流となる。従って、共振電流による導通損失
が大きくなり、零電流スイッチングによるスイッチング
損失低減の効果が損なわれることになる。本発明は、イ
ンバ−タのスイッチングを行うときのみ共振電流を流し
て零電流モ−ドをつくり、それ以外には無駄な共振電流
を流さないようにしたものである。
【０００６】以下、本発明を図面に基づいて詳細説明を
する。図１は本発明による構成例を示すもので、１は直
流電源、２，２′及び４，４′はインバ−タを構成する
スイッチング素子、３，３′及び５、５′はダイオ−
ド、６はスイッチング時のみ共振電流を流すためのスイ
ッチング素子、７はダイオ−ド、８は負荷装置、９は共
振回路である。ここで、直流電源１は実際には蓄電池や
交流電源を整流，平滑したものが用いられ、スイッチン
グ素子２，２′，４，４′及び６は高速動作が可能であ
るＩＧＢＴやＳＩＴＹなどが望ましく、電圧形インバ−
タでは双方向の通電が必要であり、素子によっては逆並
列のダイオ−ド３，３′、５，５′及び７が必要とな
る。負荷装置８は誘導性をもち、等価的にリアクトル81
と抵抗82の直列回路で表している。共振回路９は負荷装
置８に並列接続されてなり、リアクトル91とコンデンサ
92の直列回路にて構成される。
する。図１は本発明による構成例を示すもので、１は直
流電源、２，２′及び４，４′はインバ−タを構成する
スイッチング素子、３，３′及び５、５′はダイオ−
ド、６はスイッチング時のみ共振電流を流すためのスイ
ッチング素子、７はダイオ−ド、８は負荷装置、９は共
振回路である。ここで、直流電源１は実際には蓄電池や
交流電源を整流，平滑したものが用いられ、スイッチン
グ素子２，２′，４，４′及び６は高速動作が可能であ
るＩＧＢＴやＳＩＴＹなどが望ましく、電圧形インバ−
タでは双方向の通電が必要であり、素子によっては逆並
列のダイオ−ド３，３′、５，５′及び７が必要とな
る。負荷装置８は誘導性をもち、等価的にリアクトル81
と抵抗82の直列回路で表している。共振回路９は負荷装
置８に並列接続されてなり、リアクトル91とコンデンサ
92の直列回路にて構成される。
【０００７】
【作用】図１回路の動作を各動作モ−ドにおける等価回
路を示す図２及び図３と各部の動作波形を示す図４及び
図５を用いて説明する。ここで説明を簡単化するため、
動作開始前の時刻Ｔ0 以前におけるリアクトル81, 91の
電流は零、コンデンサ92の電圧も零とする。
路を示す図２及び図３と各部の動作波形を示す図４及び
図５を用いて説明する。ここで説明を簡単化するため、
動作開始前の時刻Ｔ0 以前におけるリアクトル81, 91の
電流は零、コンデンサ92の電圧も零とする。
【０００８】まず、図５を用いて共振回路にスイッチン
グ素子がない従来技術について述べる。いま時刻Ｔ0 に
おいて、スイッチング素子２（以下S1と略称する）及び
４′（以下S4と略称する）を閉とし、スイッチング素子
２′（以下S2と略称する）及び４ (以下S3と略称する）
は開とすると、等価回路は図２に示す如くなる。この
時、直流電源１より負荷装置８へは電流ＩL が、共振回
路９へは電流ＩR が供給され、その合成電流 (ＩL ＋Ｉ
R ) が電源電流Ｉ0 となる。図４及び図５ (イ),(ロ),
(ハ) はそれぞれ電流ＩR ，ＩL ，Ｉ0の波形を示す。こ
こで、負荷装置８のリアクトル，抵抗と、共振回路９の
リアクトル，コンデンサとの各定数をそれぞれＬL ，Ｒ
L とＬR ，ＣR とすると、電流ＩR は周期ＴRがＴR ＝
２π√（ＬR ・ＣR ) の振動電流、電流ＩL は時定数Ｔ
L が (ＴL = ＬL ／ＲL ) で増加する指数関数の電流と
なる。ただし、図では (ＴL ≫ＴR ）として示す。ま
た、図４と図５の(ニ), (ホ) 及び図４の (ヘ) はそれ
ぞれ S1 (S4 ), S2 (S3 ) 及びS0の開閉状態を示す。
グ素子がない従来技術について述べる。いま時刻Ｔ0 に
おいて、スイッチング素子２（以下S1と略称する）及び
４′（以下S4と略称する）を閉とし、スイッチング素子
２′（以下S2と略称する）及び４ (以下S3と略称する）
は開とすると、等価回路は図２に示す如くなる。この
時、直流電源１より負荷装置８へは電流ＩL が、共振回
路９へは電流ＩR が供給され、その合成電流 (ＩL ＋Ｉ
R ) が電源電流Ｉ0 となる。図４及び図５ (イ),(ロ),
(ハ) はそれぞれ電流ＩR ，ＩL ，Ｉ0の波形を示す。こ
こで、負荷装置８のリアクトル，抵抗と、共振回路９の
リアクトル，コンデンサとの各定数をそれぞれＬL ，Ｒ
L とＬR ，ＣR とすると、電流ＩR は周期ＴRがＴR ＝
２π√（ＬR ・ＣR ) の振動電流、電流ＩL は時定数Ｔ
L が (ＴL = ＬL ／ＲL ) で増加する指数関数の電流と
なる。ただし、図では (ＴL ≫ＴR ）として示す。ま
た、図４と図５の(ニ), (ホ) 及び図４の (ヘ) はそれ
ぞれ S1 (S4 ), S2 (S3 ) 及びS0の開閉状態を示す。
【０００９】時刻Ｔ1 とＴ2 でＩ0 ＝０（ＩR ＝−
ＩL ) であるが、時刻Ｔ1 〜Ｔ1 ′及び時刻Ｔ2 〜
Ｔ2 ′間はスイッチング素子S1とS4に逆電流が流れてい
る期間であって、この間でS1とS4を開路すれば零電流ス
イッチングができるが、負荷電流が増加する途中であ
り、時刻Ｔ2 〜Ｔ2 ′間にS1とS4のタ−ンオフを行う。
負荷電流を減少させるために時刻Ｔ2 ′でスイッチング
素子S2とS3を閉路すると、図３の等価回路に示すように
負荷回路に逆方向の電圧が印加され、負方向に共振電流
が流れる。時刻Ｔ3 〜Ｔ3 ′間はスイッチング素子S2と
S3のダイオ−ド側に電流が流れているので、同様にこの
期間でスイッチング素子S2とS3を開路すれば零電流スイ
ッチングができる。時刻Ｔ3 ′以降は同様の動作により
負荷電流を増加させて、時刻Ｔ5 ′でスイッチングを行
わせている。従来の方式では、例えばＴ2 ′〜Ｔ3 ′間
は共振周期でスイッチングを行わせているが、Ｔ0 〜Ｔ
2 ′間およびＴ3 ′〜Ｔ5 ′間では共振周期の２周期後
にスイッチング動作を行わせているので、スイッチング
を行う必要のないＴ0 〜Ｔ1 ′およびＴ3 ′〜Ｔ4 ′間
にも共振電流をスイッチング素子に流して導通損失を増
大させている。
ＩL ) であるが、時刻Ｔ1 〜Ｔ1 ′及び時刻Ｔ2 〜
Ｔ2 ′間はスイッチング素子S1とS4に逆電流が流れてい
る期間であって、この間でS1とS4を開路すれば零電流ス
イッチングができるが、負荷電流が増加する途中であ
り、時刻Ｔ2 〜Ｔ2 ′間にS1とS4のタ−ンオフを行う。
負荷電流を減少させるために時刻Ｔ2 ′でスイッチング
素子S2とS3を閉路すると、図３の等価回路に示すように
負荷回路に逆方向の電圧が印加され、負方向に共振電流
が流れる。時刻Ｔ3 〜Ｔ3 ′間はスイッチング素子S2と
S3のダイオ−ド側に電流が流れているので、同様にこの
期間でスイッチング素子S2とS3を開路すれば零電流スイ
ッチングができる。時刻Ｔ3 ′以降は同様の動作により
負荷電流を増加させて、時刻Ｔ5 ′でスイッチングを行
わせている。従来の方式では、例えばＴ2 ′〜Ｔ3 ′間
は共振周期でスイッチングを行わせているが、Ｔ0 〜Ｔ
2 ′間およびＴ3 ′〜Ｔ5 ′間では共振周期の２周期後
にスイッチング動作を行わせているので、スイッチング
を行う必要のないＴ0 〜Ｔ1 ′およびＴ3 ′〜Ｔ4 ′間
にも共振電流をスイッチング素子に流して導通損失を増
大させている。
【００１０】本発明では、共振回路内にスイッチング素
子６を追加することにより、インバ−タを構成する素子
がスイッチングを行う時にのみ、共振電流を流して零電
流スイッチングを行わせようとするもので、図５と同様
の負荷電流の制御を行う時の動作波形を図４に示す。図
で、Ｔ0 〜Ｔ1 ′およびＴ3 ′〜Ｔ4 ′間は、スイッチ
ング素子６をオフとしているので、この期間には共振電
流は流れず、必要な負荷電流ＩL のみ流れている。時刻
Ｔ2 ′およびＴ5 ′の負荷電流をスイッチングする時の
み共振電流を流すことにより、素子の導通損失を著しく
低減することができる。
子６を追加することにより、インバ−タを構成する素子
がスイッチングを行う時にのみ、共振電流を流して零電
流スイッチングを行わせようとするもので、図５と同様
の負荷電流の制御を行う時の動作波形を図４に示す。図
で、Ｔ0 〜Ｔ1 ′およびＴ3 ′〜Ｔ4 ′間は、スイッチ
ング素子６をオフとしているので、この期間には共振電
流は流れず、必要な負荷電流ＩL のみ流れている。時刻
Ｔ2 ′およびＴ5 ′の負荷電流をスイッチングする時の
み共振電流を流すことにより、素子の導通損失を著しく
低減することができる。
【００１１】
【実施例】図６は本発明が適用された共振形ＰＷＭイン
バ−タの動作波形の一例を示す。負荷電流ＩL を正弦波
状に制御した例であって、負荷電流と共振電流を合成し
た電流 I0 は負荷電流上に共振による振動電流が重畳さ
れており、この電流が零になった時に負荷電流が切り替
わりスイッチングが行われていることがわかる。更にス
イッチングが行われていない期間に、共振電流が流れて
いない期間があることが見れる。図７は共振回路にスイ
ッチング素子を入れない従来のインバ−タにおける同様
の動作波形を示すが、常に共振電流が重畳されており、
本発明の効果が理解できる。
バ−タの動作波形の一例を示す。負荷電流ＩL を正弦波
状に制御した例であって、負荷電流と共振電流を合成し
た電流 I0 は負荷電流上に共振による振動電流が重畳さ
れており、この電流が零になった時に負荷電流が切り替
わりスイッチングが行われていることがわかる。更にス
イッチングが行われていない期間に、共振電流が流れて
いない期間があることが見れる。図７は共振回路にスイ
ッチング素子を入れない従来のインバ−タにおける同様
の動作波形を示すが、常に共振電流が重畳されており、
本発明の効果が理解できる。
【００１２】
【発明の効果】以上に説明した如く本発明によれば、共
振回路にスイッチング素子を一つ追加して、それをスイ
ッチングする時のみ動作させることにより、インバ−タ
を構成する各々のスイッチング素子に必要以外の共振電
流を流すことなく、スイッチング損失を大幅に低減させ
ることが可能となり、高周波スイッチングによる高性能
化および低騒音化されたインバ−タ装置を提供できる。
振回路にスイッチング素子を一つ追加して、それをスイ
ッチングする時のみ動作させることにより、インバ−タ
を構成する各々のスイッチング素子に必要以外の共振電
流を流すことなく、スイッチング損失を大幅に低減させ
ることが可能となり、高周波スイッチングによる高性能
化および低騒音化されたインバ−タ装置を提供できる。
【図１】図１は、本発明による共振形ＰＷＭインバ−タ
の回路構成図である。
の回路構成図である。
【図２】図２はスイッチング素子２と４′を閉とし、ス
イッチング素子２′と４を開とした動作状態における図
１の等価回路図である。
イッチング素子２′と４を開とした動作状態における図
１の等価回路図である。
【図３】図３はスイッチング素子２と４′を開とし、ス
イッチング素子２′と４を閉とした動作状態における図
１の等価回路図である。
イッチング素子２′と４を閉とした動作状態における図
１の等価回路図である。
【図４】図４は図１回路の各部動作波形を示す図であ
る。
る。
【図５】図５は図４と同じ負荷電流の制御を行った従来
方式の各部動作波形を示す図である。
方式の各部動作波形を示す図である。
【図６】図６は本発明が適用された共振形ＰＷＭインバ
−タの動作波形の一例を示す図である。
−タの動作波形の一例を示す図である。
【図７】図７は従来のインバ−タにおける同様の動作波
形を示す図である。
形を示す図である。
１ 直流電源 ２，２′，４，４′，６ スイッチング素子 ３，３′，５，５′，７ ダイオード ８ 負荷装置 81 リアクトル 82 抵抗 ９ 共振回路。 91 リアクトル 92 コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 インバ−タで付勢される誘導性負荷、該
誘導性負荷にインダクタンスとコンデンサを直列に接続
した直列共振回路を並列に接続すると共に、両者の合成
電流を振動電流とならしめ、該合成電流が零電流となる
ときを利用してスイッチングを行う共振形ＰＷＭインバ
−タにおいて、前記共振回路に直列にスイッチング素子
を接続し、該スイッチング素子をインバ−タを構成する
スイッチング素子のスイッチング時のみ開閉して共振電
流を流し、零電流スイッチングを行うことを特徴とした
共振形ＰＷＭインバ−タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3023904A JP2670192B2 (ja) | 1991-01-25 | 1991-01-25 | 共振形ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3023904A JP2670192B2 (ja) | 1991-01-25 | 1991-01-25 | 共振形ｐｗｍインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04248367A JPH04248367A (ja) | 1992-09-03 |
| JP2670192B2 true JP2670192B2 (ja) | 1997-10-29 |
Family
ID=12123456
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3023904A Expired - Lifetime JP2670192B2 (ja) | 1991-01-25 | 1991-01-25 | 共振形ｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2670192B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10367413B2 (en) * | 2015-07-22 | 2019-07-30 | Pre-Switch, Inc. | Resonant system controller and cycle-by-cycle predictive soft switching |
| JP6772740B2 (ja) * | 2016-10-06 | 2020-10-21 | 株式会社明電舎 | 単相インバータ |
-
1991
- 1991-01-25 JP JP3023904A patent/JP2670192B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 平成２年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集（平成２年８月）Ｐ．３６３〜３６４ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04248367A (ja) | 1992-09-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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