JPH04337280A - 誘導加熱用インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される誘
導加熱調理器などに用いられる誘導加熱用インバータに
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、この種の誘導加熱用インバータに
は小形化、低コスト化、高効率化などが求められている
。

【０００３】以下、従来の誘導加熱用インバータについ
て図９に基づいて説明する。図９（ａ）において、１は
加熱コイル、２は加熱コイル１に並列に接続された共振
コンデンサである。３は逆導通スイッチング素子で、バ
イポーラトランジスタ４に逆並列に接続されたダイオー
ドで構成されている。６は制御回路で、逆導通スイッチ
ング素子３の導通・遮断を制御する。７は直流電源で、
前記加熱コイル１と逆導通スイッチング素子３の直列回
路に電力を供給する。８は加熱コイル８に近接して配置
した鍋などの負荷である。

【０００４】以上のように構成された従来の誘導加熱用
インバータは、前記逆導通スイッチング素子３を周期的
に導通・遮断することによって前記加熱コイル１に交流
電流を流し、加熱コイル１より発生する交流磁界によっ
て鍋８を誘導加熱するものである。

【０００５】図９（ｂ）は図９（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子３の動作波形を示す波
形図である。図９（ｂ）においてＶＣＥ、ＩＣはそれぞ
れ前記逆導通スイッチング素子３の電圧、電流を示す。 期間ＴＯＮ、ＴＯＦＦはそれぞれ逆導通スイッチング素
子３が導通している期間、遮断している期間を示す。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では前記ＴＯＮにおける逆導通スイッチング素
子３のＯＮ損失と、ＴＯＮからＴＯＦＦに移る時刻ｔＯ
（以下ターンオフ時という）における逆導通スイッチン
グ素子３のターンオフ損失に起因する損失が大きいので
、効率が低いという課題を有していた。また逆導通スイ
ッチング素子３が損失によって高温になり信頼性が低下
することを防ぐため高価で大形の冷却機構が必要になる
という課題を有していた。さらに、ターンオフ時の電流
ＩＣが大きいため一般にＡＳＯと呼ばれる安全動作領域
の大きい高価な逆導通スイッチング素子が必要であると
いう課題を有していた。またターンオフ速度が遅いとタ
ーンオフ損失が非常に大きくなるため、ターンオフ速度
の速い高価な逆導通スイッチング素子が必要であるとい
う課題を有していた。

【０００７】本発明は上記従来の課題を解決するもので
、小形、低コストで高効率な誘導加熱用インバータを提
供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の第１の手段は、第１の共振コイルと、第２の
共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチング
素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制
御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイ
ルと共振コンデンサの並列回路と、第２の共振コイルと
逆導通スイッチング素子を直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【０００９】上記目的を達成するために本発明の第２の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記逆導
通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと逆導通スイッチング素子の直列回路と前記共振
コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【００１０】上記目的を達成するために本発明の第３の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記逆導
通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コンデン
サの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路と、前
記逆導通スイッチング素子を直列に接続し、前記第１の
共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加
熱コイルとしたものである。

【００１１】上記目的を達成するために本発明の第４の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記逆導
通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆導通スイッ
チング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【００１２】上記目的を達成するために本発明の第５の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと共振コンデン
サの並列回路と、第２の共振コイルと逆阻止スイッチン
グ素子を直列に接続し、前記第１の共振コイル及び第２
の共振コイルの一方または両方を加熱コイルとしたもの
である。

【００１３】上記目的を達成するために本発明の第６の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと逆阻止スイッチング素子の直列回路と前記共振
コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【００１４】上記目的を達成するために本発明の第７の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コンデン
サの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路と、前
記逆阻止スイッチング素子を直列に接続し、前記第１の
共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加
熱コイルとしたものである。

【００１５】上記目的を達成するために本発明の第８の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆阻止スイッ
チング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【００１６】

【作用】上記第１〜第８いずれの手段でも、ターンオフ
時の電流が零になるいわゆる零電流ターンオフでスイッ
チング素子が動作するので、スイッチング素子の損失が
小さくなり、高効率な誘導加熱を行うことができる。ま
たスイッチング素子の発熱が小さいので小さくて安価な
冷却機構ですみ、小形・低コストで構成することができ
る。さらに零電流ターンオフで動作することから安全動
作領域の小さな安価なスイッチング素子を使用すること
ができ、またターンオフ速度の遅い安価なスイッチング
素子や自己ターンオフ機能を持たないサイリスタなど安
価なスイッチング素子を使用することができる。従って
、小形、低コストで高効率な誘導加熱用インバータを提
供することができる。

【００１７】また、第４〜第８の手段によれば、さらに
スイッチング素子の電流が有効に加熱電力として利用で
きるので、スイッチング素子の電流が小さくてすみ、ス
イッチング素子の損失をさらに低減することができる。 従って、さらに小形、低コストで高効率な誘導加熱用イ
ンバータを提供することができる。

【００１８】

【実施例】以下本発明の第１の手段の実施例について図
面を参照しながら説明する。図１（ａ）において、９は
第１の共振コイル、１０は第２の共振コイル、１１は共
振コンデンサである。１２は逆導通スイッチング素子で
、図ではバイポーラトランジスタ１３とこれに逆並列に
接続したダイオード１４で構成している。１５は逆導通
スイッチング素子１２の導通・遮断を制御する制御回路
である。１６はインバータに電力を供給する直流電源で
あり、直流電源１６に前記第１の共振コイル９と共振コ
ンデンサ１１の並列回路と、第２の共振コイル１０と逆
導通スイッチング素子１２を直列に接続している。１７
は第２の共振コイル１０に近接して配置した鍋などの負
荷で、図１（ａ）では、第２の共振コイル１０を加熱コ
イルとしている。

【００１９】以上のように構成された本発明の第１の手
段の誘導加熱用インバータは、逆導通スイッチング素子
１２を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル１０に交流電流を流し、第２の共振コイル１０よ
り発生する交流磁界によって鍋１７を誘導加熱するもの
である。

【００２０】以下、図１（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図１（ｂ）は図１（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子１２の動作波形を示す波形図
である。図１（ｂ）においてＶＣＥ、ＩＣはそれぞれ前
記逆導通スイッチング素子１２の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴＯＮ、ＴＯＦＦはそれぞれ逆導通スイッチン
グ素子１２が導通している期間、遮断している期間を示
す。

【００２１】まず期間ＴＯＮにおける動作を説明する。 第１の共振コイル９のインダクタンスを第２の共振コイ
ル１０のインダクタンスに比して大きなものを選定し、
期間ＴＯＮにおける第１の共振コイル９の電流の変化が
小さいものとする。期間ＴＯＮでは共振コンデンサ１１
と第２の共振コイル１０の共振によりＩＣは図１（ｂ）
のように共振電流となってピークに到達した後、再び零
に達する。ここでダイオード１４が自然に導通して共振
電流が継続して流れる。ＩＣが負の期間中に制御回路１
５でバイポーラトランジスタ１３を遮断しておくと、Ｉ
Ｃが負のピークに達した後、再び零に達した時刻ｔＯで
逆導通スイッチング素子１２は自然に遮断することにな
り、状態はＴＯＦＦに移行する。

【００２２】次に期間ＴＯＦＦにおける動作を説明する
。 第２の共振コイル１０に流れていた電流は零の状態で維
持されるので、その電圧は零に維持される。一方、時刻
ｔＯにおいて第１の共振コイル９に流れていた電流は共
振コンデンサ１１に流れ込んでＶＣＥが増大する。第１
の共振コイル９と共振コンデンサ１１の共振によって、
ＶＣＥは増大してピークに達した後、低下してくる。時
刻ｔ１でバイポーラトランジスタ１３をターンオンする
と最初の状態に戻って、発振が持続する。

【００２３】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として第２の共振コイル１０を追加し
て従来は非共振であったＴＯＮ期間中も共振を行うこと
により、逆導通スイッチング素子１２の電流が零に達し
た点でターンオフするので、ターンオフ損失が極めて小
さいという優れた効果が得られる。さらに、ターンオフ
時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作
領域の小さい安価なスイッチング素子を使用することが
できる。またバイポーラトランジスタ１３のターンオフ
速度が多少遅くとも図１（ｂ）におけるＩＣが負の期間
中にターンオフしておけばまったく動作に影響せずター
ンオフ損失も増大しないので、ターンオフ速度の遅い安
価なスイッチング素子を用いることができる。

【００２４】次に本発明の第２の手段の実施例について
図２を参照しながら説明する。図２（ａ）において、１
８は第１の共振コイル、１９は第２の共振コイル、２０
は共振コンデンサである。２１は逆導通スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ２２とこれに逆並
列に接続したダイオード２３で構成している。２４は逆
導通スイッチング素子１２の導通・遮断を制御する制御
回路である。２５はインバータに電力を供給する直流電
源であり、直流電源２５に第１の共振コイル１８と、第
２の共振コイル１９と逆導通スイッチング素子２１の直
列回路と共振コンデンサ２０の並列回路を、直列に接続
している。２６は第２の共振コイル１９に近接して配置
した鍋などの負荷で、図２（ａ）では第２の共振コイル
１９を加熱コイルとしている。第１の共振コイル１８、
第２の共振コイル１９、逆導通スイッチング素子２１、
制御回路２４、直流電源２５、鍋２６はそれぞれ本発明
の第１の手段の実施例、図１（ａ）と同様のものであり
、図１（ａ）と異なるのは共振コンデンサ２０を第１の
共振コイルと直流電源２５の間に設けた点である。

【００２５】図２（ｂ）は図２（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子２１の動作波形を示す
波形図である。図１（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆導通スイッチング素子２１の電流
が零に達した点でターンオフするので、ターンオフ損失
が極めて小さいという優れた効果が得られる。さらに、
ターンオフ時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので
、安全動作領域の小さい安価なスイッチング素子を使用
することができる。またバイポーラトランジスタ２２の
ターンオフ速度が多少遅くとも図２（ｂ）におけるＩＣ
が負の期間中にターンオフしておけばまったく動作に影
響せずターンオフ損失も増大しないので、ターンオフ速
度の遅い安価なスイッチング素子を用いることができる
。

【００２６】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図１（ａ）と異なり、期間ＴＯＮにおける主たる電流
ループが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏
れる高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周
辺に配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が
小さくなる。すなわち、図１（ａ）の構成では、期間Ｔ
ＯＮにおける主たる電流ループは直流電源１６、共振コ
ンデンサ１１、第２の共振コイル１０、逆導通スイッチ
ング素子１２で形成されるが、本実施例の図２（ａ）の
構成では、主たる電流ループは共振コンデンサ２０、第
２の共振コイル１９、逆導通スイッチング素子２１で形
成され、直流電源２５を介さない。

【００２７】次に本発明の第３の手段の実施例について
図３を参照しながら説明する。図３（ａ）において、２
７は第１の共振コイル、２８は第２の共振コイル、２９
は共振コンデンサである。３０は逆導通スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ３１とこれに逆並
列に接続したダイオード３２で構成している。３３は逆
導通スイッチング素子３０の導通・遮断を制御する制御
回路である。３４はインバータに電力を供給する直流電
源であり、直流電源３４に第２の共振コイル２８と共振
コンデンサ２９の直列回路と第１の共振コイル２７の並
列回路と、逆導通スイッチング素子３０を直列に接続し
ている。３５は第２の共振コイル２８に近接して配置し
た鍋などの負荷で、図３（ａ）では第２の共振コイル２
８を加熱コイルとしている。

【００２８】以上のように構成された本発明の第３の手
段の誘導加熱用インバータは、逆導通スイッチング素子
３０を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル２８に交流電流を流し、第２の共振コイル２８よ
り発生する交流磁界によって鍋３５を誘導加熱するもの
である。

【００２９】以下、図３（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図３（ｂ）は図３（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子３０の動作波形を示す波形図
である。図３（ｂ）においてＶＣＥ、ＩＣはそれぞれ前
記逆導通スイッチング素子３０の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴＯＮ、ＴＯＦＦはそれぞれ逆導通スイッチン
グ素子３０が導通している期間、遮断している期間を示
す。

【００３０】まず期間ＴＯＮにおける動作を説明する。 第１の共振コイル２７のインダクタンスを第２の共振コ
イル２８のインダクタンスに比して大きなものを選定し
、期間ＴＯＮにおける第１の共振コイル２７の電流の変
化が小さいものとする。期間ＴＯＮでは共振コンデンサ
２９と第２の共振コイル２８の共振によりＩＣは図３（
ｂ）のように共振電流となってピークに到達した後、再
び零に達する。ここでダイオード３２が自然に導通して
共振電流が継続して流れる。ＩＣが負の期間中に制御回
路３３でバイポーラトランジスタ３１を遮断しておくと
、ＩＣが負のピークに達した後、再び零に達した時刻ｔ
Ｏで逆導通スイッチング素子３０は自然に遮断すること
になり、状態はＴＯＦＦに移行する。

【００３１】次に期間ＴＯＦＦにおける動作を説明する
。 時刻ｔＯにおいて第１の共振コイル２７に流れていた電
流と第２の共振コイル２８に流れていた電流は向きが逆
で大きさが等しい（なんとなれば時刻ｔＯにおいてＩＣ
＝０であるから）。この電流が共振コンデンサ２９に流
れ込んでＶＣＥが増大するが、第１の共振コイル２７と
第２の共振コイル２８の和のインダクタンスと共振コン
デンサ２９の共振によって、ＶＣＥは増大してピークに
達した後、低下してくる。時刻ｔ１でバイポーラトラン
ジスタ３１をターンオンすると最初の状態に戻って、発
振が持続する。

【００３２】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として第２の共振コイル２８を追加し
て従来は非共振であったＴＯＮ期間中も共振を行うこと
により、逆導通スイッチング素子３０の電流が零に達し
た点でターンオフするので、ターンオフ損失が極めて小
さいという優れた効果が得られる。さらに、ターンオフ
時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作
領域の小さい安価なスイッチング素子を使用することが
できる。また、バイポーラトランジスタ３１のターンオ
フ速度が多少遅くとも図３（ｂ）におけるＩＣが負の期
間中にターンオフしておけばまったく動作に影響せずタ
ーンオフ損失も増大しないので、ターンオフ速度の遅い
安価なスイッチング素子を用いることができる。

【００３３】次に本発明の第４の手段の実施例について
図４を参照しながら説明する。図４（ａ）において、３
６は第１の共振コイル、３７は第２の共振コイル、３８
は共振コンデンサである。３９は逆導通スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ４０とこれに逆並
列に接続したダイオード４１で構成している。４２は逆
導通スイッチング素子３９の導通・遮断を制御する制御
回路である。４３はインバータに電力を供給する直流電
源であり、直流電源４３に第１の共振コイル３６と、第
２の共振コイル３７と共振コンデンサ３８の直列回路と
逆導通スイッチング素子４１の並列回路を直列に接続し
ている。４４は第２の共振コイル３７に近接して配置し
た鍋などの負荷で、図４（ａ）では第２の共振コイル３
７を加熱コイルとしている。第１の共振コイル３６、逆
導通スイッチング素子３９、制御回路４２、直流電源４
３、鍋４４はそれぞれ本発明の第３の手段の実施例、図
３（ａ）と同様のものであり、図３（ａ）と異なるのは
第２の共振コイル３７と共振コンデンサ３８の直列回路
を第１の共振コイル３６と直流電源４３の間に設けた点
である。

【００３４】図４（ｂ）は図４（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子３９の動作波形を示す
波形図である。図３（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆導通スイッチング素子３９の電流
が零に達した点でターンオフするので、ターンオフ損失
が極めて小さいという優れた効果が得られる。さらに、
ターンオフ時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので
、安全動作領域の小さい安価なスイッチング素子を使用
することができる。またバイポーラトランジスタ４０の
ターンオフ速度が多少遅くとも図４（ｂ）におけるＩＣ
が負の期間中にターンオフしておけばまったく動作に影
響せずターンオフ損失も増大しないので、ターンオフ速
度の遅い安価なスイッチング素子を用いることができる
。

【００３５】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図３（ａ）と異なり期間ＴＯＮにおける主たる電流ル
ープが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏れ
る高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周辺
に配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が小
さくなる。すなわち、図３（ａ）の構成では、期間ＴＯ
Ｎにおける主たる電流ループは直流電源３４、共振コン
デンサ２９、第２の共振コイル２８、逆導通スイッチン
グ素子３０で形成されるが、本実施例の図４（ａ）の構
成では、主たる電流ループは共振コンデンサ３８、第２
の共振コイル３７、逆導通スイッチング素子３９で形成
され、直流電源４３を介さない。

【００３６】次に本発明の第５の手段の実施例について
図５を参照しながら説明する。図５（ａ）において、４
５は第１の共振コイル、４６は第２の共振コイル、４７
は共振コンデンサである。４８は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ４９とこれに直列
に接続したダイオード５０で構成している。５１は逆阻
止スイッチング素子４８の導通・遮断を制御する制御回
路である。５２はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源５２に前記第１の共振コイル４５と共
振コンデンサ４７の並列回路と、第２の共振コイル４６
と逆阻止スイッチング素子４８を直列に接続している。 ５３は第２の共振コイル４６に近接して配置した鍋など
の負荷で、図５（ａ）では第２の共振コイル４６を加熱
コイルとしている。

【００３７】以上のように構成された本発明の第５の手
段の誘導加熱用インバータは、逆阻止スイッチング素子
４８を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル４６に交流電流を流し、共振コイル４６より発生
する交流磁界によって鍋５３を誘導加熱するものである
。

【００３８】以下、図５（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図５（ｂ）は図５（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子４８の動作波形を示す波形図
である。図５（ｂ）においてＶＣＥ、ＩＣはそれぞれ前
記逆阻止スイッチング素子４８の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴＯＮ、ＴＯＦＦはそれぞれ逆阻止スイッチン
グ素子４８が導通している期間、遮断している期間を示
す。

【００３９】まず期間ＴＯＮにおける動作を説明する。 第１の共振コイル４５のインダクタンスを第２の共振コ
イル４６のインダクタンスに比して大きなものを選定し
、期間ＴＯＮにおける第１の共振コイル４５の電流の変
化が小さいものとする。期間ＴＯＮでは共振コンデンサ
４７と第２の共振コイル４６の共振によりＩＣは図５（
ｂ）のように共振電流となってピークに到達した後、再
び零に達する。ここでダイオード５０が自然に遮断して
、状態はＴＯＦＦに移行する。

【００４０】次に期間ＴＯＦＦにおける動作を説明する
。 ＶＣＥが負の期間中に制御回路５１でバイポーラトラン
ジスタ４９を遮断しておくと、ＴＯＦＦの期間中、逆阻
止スイッチング素子４８を遮断維持しておくことができ
る。 第２の共振コイル４６に流れていた電流は零の状態で維
持されるので、その電圧は零に維持される。一方、時刻
ｔＯにおいて第１の共振コイル４５に流れていた電流は
共振コンデンサ４７に流れ込んでＶＣＥが増大する。第
１の共振コイル４５と共振コンデンサ４７の共振によっ
て、ＶＣＥは増大してピークに達した後、低下してくる
。 時刻ｔ１でバイポーラトランジスタ３８をターンオンす
ると最初の状態に戻って、発振が持続する。

【００４１】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として第２の共振コイル４６を追加し
て従来は非共振であったＴＯＮ期間中も共振を行うこと
により、逆阻止スイッチング素子４８の電流が零に達し
た点でターンオフするので、ターンオフ損失が極めて小
さいという優れた効果が得られる。さらに、ターンオフ
時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作
領域の小さい安価なスイッチング素子を使用することが
できる。またバイポーラトランジスタ４９のターンオフ
速度が多少遅くとも図５（ｂ）におけるＶＣＥが負の期
間中にターンオフしておけばまったく動作に影響せずタ
ーンオフ損失も増大しないので、ターンオフ速度の遅い
安価なスイッチング素子を用いることができる。

【００４２】また本実施例では第１の手段の実施例、図
１と異なり、スイッチング素子として逆阻止スイッチン
グ素子を用いているので、ＩＣが負になることがない。 図よりわかるように直流電源５２からインバータに供給
される電力すなわち加熱電力はＩＣと直流電源５２の電
圧Ｅの積になる。ＩＣが負になる期間があるとその期間
は直流電源５２に電力が回生されていることになり、そ
れだけ加熱電力が低下するので、同じ加熱電力を得るた
めに正の期間のＩＣを大きくする必要がある。従ってＩ
Ｃが負になる期間がない本実施例の方式では、図１の方
式より小さいＩＣで同じ電力を得ることができ、スイッ
チング素子のオン損失が小さくなる。すなわち、スイッ
チング素子の電流をより有効に加熱電力として利用でき
るので、スイッチング素子の電流が小さくてすみ、スイ
ッチング素子の損失をさらに低減することができること
から、さらに小形、低コストで高効率が得られるという
優れた効果がある。

【００４３】次に本発明の第６の手段の実施例について
図６を参照しながら説明する。図６（ａ）において、５
４は第１の共振コイル、５５は第２の共振コイル、５６
は共振コンデンサである。５７は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ５８とこれに直列
に接続したダイオード５９で構成している。６０は逆阻
止スイッチング素子５７の導通・遮断を制御する制御回
路である。６１はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源６１に第１の共振コイル５４と、第２
の共振コイル５５と逆阻止スイッチング素子５７の直列
回路と共振コンデンサ５６の並列回路を、直列に接続し
ている。６２は第２の共振コイル５５に近接して配置し
た鍋などの負荷で、図６（ａ）では第２の共振コイル５
５を加熱コイルとしている。第１の共振コイル５４、第
２の共振コイル５５、逆阻止スイッチング素子５７、制
御回路６０、直流電源６１、鍋６２はそれぞれ本発明の
第５の手段の実施例、図５（ａ）と同様のものであり、
図５（ａ）と異なるのは共振コンデンサ５６を第１の共
振コイルと直流電源６１の間に設けた点である。

【００４４】図６（ｂ）は図６（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆阻止スイッチング素子５７の動作波形を示す
波形図である。図５（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆導通スイッチング素子２１の電流
が零に達した点でターンオフする。従って、本発明の第
５の実施例、図５と同じ効果が得られる。

【００４５】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図５（ａ）と異なり期間ＴＯＮにおける主たる電流ル
ープが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏れ
る高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周辺
に配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が小
さくなる。すなわち、図５（ａ）の構成では、期間ＴＯ
Ｎにおける主たる電流ループは直流電源５２、共振コン
デンサ４７、第２の共振コイル４６、逆阻止通スイッチ
ング素子４８で形成されるが、本実施例の図６（ａ）の
構成では、主たる電流ループは共振コンデンサ５６、第
２の共振コイル５５、逆阻止スイッチング素子５７で形
成され、直流電源６１を介さない。

【００４６】次に本発明の第７の手段の実施例について
図７を参照しながら説明する。図７（ａ）において、６
３は第１の共振コイル、６４は第２の共振コイル、６５
は共振コンデンサである。６６は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ６７とこれに直列
に接続したダイオード６８で構成している。６９は逆阻
止スイッチング素子６６の導通・遮断を制御する制御回
路である。７０はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源７０に第２の共振コイル６４と共振コ
ンデンサ６５の直列回路と第１の共振コイル６３の並列
回路と、逆阻止スイッチング素子６６を直列に接続して
いる。７１は第２の共振コイル６４に近接して配置した
鍋などの負荷で、図７（ａ）では第２の共振コイル６４
を加熱コイルとしている。

【００４７】以上のように構成された本発明の第７の手
段の誘導加熱用インバータは、逆阻止スイッチング素子
６６を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル６４に交流電流を流し、第２の共振コイル６４よ
り発生する交流磁界によって鍋７１を誘導加熱するもの
である。

【００４８】以下、図７（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図７（ｂ）は図７（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子６６の動作波形を示す波形図
である。図７（ｂ）においてＶＣＥ、ＩＣはそれぞれ前
記逆阻止スイッチング素子６６の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴＯＮ、ＴＯＦＦはそれぞれ逆阻止スイッチン
グ素子６６が導通している期間、遮断している期間を示
す。

【００４９】まず期間ＴＯＮにおける動作を説明する。 第１の共振コイル６３のインダクタンスを第２の共振コ
イル６４のインダクタンスに比して大きなものを選定し
、期間ＴＯＮにおける第１の共振コイル６３の電流の変
化が小さいものとする。期間ＴＯＮでは共振コンデンサ
６５と第２の共振コイル６４の共振によりＩＣは図７（
ｂ）のように共振電流となってピークに到達した後、再
び零に達する。ここでダイオード６８が自然に遮断して
、状態はＴＯＦＦに移行する。

【００５０】次に期間ＴＯＦＦにおける動作を説明する
。 図のＶＣＥが負の期間中にバイポーラトランジスタ６７
を遮断しておくと、ＴＯＦＦ期間中逆阻止スイッチング
素子６６の遮断が維持される。時刻ｔＯにおいて第１の
共振コイル６３に流れていた電流と第２の共振コイル６
４に流れていた電流は向きが逆で大きさが等しい（なん
となれば時刻ｔＯにおいてＩＣ＝０であるから）。この
電流が共振コンデンサ６５に流れ込んでＶＣＥが増大す
るが、第１の共振コイル６３と第２の共振コイル６４の
和のインダクタンスと共振コンデンサ６５の共振によっ
て、ＶＣＥは増大してピークに達した後、低下してくる
。時刻ｔ１でバイポーラトランジスタ６７をターンオン
すると最初の状態に戻って、発振が持続する。

【００５１】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、本発明の第５の手段、図５の
構成と同じ小形、低コスト、高効率の効果が得られる。

【００５２】次に本発明の第８の手段の実施例について
図８を参照しながら説明する。図８（ａ）において、７
２は第１の共振コイル、７３は第２の共振コイル、７４
は共振コンデンサである。７５は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ７６とこれに直列
に接続したダイオード７７で構成している。７８は逆阻
止スイッチング素子７５の導通・遮断を制御する制御回
路である。７９はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源７９に第１の共振コイル７２と、第２
の共振コイル７３と共振コンデンサ７４の直列回路と逆
阻止スイッチング素子７５の並列回路を直列に接続して
いる。８０は第２の共振コイル７３に近接して配置した
鍋などの負荷で、図７（ａ）では第２の共振コイル７３
を加熱コイルとしている。第１の共振コイル７２、逆阻
止スイッチング素子７５、制御回路７８、直流電源７９
、鍋８０はそれぞれ本発明の第７の手段の実施例、図７
（ａ）と同様のものであり、図７（ａ）と異なるのは第
２の共振コイル７３と共振コンデンサ７４の直列回路を
第１の共振コイル７２と直流電源７９の間に設けた点で
ある。

【００５３】図８（ｂ）は図８（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆阻止スイッチング素子７５の動作波形を示す
波形図である。図７（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆阻止スイッチング素子７５の電流
が零に達した点でターンオフするので、図７の実施例と
同じ効果が得られる。

【００５４】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図７（ａ）と異なり、期間ＴＯＮにおける主たる電流
ループが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏
れる高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周
辺に配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が
小さくなる。すなわち、図７（ａ）の構成では、期間Ｔ
ＯＮにおける主たる電流ループは直流電源７０、共振コ
ンデンサ６５、第２の共振コイル６４、逆阻止スイッチ
ング素子６６で形成されるが、本実施例の図８（ａ）の
構成では、主たる電流ループは共振コンデンサ７４、第
２の共振コイル７３、逆阻止スイッチング素子７５で形
成され、直流電源７９を介さない。

【００５５】なお、第１〜第８の実施例において、第２
の共振コイルを加熱コイルとしたが、第１の共振コイル
を加熱コイルとしてもよい。また、第１、第２両方の共
振コイルを加熱コイルとしてもよく、この場合一つ加熱
コイルで中点タップを設けることによって第１、第２の
共振コイルを形成してもよい。また、第１〜第８の実施
例において、スイッチング素子をバイポーラトランジス
タとダイオードで構成したが、バイポーラトランジスタ
のかわりにＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、ＳＩサイ
リスタ、サイリスタなどを用いてもよく、逆阻止スイッ
チング素子として、逆阻止サイリスタ、逆耐圧の高いＩ
ＧＢＴなど、逆阻止機能のあるスイッチング素子一つで
構成してもよく、逆導通スイッチング素子として逆導通
サイリスタ、逆導通ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど逆導通
機能のあるスイッチング素子一つで構成してもよい。ま
た、第１〜第８の実施例において、直流電源は交流電源
を整流して形成してもよいし、各種電池を用いてもよい
。また、脈流やパルス状に直流電圧を印加してもよい。

【００５６】

【発明の効果】以上のように本発明は、第１の共振コイ
ルと、第２の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通
スイッチング素子と、前記逆導通スイッチング素子の導
通・遮断を制御する制御回路を備え、直流電源に前記第
１の共振コイルと共振コンデンサの並列回路と、第２の
共振コイルと逆導通スイッチング素子を直列に接続し、
前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一方また
は両方を加熱コイルとすることにより、小形、低コスト
、高効率の誘導加熱用インバータが得られるという優れ
た効果が得られる。

【００５７】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチン
グ素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと逆導通スイッチング素子の
直列回路と前記共振コンデンサの並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方を加熱コイルとすることにより、小形、低
コスト、高効率で低ノイズの誘導加熱用インバータが得
られるという優れた効果が得られる。

【００５８】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチン
グ素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第２の共振コ
イルと共振コンデンサの直列回路と前記第１の共振コイ
ルの並列回路と、前記逆導通スイッチング素子を直列に
接続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの
一方または両方を加熱コイルとすることにより、小形、
低コスト、高効率の誘導加熱用インバータが得られると
いう優れた効果が得られる。

【００５９】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチン
グ素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと共振コンデンサの直列回路
と前記逆導通スイッチング素子の並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方を加熱コイルとすることにより、小形、低
コスト、高効率で低ノイズの誘導加熱用インバータが得
られるという優れた効果が得られる。

【００６０】また本発明は、第５の手段は、第１の共振
コイルと、第２の共振コイルと、共振コンデンサと、逆
阻止スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子
の導通・遮断を制御する制御回路を備え、直流電源に前
記第１の共振コイルと共振コンデンサの並列回路と、第
２の共振コイルと逆阻止スイッチング素子を直列に接続
し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一方
または両方を加熱コイルとすることにより、さらに、小
形、低コスト、高効率の誘導加熱用インバータが得られ
るという優れた効果が得られる。

【００６１】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆阻止スイッチン
グ素子と、前記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと逆阻止スイッチング素子の
直列回路と前記共振コンデンサの並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方を加熱コイルとすることにより、さらに、
小形、低コスト、高効率、かつ低ノイズの誘導加熱用イ
ンバータが得られるという優れた効果が得られる。

【００６２】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆阻止スイッチン
グ素子と、前記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第２の共振コ
イルと共振コンデンサの直列回路と前記第１の共振コイ
ルの並列回路と、前記逆阻止スイッチング素子を直列に
接続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの
一方または両方を加熱コイルとすることにより、さらに
、小形、低コスト、高効率の誘導加熱用インバータが得
られるという優れた効果が得られる。

【００６３】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆阻止スイッチン
グ素子と、前記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと共振コンデンサの直列回路
と前記逆阻止スイッチング素子の並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方を加熱コイルとすることにより、さらに、
小形、低コスト、高効率、かつ低ノイズの誘導加熱用イ
ンバータが得られるという優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ）は本発明の第１の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図２】（ａ）は本発明の第２の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図３】（ａ）は本発明の第３の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図４】（ａ）は本発明の第４の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図５】（ａ）は本発明の第５の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図６】（ａ）は本発明の第６の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図７】（ａ）は本発明の第７の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図８】（ａ）は本発明の第８の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図（ｂ）は（ａ）の動作を説明す
る波形図

【図９】（ａ）は従来の誘導加熱用インバータの構成図
（ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【符号の説明】

９　　第１の共振コイル １０　　第２の共振コイル １１　　共振コンデンサ １２　　逆導通スイッチング素子 １５　　制御回路 １６　　直流電源 １８　　第１の共振コイル １９　　第２の共振コイル ２０　　共振コンデンサ ２１　　逆導通スイッチング素子 ２４　　制御回路 ２５　　直流電源 ２７　　第１の共振コイル ２８　　第２の共振コイル ２９　　共振コンデンサ ３０　　逆導通スイッチング素子 ３３　　制御回路 ３４　　直流電源 ３６　　第１の共振コイル ３７　　第２の共振コイル ３８　　共振コンデンサ ３９　　逆導通スイッチング素子 ４２　　制御回路 ４３　　直流電源 ４５　　第１の共振コイル ４６　　第２の共振コイル ４７　　共振コンデンサ ４８　　逆阻止スイッチング素子 ５１　　制御回路 ５２　　直流電源 ５４　　第１の共振コイル ５５　　第２の共振コイル ５６　　共振コンデンサ ５７　　逆阻止スイッチング素子 ６０　　制御回路 ６１　　直流電源 ６３　　第１の共振コイル ６４　　第２の共振コイル ６５　　共振コンデンサ ６６　　逆阻止スイッチング素子 ６９　　制御回路 ７０　　直流電源 ７２　　第１の共振コイル ７３　　第２の共振コイル ７４　　共振コンデンサ ７５　　逆阻止スイッチング素子 ７８　　制御回路 ７９　　直流電源

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記
   逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと共振コン
   デンサの並列回路と、第２の共振コイルと逆導通スイッ
   チング素子を直列に接続し、前記第１の共振コイル及び
   第２の共振コイルの一方または両方が加熱コイルとなる
   誘導加熱用インバータ。
2. 【請求項２】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記
   逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の
   共振コイルと逆導通スイッチング素子の直列回路と前記
   共振コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第１
   の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方が
   加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
3. 【請求項３】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記
   逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コン
   デンサの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路と
   、前記逆導通スイッチング素子を直列に接続し、前記第
   １の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方
   が加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
4. 【請求項４】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記
   逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の
   共振コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆導通ス
   イッチング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第１
   の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方が
   加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
5. 【請求項５】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記
   逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと共振コン
   デンサの並列回路と、第２の共振コイルと逆阻止スイッ
   チング素子を直列に接続し、前記第１の共振コイル及び
   第２の共振コイルの一方または両方が加熱コイルとなる
   誘導加熱用インバータ。
6. 【請求項６】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記
   逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の
   共振コイルと逆阻止スイッチング素子の直列回路と前記
   共振コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第１
   の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方が
   加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
7. 【請求項７】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記
   逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コン
   デンサの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路と
   、前記逆阻止スイッチング素子を直列に接続し、前記第
   １の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方
   が加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
8. 【請求項８】第１の共振コイルと、第２の共振コイルと
   、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記
   逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回
   路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の
   共振コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆阻止ス
   イッチング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第１
   の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方が
   加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。