JP3145547B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生およ
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【０００３】図６は音響反響除去装置の基本構成を示す
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似反響を生成させる。
送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィルタ
３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力され、
送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回路５
の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信号出
力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正量演
算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力によ
り可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正される。可
変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レジスタ
８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受話信号
と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパルス応答
との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０の出力
が擬似音響反響として出力される。受話信号出力端子２
および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場合、２
線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピーカと
マイクロホンへと接続されている。
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似反響を生成させる。
送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィルタ
３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力され、
送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回路５
の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信号出
力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正量演
算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力によ
り可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正される。可
変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レジスタ
８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受話信号
と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパルス応答
との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０の出力
が擬似音響反響として出力される。受話信号出力端子２
および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場合、２
線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピーカと
マイクロホンへと接続されている。
【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙK は、 ｙK ＝ ｈ’ｘK （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］’ （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ ’：べクトルの転置 である。
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙK は、 ｙK ＝ ｈ’ｘK （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］’ （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ ’：べクトルの転置 である。
【０００５】一方、 時刻ｋＴにおけるｈの推定値をｈ
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓk の逐次修正は ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にＦ
ＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００〜
数１０００タップという長大な構成となり、可変係数系
列ｈｓk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列ｈｓk を数段階に分割処理を行い１ステップにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図７に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をＮとした時、次の様になる。
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓk の逐次修正は ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にＦ
ＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００〜
数１０００タップという長大な構成となり、可変係数系
列ｈｓk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列ｈｓk を数段階に分割処理を行い１ステップにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図７に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をＮとした時、次の様になる。
【０００６】 ｈｓ1 k ：０〜Ｎ／２ ｈｓ2 k ：Ｎ／２〜Ｎ 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式（４）
より、 ｈｓ1 k+1 ＝ｈｓ1 k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （６） ｈｓ2 k 1 ＝ｈｓ2 k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （７） と表す事が出来、２ステップで全可変係数系列ｈｓk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、１ステップ
における演算量は１／２に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
より、 ｈｓ1 k+1 ＝ｈｓ1 k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （６） ｈｓ2 k 1 ＝ｈｓ2 k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （７） と表す事が出来、２ステップで全可変係数系列ｈｓk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、１ステップ
における演算量は１／２に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
【０００７】送話信号入力端子に音響反響だけではなく
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。図６には、誤差信号の短時間移動平均電力を検
出評価値とした場合の音響反響除去装置の一例を記載し
ている。
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。図６には、誤差信号の短時間移動平均電力を検
出評価値とした場合の音響反響除去装置の一例を記載し
ている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】誤差信号の短時間移動
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として推定した
可変係数ディジタルフィルタの瞬時電力分布の双方向通
信状態と音響径路変動状態での変化を検出して誤検出発
生の危険性を低下させる方式が考えられる。しかし、可
変係数ディジタルフィルタの電力分布変化を観測するの
に関わる演算量は膨大となる。又、誤差信号の移動平均
電力を算出し評価値として毎ステップ用いる事による演
算量の増大も小さくは無い。この様な双方向通信検出に
関わる演算量の増大によってハードウェアが大規模なも
のとなり実現性が失われてしまうという様な問題点があ
った。
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として推定した
可変係数ディジタルフィルタの瞬時電力分布の双方向通
信状態と音響径路変動状態での変化を検出して誤検出発
生の危険性を低下させる方式が考えられる。しかし、可
変係数ディジタルフィルタの電力分布変化を観測するの
に関わる演算量は膨大となる。又、誤差信号の移動平均
電力を算出し評価値として毎ステップ用いる事による演
算量の増大も小さくは無い。この様な双方向通信検出に
関わる演算量の増大によってハードウェアが大規模なも
のとなり実現性が失われてしまうという様な問題点があ
った。
【０００９】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、受話信号と送話信号の電力差
に影響されない安定な双方向通信検出を実現し、大きな
音響反響消去量を維持しながら音響反響制御を行う音響
反響除去装置を提供する事を目的とする。
で、上記問題点を除去し、受話信号と送話信号の電力差
に影響されない安定な双方向通信検出を実現し、大きな
音響反響消去量を維持しながら音響反響制御を行う音響
反響除去装置を提供する事を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの課題を
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子から入力された受話信号を
入力とする可変係数デジタルフィルタと、前記可変係数
デジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、前記擬似インパルス応答レジスタの内
容と前記受話信号入力端子からの受話信号を格納した受
話信号入力レジスタの内容との畳み込み積分演算を行う
積和演算回路と、前記積和演算回路により生成された擬
似音響反響と前記送話信号入力端子より入力される音響
反響との差分値をとる減算回路と、前記減算回路で算出
され出力される誤差信号と、前記可変係数デジタルフィ
ルタが前記反響の近似値を供給するように前記擬似イン
パルス応答レジスタの係数系列をＮ個のブロックに分け
て、Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新されるように制
御を行う係数修正量演算回路と、通信回線上で双方向通
信が発生した時その状態を検出するための双方向通信検
出回路とで構成される音響反響除去装置において、前記
擬似インパルス応答レジスタの第一番目ブロックの各係
数の絶対値を求める第一の絶対値を求める第一の絶対値
出力回路と、前記擬似インパルス応答レジスタの第二番
目ブロックの各係数の絶対値を求める第二の絶対値出力
回路と、前記第一の絶対値出力回路の出力が内挿閾値
［Ｓ１］よりも小さければ“０”とし、内挿閾値［Ｓ
１］よりも大きければ“１”として、“１”の総数を出
力する第一の係数変換回路と、前記第二の絶対値出力回
路の出力が内挿閾値［Ｓ１］よりも小さければ“０”と
し、内挿閾値［Ｓ１］よりも大きければ“１”として、
“１”の総数を出力する第二の係数変換回路と、前記第
一の係数変換回路と前記第二の係数変換回路との出力の
差が内挿閾値［Ｓ２］よりも小さければ“０”を出力
し、内挿閾値［Ｓ２］よりも大きければ“１”を出力す
るよう設定された減衰特性観測回路と、前記誤差信号の
信号振幅が内挿閾値［＋Ｓ３］以上もしくは内挿閾値
［―Ｓ３］以下の場合には“１”を出力し、前記誤差信
号の信号振幅が内挿閾値［＋Ｓ３］と内挿閾値［―Ｓ
３］との間にある場合には“０”を出力する非線形変換
処理回路と、前記非線形変換処理回路の“１”と“０”
からなる二値系列の一定区間中に存在する“１”の数を
ステップ毎一定区間を移動させながら出力する一定区間
移動積算回路と、前記一定区間移動積算回路の出力が内
挿閾値［Ｓ４］よりも小さければ“０”を出力し、内挿
閾値［Ｓ４］よりも大きければ“１”を出力するよう設
定された相関値比較回路と、前記減衰特性観測回路の出
力を第一の入力とし、前記相関値比較回路の出力を第二
の入力とした論理積回路と、前記論理積回路から“１”
が出力された場合に前記係数修正量演算回路の動作を停
止し、“０”が出力された場合に前記係数修正量演算回
路の動作を続行して係数更新が行われる音響反響除去装
置を提供する。
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子から入力された受話信号を
入力とする可変係数デジタルフィルタと、前記可変係数
デジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、前記擬似インパルス応答レジスタの内
容と前記受話信号入力端子からの受話信号を格納した受
話信号入力レジスタの内容との畳み込み積分演算を行う
積和演算回路と、前記積和演算回路により生成された擬
似音響反響と前記送話信号入力端子より入力される音響
反響との差分値をとる減算回路と、前記減算回路で算出
され出力される誤差信号と、前記可変係数デジタルフィ
ルタが前記反響の近似値を供給するように前記擬似イン
パルス応答レジスタの係数系列をＮ個のブロックに分け
て、Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新されるように制
御を行う係数修正量演算回路と、通信回線上で双方向通
信が発生した時その状態を検出するための双方向通信検
出回路とで構成される音響反響除去装置において、前記
擬似インパルス応答レジスタの第一番目ブロックの各係
数の絶対値を求める第一の絶対値を求める第一の絶対値
出力回路と、前記擬似インパルス応答レジスタの第二番
目ブロックの各係数の絶対値を求める第二の絶対値出力
回路と、前記第一の絶対値出力回路の出力が内挿閾値
［Ｓ１］よりも小さければ“０”とし、内挿閾値［Ｓ
１］よりも大きければ“１”として、“１”の総数を出
力する第一の係数変換回路と、前記第二の絶対値出力回
路の出力が内挿閾値［Ｓ１］よりも小さければ“０”と
し、内挿閾値［Ｓ１］よりも大きければ“１”として、
“１”の総数を出力する第二の係数変換回路と、前記第
一の係数変換回路と前記第二の係数変換回路との出力の
差が内挿閾値［Ｓ２］よりも小さければ“０”を出力
し、内挿閾値［Ｓ２］よりも大きければ“１”を出力す
るよう設定された減衰特性観測回路と、前記誤差信号の
信号振幅が内挿閾値［＋Ｓ３］以上もしくは内挿閾値
［―Ｓ３］以下の場合には“１”を出力し、前記誤差信
号の信号振幅が内挿閾値［＋Ｓ３］と内挿閾値［―Ｓ
３］との間にある場合には“０”を出力する非線形変換
処理回路と、前記非線形変換処理回路の“１”と“０”
からなる二値系列の一定区間中に存在する“１”の数を
ステップ毎一定区間を移動させながら出力する一定区間
移動積算回路と、前記一定区間移動積算回路の出力が内
挿閾値［Ｓ４］よりも小さければ“０”を出力し、内挿
閾値［Ｓ４］よりも大きければ“１”を出力するよう設
定された相関値比較回路と、前記減衰特性観測回路の出
力を第一の入力とし、前記相関値比較回路の出力を第二
の入力とした論理積回路と、前記論理積回路から“１”
が出力された場合に前記係数修正量演算回路の動作を停
止し、“０”が出力された場合に前記係数修正量演算回
路の動作を続行して係数更新が行われる音響反響除去装
置を提供する。
【００１１】
【作用】本発明では、上記手段により検出遅延が極めて
小さく、そして、音場への音声入出力の相対比が変化し
た場合に安定状態を確保した双方向通信検出が内部演算
量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質な音声通
信空間を提供する事ができる。
小さく、そして、音場への音声入出力の相対比が変化し
た場合に安定状態を確保した双方向通信検出が内部演算
量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質な音声通
信空間を提供する事ができる。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて詳細に
説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、積和演算回路１０、そして、双方向通信検出回路１
１から構成された適応アルゴリズムとして学習同定法を
採用した音響反響除去装置と同一構成の装置に、第一の
絶対値出力回路１２、第二の絶対値出力回路１３、第一
の係数変換回路１４、第二の係数変換回路１５、減衰特
性観測回路１６、非線形変換処理回路１７、一定区間移
動積算回路１８、相関値比較回路１９、論理積回路２０
を追加した構成になっている。
説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、積和演算回路１０、そして、双方向通信検出回路１
１から構成された適応アルゴリズムとして学習同定法を
採用した音響反響除去装置と同一構成の装置に、第一の
絶対値出力回路１２、第二の絶対値出力回路１３、第一
の係数変換回路１４、第二の係数変換回路１５、減衰特
性観測回路１６、非線形変換処理回路１７、一定区間移
動積算回路１８、相関値比較回路１９、論理積回路２０
を追加した構成になっている。
【００１３】該受話信号入力端子１と、該受話信号出力
端子２と、該送話信号入力端子４と該送話信号出力端子
６と、該受話信号入力端子１から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ３と、該可変
係数ディジタルフィルタ３の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ９の内容と該受話信号入力端子１からの該受話信
号を格納した該受話信号入力レジスタ８の内容との畳み
込み積分演算を行う該積和演算回路１０と、該積和演算
回路１０により生成された擬似音響反響と該送話信号入
力端子４より入力される音響反響との差分値をとる該減
算回路５と、該可変係数ディジタルフィルタ３が該反響
の近似値を供給する様に該擬似インパルス応答レジスタ
９の係数系列をＮ個に分けて、Ｍ回で係数系列全体が自
動的に更新される様に制御を行う係数修正量演算回路７
と、通信回線上で双方向通信が発生した時その状態を検
出する為の該双方向通信検出回路１１とで構成される音
響反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジス
タ９の第一番目ブロックの各係数の絶対値を求める該第
一の絶対値出力回路１２と、該擬似インパルス応答レジ
スタ９の第二番目ブロックの各係数の絶対値を求める該
第二の絶対値出力回路１３と、該第一の絶対値出力回路
の出力が、内挿閾値［Ｓ１］よりも小さければ“０”と
し、内挿閾値［Ｓ１］よりも大きければ“１”として、
“１”の総数ｈｎ１を出力する該第一の係数変換回路１
４と、該第二の絶対値出力回路の出力が、内挿閾値［Ｓ
１］よりも小さければ“０”とし、内挿閾値［Ｓ１］よ
りも大きければ“１”として、“１”の総数ｈｎ２を出
力する該第二の係数変換回路１５と、該第一の係数変換
回路１４と、該第二の係数変換回路１５との出力の差ｈ
ｎｓが、内挿閾値［Ｓ２］よりも小さければ“０”を出
力し、内挿閾値［Ｓ２］よりも大きければ“１”を出力
するよう設定された該減衰特性観測回路１６と、 ｈｎｓ＝ｈｎ１−ｈｎ２ （８） 該誤差信号の信号振幅が、内挿閾値［＋Ｓ３］よりも大
きいか、内挿閾値［−Ｓ３］よりも小さい場合には
“１”を出力し、又、内挿閾値［＋Ｓ３］よりも小さい
か、内挿閾値［−Ｓ３］より大きい場合には“０”を出
力する該非線形変換処理回路１７と、該非線形変換処理
回路１７の“１”と“０”からなる二値系列の一定区間
中に存在する“１”の数をステップ毎一定区間を移動さ
せながら出力する該一定区間移動積算回路１８と、該一
定区間移動積算回路１８の出力ｅｎｓが、内挿閾値［Ｓ
４］よりも小さければ“０”を出力し、内挿閾値［Ｓ
４］よりも大きければ“１”を出力するよう設定された
該相関値比較回路１９と、該減衰特性観測回路１６の出
力を第一の入力とし、該相関値比較回路１９の出力を第
二の入力とした該論理積回路２０と、該論理積回路２０
から“１”が出力された場合に該係数修正量演算回路７
の動作を停止し、“０”が出力された場合に該係数修正
量演算回路７の動作を続行して係数更新を行う事を特徴
とした音響反響除去装置。
端子２と、該送話信号入力端子４と該送話信号出力端子
６と、該受話信号入力端子１から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ３と、該可変
係数ディジタルフィルタ３の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ９の内容と該受話信号入力端子１からの該受話信
号を格納した該受話信号入力レジスタ８の内容との畳み
込み積分演算を行う該積和演算回路１０と、該積和演算
回路１０により生成された擬似音響反響と該送話信号入
力端子４より入力される音響反響との差分値をとる該減
算回路５と、該可変係数ディジタルフィルタ３が該反響
の近似値を供給する様に該擬似インパルス応答レジスタ
９の係数系列をＮ個に分けて、Ｍ回で係数系列全体が自
動的に更新される様に制御を行う係数修正量演算回路７
と、通信回線上で双方向通信が発生した時その状態を検
出する為の該双方向通信検出回路１１とで構成される音
響反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジス
タ９の第一番目ブロックの各係数の絶対値を求める該第
一の絶対値出力回路１２と、該擬似インパルス応答レジ
スタ９の第二番目ブロックの各係数の絶対値を求める該
第二の絶対値出力回路１３と、該第一の絶対値出力回路
の出力が、内挿閾値［Ｓ１］よりも小さければ“０”と
し、内挿閾値［Ｓ１］よりも大きければ“１”として、
“１”の総数ｈｎ１を出力する該第一の係数変換回路１
４と、該第二の絶対値出力回路の出力が、内挿閾値［Ｓ
１］よりも小さければ“０”とし、内挿閾値［Ｓ１］よ
りも大きければ“１”として、“１”の総数ｈｎ２を出
力する該第二の係数変換回路１５と、該第一の係数変換
回路１４と、該第二の係数変換回路１５との出力の差ｈ
ｎｓが、内挿閾値［Ｓ２］よりも小さければ“０”を出
力し、内挿閾値［Ｓ２］よりも大きければ“１”を出力
するよう設定された該減衰特性観測回路１６と、 ｈｎｓ＝ｈｎ１−ｈｎ２ （８） 該誤差信号の信号振幅が、内挿閾値［＋Ｓ３］よりも大
きいか、内挿閾値［−Ｓ３］よりも小さい場合には
“１”を出力し、又、内挿閾値［＋Ｓ３］よりも小さい
か、内挿閾値［−Ｓ３］より大きい場合には“０”を出
力する該非線形変換処理回路１７と、該非線形変換処理
回路１７の“１”と“０”からなる二値系列の一定区間
中に存在する“１”の数をステップ毎一定区間を移動さ
せながら出力する該一定区間移動積算回路１８と、該一
定区間移動積算回路１８の出力ｅｎｓが、内挿閾値［Ｓ
４］よりも小さければ“０”を出力し、内挿閾値［Ｓ
４］よりも大きければ“１”を出力するよう設定された
該相関値比較回路１９と、該減衰特性観測回路１６の出
力を第一の入力とし、該相関値比較回路１９の出力を第
二の入力とした該論理積回路２０と、該論理積回路２０
から“１”が出力された場合に該係数修正量演算回路７
の動作を停止し、“０”が出力された場合に該係数修正
量演算回路７の動作を続行して係数更新を行う事を特徴
とした音響反響除去装置。
【００１４】図２は女性の実音声信号を参照信号として
入力した時、定常状態における該擬似インパルス応答レ
ジスタ９に格納されている推定インパルス応答の係数系
列を観測したものである。音場のインパルス特性の特徴
である減衰特性が保たれている事が判る。
入力した時、定常状態における該擬似インパルス応答レ
ジスタ９に格納されている推定インパルス応答の係数系
列を観測したものである。音場のインパルス特性の特徴
である減衰特性が保たれている事が判る。
【００１５】図３は女性の実音声信号を参照信号として
入力し、途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパ
ルス応答レジスタ９に格納されている推定インパルス応
答の係数系列を観測したものである。この観測結果が示
す通り双方向通信が発生した為に推定精度が極めて悪く
なり係数が乱されて、図２の様な減衰特性を呈する事が
なくなる。双方向通信による推定インパルス応答の減衰
特性の劣化は、他のどの様な変化よりも急激に起こる。
この急変をマクロな形で採用し、第一の検出評価値とし
て用いたのが本発明による双方向通信検出方式である。
入力し、途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパ
ルス応答レジスタ９に格納されている推定インパルス応
答の係数系列を観測したものである。この観測結果が示
す通り双方向通信が発生した為に推定精度が極めて悪く
なり係数が乱されて、図２の様な減衰特性を呈する事が
なくなる。双方向通信による推定インパルス応答の減衰
特性の劣化は、他のどの様な変化よりも急激に起こる。
この急変をマクロな形で採用し、第一の検出評価値とし
て用いたのが本発明による双方向通信検出方式である。
【００１６】図４は該非線形変換処理回路１７の変換特
性を示したものであるが、該誤差信号の瞬時電力計算を
省略する為にこの様な三値の相関係数値を持たしてい
る。内挿閾値［Ｓ３］は近端雑音などの外乱に影響され
ない程度の値に設定する。この内挿閾値［Ｓ３］を小さ
くすれば双方向通信検出の感度は敏感になり、逆に大き
くすれが双方向通信検出の感度は鈍感になる。この出力
値を基に二値系列を生起させ、それを第二の検出評価値
として用いたものが本発明による双方向通信検出方式で
ある。
性を示したものであるが、該誤差信号の瞬時電力計算を
省略する為にこの様な三値の相関係数値を持たしてい
る。内挿閾値［Ｓ３］は近端雑音などの外乱に影響され
ない程度の値に設定する。この内挿閾値［Ｓ３］を小さ
くすれば双方向通信検出の感度は敏感になり、逆に大き
くすれが双方向通信検出の感度は鈍感になる。この出力
値を基に二値系列を生起させ、それを第二の検出評価値
として用いたものが本発明による双方向通信検出方式で
ある。
【００１７】図５は該論理積回路２０の入出力関係を示
したタイムチャート図である。この様に簡単な論理回路
によって双方向通信が高速、且つ、安定に双方向通信状
態を検出する事が可能である。
したタイムチャート図である。この様に簡単な論理回路
によって双方向通信が高速、且つ、安定に双方向通信状
態を検出する事が可能である。
【００１８】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待される。
れば、下記のような優れた効果が期待される。
【００１９】（１）双方向通信検出の構造的検出遅延が
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。
【００２０】（２）制御対象となる線形システムの入力
となる受話信号と、その応答である反響に音声が加わっ
た送話信号との音圧の相対比が変化しても本発明は影響
を受ける事なく良好な双方向通信検出を行う事ができ
る。
となる受話信号と、その応答である反響に音声が加わっ
た送話信号との音圧の相対比が変化しても本発明は影響
を受ける事なく良好な双方向通信検出を行う事ができ
る。
【００２１】（３）音響反響消去性能を劣化させずに、
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現し、コ
ストの低減化を図れる。
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現し、コ
ストの低減化を図れる。
【００２２】（４）誤差信号の閾値を近端雑音に影響さ
れない程度まで低く設定する事ができるので、高速な双
方向通信検出が可能となり、高性能な音響反響除去装置
を提供する事ができる。
れない程度まで低く設定する事ができるので、高速な双
方向通信検出が可能となり、高性能な音響反響除去装置
を提供する事ができる。
【００２３】（５）本双方向通信検出方式は学習同定法
を用いた適応アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパ
ラメータ推定アルゴリズムに対しても同等の性能を示す
汎用性の高い方式である。
を用いた適応アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパ
ラメータ推定アルゴリズムに対しても同等の性能を示す
汎用性の高い方式である。
【図１】本説明による音響反響除去装置の一構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】本説明に用いた有色信号入力時の擬似インパル
ス応答レジスタに格納された推定インパルス応答係数系
列の一例を示した図である。
ス応答レジスタに格納された推定インパルス応答係数系
列の一例を示した図である。
【図３】本説明に用いた有色信号入力時の擬似インパル
ス応答レジスタの双方向通信が発生した場合の推定イン
パルス応答係数系列の一例をを示した図である。
ス応答レジスタの双方向通信が発生した場合の推定イン
パルス応答係数系列の一例をを示した図である。
【図４】本説明に用いた三値の相関係数を与えた非線形
変換処理回路の変換特性の一例を示した図である。
変換処理回路の変換特性の一例を示した図である。
【図５】本説明に用いた双方向通信検出用論理積回路の
入出力特性のタイムチャートの一例を示した図である。
入出力特性のタイムチャートの一例を示した図である。
【図６】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響除
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
１ 受話信号入力端子 ２ 受話信号出力端子 ３ 可変係数フィルタ ４ 送話信号入力端子 ５ 減算回路 ６ 送話信号出力端子 ７ 修正量演算回路 ８ 受話信号入力レジスタ ９ 擬似インパルス応答レジスタ １０ 積和演算回路 １１ 双方向通信検出回路 １２ 第一の絶対値出力回路 １３ 第二の絶対値出力回路 １４ 第一の係数変換回路 １５ 第二の係数変換回路 １６ 減衰特性観測回路 １７ 非線形変換処理回路 １８ 一定区間移動積算回路 １９ 相関値比較回路 ２０ 論理積回路 ２１ 短時間移動平均電力演算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、前記受
話信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可
変係数デジタルフィルタと、前記可変係数デジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、前記擬似インパルス応答レジスタの内容と前記受話
信号入力端子からの受話信号を格納した受話信号入力レ
ジスタの内容との畳み込み積分演算を行う積和演算回路
と、前記積和演算回路により生成された擬似音響反響と
前記送話信号入力端子より入力される音響反響との差分
値をとる減算回路と、前記減算回路で算出され出力され
る誤差信号と、前記可変係数デジタルフィルタが前記反
響の近似値を供給するように前記擬似インパルス応答レ
ジスタの係数系列をＮ個のブロックに分けて、Ｍ回で係
数系列全体が自動的に更新されるように制御を行う係数
修正量演算回路と、通信回線上で双方向通信が発生した
時その状態を検出するための双方向通信検出回路とで構
成される音響反響除去装置において、前記擬似インパル
ス応答レジスタの第一番目ブロックの各係数の絶対値を
求める第一の絶対値を求める第一の絶対値出力回路と、
前記擬似インパルス応答レジスタの第二番目ブロックの
各係数の絶対値を求める第二の絶対値出力回路と、前記
第一の絶対値出力回路の出力が内挿閾値［Ｓ１］よりも
小さければ“０”とし、内挿閾値［Ｓ１］よりも大きけ
れば“１”として、“１”の総数を出力する第一の係数
変換回路と、前記第二の絶対値出力回路の出力が内挿閾
値［Ｓ１］よりも小さければ“０”とし、内挿閾値［Ｓ
１］よりも大きければ“１”として、“１”の総数を出
力する第二の係数変換回路と、前記第一の係数変換回路
と前記第二の係数変換回路との出力の差が内挿閾値［Ｓ
２］よりも小さければ“０”を出力し、内挿閾値［Ｓ
２］よりも大きければ“１”を出力するよう設定された
減衰特性観測回路と、前記誤差信号の信号振幅が内挿閾
値［＋Ｓ３］以上もしくは内挿閾値［―Ｓ３］以下の場
合には“１”を出力し、前記誤差信号の信号振幅が内挿
閾値［＋Ｓ３］と内挿閾値［―Ｓ３］との間にある場合
には“０”を出力する非線形変換処理回路と、前記非線
形変換処理回路の“１”と“０”からなる二値系列の一
定区間中に存在する“１”の数をステップ毎一定区間を
移動させながら出力する一定区間移動積算回路と、前記
一定区間移動積算回路の出力が内挿閾値［Ｓ４］よりも
小さければ“０”を出力し、内挿閾値［Ｓ４］よりも大
きければ“１”を出力するよう設定された相関値比較回
路と、前記減衰特性観測回路の出力を第一の入力とし、
前記相関値比較回路の出力を第二の入力とした論理積回
路と、前記論理積回路から“１”が出力された場合に前
記係数修正量演算回路の動作を停止し、“０”が出力さ
れた場合に前記係数修正量演算回路の動作を続行して係
数更新が行われることを特徴とする音響反響除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27187893A JP3145547B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27187893A JP3145547B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07131387A JPH07131387A (ja) | 1995-05-19 |
| JP3145547B2 true JP3145547B2 (ja) | 2001-03-12 |
Family
ID=17506166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27187893A Expired - Fee Related JP3145547B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3145547B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9382726B2 (en) | 2013-04-23 | 2016-07-05 | Joseph Nordlinger | Fence apparatus |
| US11609037B2 (en) | 2016-04-15 | 2023-03-21 | Whirlpool Corporation | Vacuum insulated refrigerator structure with three dimensional characteristics |
-
1993
- 1993-10-29 JP JP27187893A patent/JP3145547B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9382726B2 (en) | 2013-04-23 | 2016-07-05 | Joseph Nordlinger | Fence apparatus |
| US11609037B2 (en) | 2016-04-15 | 2023-03-21 | Whirlpool Corporation | Vacuum insulated refrigerator structure with three dimensional characteristics |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07131387A (ja) | 1995-05-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090105 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |