JP3206498B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマグネトロンを用い
た高周波加熱装置のマグネトロンの駆動用電源に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波加熱装置は図１５に示され
るように、一石式電圧共振型回路と呼ばれる回路構成を
用いている。５１は商用電源、５２は全波整流からなる
整流器で商用電源を整流して直流電源を構成する。５３
および５４はコンデンサ、５５は第１の巻線５６と第２
の巻線５７と第３の巻線５８とからなるリーケージ型ト
ランス、５９は半導体スイッチング素子、６０はマグネ
トロン、６４はマグネトロン６０のヒーター、６５はマ
グネトロン６０のヒーター６４と第３の巻線５８との間
に直列に接続されるコイルである。第１の巻線５６よ
り、第３の巻線５８へ電力が伝達され、マグネトロン６
０のヒーター６４にコイル６５を介してヒーター電流を
供給する。６１は半導体スイッチング素子５９を駆動す
る駆動回路である。リーケージ型トランス５５の第１の
巻線５６とコンデンサ５４とが共振回路を構成し、この
作用により、半導体スイッチング素子５９の電圧波形が
正弦波状になる。半導体スイッチング素子５９のコレク
タ電圧と電流波形は、図１７（ａ）、（ｂ）に示される
ようになる。

【０００３】この共振回路の効果は、電圧がゼロになっ
てから電流が流れ始めるので、オン時のスイッチング損
失が（電圧と電流とが重なり合う部分）低減される。オ
フ時には電流は急峻に切れるが、電圧が正弦波状に立上
るので、その傾きは緩やかになり、オフ時のスイッチン
グ損失が低減される。このように、共振型回路は半導体
スイッチング素子のスイッチング損失を低減する効果を
有する。

【０００４】図１５の駆動回路６１は半導体スイッチン
グ素子５９のコレクタ電圧が零になったタイミングでオ
ン信号を与える必要があるので、コレクタの電圧とコン
デンサ５３の電圧を比較する比較回路６２とを設けて、
コレクタ電圧とコンデンサ電圧との交点の検知を行って
いる。この回路部は、コレクタ電圧とコンデンサ５３の
電圧とを比較することにより、コレクタ電圧の零電圧近
傍を検知し、その信号を駆動回路６１に伝え、所定の周
波数で半導体スイッチング素子５９を駆動する駆動信号
をつくる。

【０００５】マグネトロン６０のヒーター６４はマグネ
トロン６０のカソードを兼ね、ヒーター電流によって２
０００Ｋ前後の高温となり、ヒーター６４からは熱電子
が放出される。ヒーター６４が電子を放出するための適
正な温度は１９００Ｋ〜２１００Ｋである。１９００Ｋ
以下ではヒーター温度が低くなるため、電子の放出能力
不足によるモーディング現象が発生し易く、このためマ
グネトロン６０の寿命が著しく低下する。２１００Ｋ以
上では、ヒーター６４の変質現象が起こり、１９００Ｋ
以下の場合と同様に寿命が著しく低下する。また、マグ
ネトロン６０は約−４ｋＶ以上で発振を開始するカット
オフ電圧を持ち、発振すると約３００Ωの低インピーダ
ンスとなる。約−４ｋＶ以下の電圧では、マグネトロン
６０は発振せず、そのインピーダンスは１０ＭΩ以上の
値となる。

【０００６】図１６にマグネトロン６０の起動状態から
発振状態に至るまでの動作を示す。半導体スイッチング
素子５９がオンし、リーケージ型トランス５５の第１の
巻線５６に電流が流れ、第３の巻線５８に電圧が印加さ
れると、ヒーター電流（同図（ｂ））が流れはじめ、同
図（ｃ）の様に、マグネトロン６０のヒーター６４の温
度が上昇してくる。ヒーター６４の温度がマグネトロン
６０の発振する１９００Ｋ〜２１００Ｋの範囲にまで上
昇すると、同図（ａ）の様に、起動の領域から発振領域
へと移行し、マグネトロン６０が発振する。

【０００７】以上のようにマグネトロン６０が発振する
条件としては、十分なヒーター電流によってヒーター６
４が適性な温度に保たれ、かつ、カットオフ電圧以上の
電圧が印加されると発振が行われる。

【０００８】図１７において、半導体スイッチング素子
５９のオン期間（状態イ）にリーケージ型トランス５５
の第１の巻線５６に電流が流れ、第２の巻線５７、第３
の巻線５８それぞれに電圧が発生する。第３の巻線５８
に発生する電圧により、マグネトロン６０のヒーター６
４にコイル６５を介して、マグネトロン６０の発振に必
要なヒーター電流を供給する。そして、第２の巻線５７
に発生する電圧と整流回路６３のコンデンサに蓄えられ
た初期電圧とが足し合わされ、マグネトロン６０を負の
電圧で付勢し、ヒーター電流によってヒーター６４の温
度が適正な温度になるとマグネトロン６０が発振し、付
勢されたマグネトロン６０はマイクロ波を発生し、食品
の加熱を行う。半導体スイッチング素子５９がオフする
とリーケージ型トランス５５の第１の巻線５６を流れて
いた電流は、コンデンサ５４に向かって流れ始め共振動
作を開始する（状態ロ）。このとき、リーケージ型トラ
ンス５５の第２の巻線５７は、整流回路６３のコンデン
サの充電を行う。半導体スイッチング素子５９の電圧波
形および、第１の巻線５６の電圧波形は同図（ｂ）、
（ｃ）のようになる。

【０００９】図１８（ａ）は商用電源５１の波形で５０
Ｈｚもしくは６０Ｈｚの周波数を持つ。同図（ｂ）は商
用電源５１から供給される入力電流波形で、同図（ｃ）
は商用電源５１を整流器５２で整流して得られる直流電
源の出力電圧Ｖ１である。

【００１０】コンデンサ５３は、前記直流電源の出力電
圧Ｖ１を整流する効果があるが、容量値が小さいので平
滑度合いは小さく、図１８（ｃ）に示されるように、電
圧Ｅの商用電源５１の周期と同じ周期で大きなリップル
を持つ波形となる。このような程度の平滑度合いにする
ことにより、入力電流の波形歪みを少ないものとするこ
とができる。

【００１１】半導体スイッチング素子５９は２０ｋＨｚ
程度の周波数で動作しているので、コンデンサ５３には
図１８（ｄ）で示される前記周波数の共振電流が流れ
る。しかしながら、この周波数の電流は、コンデンサ５
３とインダクタ６６とのフィルタ作用により、商用電源
５１の電流には重畳しないようになっている。

【００１２】前述したように、本回路は一石式電圧共振
型回路を用いているので、半導体スイッチング素子５９
の零電圧のタイミングで駆動信号を与える必要がある。
しかしながら、図１８（ｃ）の波形図で示したように、
コンデンサ５４とリーケージ型トランス５５の第１の巻
線５６とで構成される共振回路と、半導体スイッチング
素子５９の直列回路に印加する電圧Ｖ１は、ほぼ零か
ら、

【００１３】

【数１】

【００１４】Ｅ：商用電源電圧 まで変化する大きなリップルを持つものである。従っ
て、電圧Ｖ１が低い期間はリーケージ型トランスで昇圧
してもマグネトロン６０のカットオフ電圧に達しない。
このときのマグネトロン６０のインピーダンスは前述し
たように、高いインピーダンスを持つ。電圧Ｖ１の高い
ところはカットオフ電圧に達するので、マグネトロン６
０のインピーダンスは低くなる。このように、電圧Ｖ１
の大きさにより、マグネトロン６０のインピーダンスが
大きく変化するので、その影響は、零電圧でのスイッチ
ング動作に影響を与える。すなわち、零電圧になるタイ
ミングは電圧Ｖ１の大きさにより異なるので、電圧Ｖ１
の大きさによって動作周波数が図１８（ｅ）のように変
化することになる。

【００１５】従って、前述したように駆動回路６１は半
導体スイッチング素子５９のコレクタ電圧が零になった
タイミングでオン信号を与える必要があるので、コレク
タの電圧とコンデンサ５３の電圧を比較する比較回路６
２とを設けて、コレクタ電圧とコンデンサ電圧との交点
の検知を行うことにより、コレクタ電圧の零電圧近傍を
検知し、その信号を駆動回路６１に伝え、所定の周波数
で半導体スイッチング素子５９を駆動するということが
不可欠である。その結果、動作周波数は電圧Ｖ１によっ
て図１８（ｅ）に示されるように変化するようになる。

【００１６】図１７の（ａ）、（ｂ）は電圧Ｖ１のピー
ク点での半導体スイッチング素子５９のコレクタ電流と
コレクタ電圧を表した波形図である。同図（ｂ）のコレ
クタ電圧Ｖ２は商用電源電圧Ｅに対して、４倍程度の電
圧を時間ｔ２の期間発生する。これは共振回路の作用に
よるものである。この電圧の値は、次のようにして求ま
る。半導体スイッチング素子５９が動作している時に、
リーケージ型トランス５５の第１の巻線５６に流れる電
流をＩＬとすると、蓄えられるエネルギーは、 ＷＬ＝（ＩＬ2×Ｌ１）／２ （２） Ｌ１：第１の巻線のインダクタンス と表される。半導体スイッチング素子５９がオフする
と、リーケージ型トランス５５の第１の巻線５６からコ
ンデンサ５４に向かって電流が流れ始め、第１の巻線５
６のエネルギーがコンデンサ５４に移るので、次式が成
り立つ。

【００１７】ＷＬ＝ＣＶ2／２＋α （３） Ｃ：コンデンサ５４の容量 α：整流回路６３のコンデンサを充電するエネルギー この式から電圧Ｖは、

【００１８】

【数２】

【００１９】で求められる。

【００２０】また、マグネトロン起動時には、マグネト
ロン６０のヒーター６４に十分なヒーター電流を供給し
なければならないため、マグネトロン６０と第３の巻線
５８との間に直列に接続されるコイル６５のインピーダ
ンスを低くする必要性がある。コイル６５のインピーダ
ンスは、 Ｚ＝ωＬ＝２πｆＬ・・・（５） Ｌ：コイルのインダクタンス ｆ：駆動回路の動作周波数 で表される。ｆを小さくすればコイル６５のインピーダ
ンスが下がり、マグネトロン発振に必要かつ十分なヒー
ター電流を供給することができる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
マグネトロン駆動電源は一石式電圧共振型回路を用いて
いるので、共振回路の作用により、半導体スイッチング
素子に印加する電圧が電源電圧Ｅの４倍程度になり、そ
の発生期間ｔ２は共振回路の共振定数によって決まって
しまう。また、前述したようにマグネトロンの起動時に
は十分なヒーター電流が必要なため、コイルのインピー
ダンスを小さくする必要性が生じてくる。そのためには
式（５）より駆動回路の動作周波数を低くしなければな
らない。半導体スイッチング素子のコレクタ電圧の発生
期間は共振回路の共振定数によって固定されるため、動
作周波数を低くするためには、半導体スイッチング素子
を流れるコレクタ電流の発生期間ｔ１を大きくしなけれ
ばならない。ここで、 ｉ＝Ｅ／Ｌ１＊ｔ１・・・（６） ｉ：コレクタ電流 Ｅ：商用電源電圧 Ｌ１：第１の巻線のインダクタンス ｔ１：コレクタ電流発生期間 より、ｔ１が大きくなればコレクタ電流ｉが大きくな
り、式（２）＝式（３）とおいた時、 （ＩＬ2×Ｌ１）／２＝ＣＶ2／２＋α （ｉ＝ＩＬ） となり、コレクタ電圧Ｖも増加してしまう。さらに、第
１の巻線と第２の巻線の巻数と電圧の関係式は、 ｎ２／ｎ１＝ＶＬ２／ＶＬ１・・・（７） ｎ１：第１の巻線の巻数 ｎ２：第２の巻線の巻数 ＶＬ１：第１の巻線の電圧 ＶＬ２：第２の巻線の電圧 で表される。コレクタ電圧と第１の巻線電圧との関係は
図１７（ｂ）、（ｃ）のように密接な関係を有してい
る。コレクタ電圧Ｖが増加すると第１の巻線電圧が増加
し、式（７）より、第２の巻線電圧も必然的に増加して
しまう。十分なヒーター電流を得るためには、マグネト
ロン起動時に必要以上のコレクタ電圧と第２の巻線電圧
が発生する。これにより、半導体スイッチング素子の耐
圧を十分高くし、かつ第２の巻線電圧が印加される整流
回路の各部品の耐圧も十分高いものにしなければならな
く、また、マグネトロンの起動時間が長いという課題を
有していた。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、商用電源を整流して得られる直流電源と、
マグネトロンと、前記マグネトロンに高電圧を供給する
ための、前記直流電源に接続される第１の巻線と第２の
巻線および第３の巻線とを備えるリーケージ型トランス
と、前記リーケージ型トランスの１次側の第１の巻線に
接続した第１及び第２のコンデンサと、前記第１のコン
デンサに接続され、前記第１の巻線に直列に接続した第
1の半導体スイッチング素子と、前記第１の巻線に接続
された、前記第２のコンデンサと第２の半導体スイッチ
ング素子との直列接続と、前記第１の半導体スイッチン
グ素子と前記第２の半導体スイッチング素子とを駆動す
る駆動回路と、前記第２の巻線と前記マグネトロンとに
接続される整流回路と、前記第３の巻線と前記マグネト
ロンのヒーターとの間に直列に接続されるコイルとを備
え、前記第２のコンデンサは前記第１のコンデンサより
も容量が大きく設定されると共に、前記第２の半導体ス
イッチング素子に、第１の半導体スイッチング素子の駆
動信号の反転信号に遅れ時間を持たせた信号を与えるこ
とにより、前記第２の半導体スイッチング素子のオン時
間を任意に調整できるようにし、前記マグネトロン起動
時に、前記駆動回路から前記第１の半導体スイッチング
素子、第２の半導体スイッチング素子に与えるパルス信
号の周波数を低減し、前記第１の半導体スイッチング素
子に与えるパルス信号のオン時間を、前記第２の半導体
スイッチング素子に与えるオン時間よりも短くする構成
とすることにより、従来回路では、共振回路によって決
まり、調整できなかった第１の半導体スイッチング素子
のオフ時間を任意に調整でき、マグネトロン起動時の動
作周波数を低減することができるので、マグネトロンの
ヒーターと第３の巻線との間に接続されるコイルのイン
ピーダンスが低減することができ、マグネトロン発振に
必要かつ十分なヒーター電流が得られ、マグネトロンの
起動に要する時間の短縮が実現できる。

【００２３】

【発明の実施の形態】本発明は、商用電源を整流して得
られる直流電源と、マグネトロンと、前記マグネトロン
に高電圧を供給するための、前記直流電源に接続される
第１の巻線と第２の巻線および第３の巻線とを備えるリ
ーケージ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１
次側の第１の巻線に接続した第１及び第２のコンデンサ
と、前記第１のコンデンサに接続され、前記第１の巻線
に直列に接続した第1の半導体スイッチング素子と、前
記第１の巻線に接続された、前記第２のコンデンサと第
２の半導体スイッチング素子との直列接続と、前記第１
の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチ
ング素子とを駆動する駆動回路と、前記第２の巻線と前
記マグネトロンとに接続される整流回路と、前記第３の
巻線と前記マグネトロンのヒーターとの間に直列に接続
されるコイルとを備え、前記第２のコンデンサは前記第
１のコンデンサよりも容量が大きく設定されると共に、
前記第２の半導体スイッチング素子に、第１の半導体ス
イッチング素子の駆動信号の反転信号に遅れ時間を持た
せた信号を与えることにより、前記第２の半導体スイッ
チング素子のオン時間を任意に調整できるようにし、前
記マグネトロン起動時に、前記駆動回路から前記第１の
半導体スイッチング素子、第２の半導体スイッチング素
子に与えるパルス信号の周波数を低減し、前記第１の半
導体スイッチング素子に与えるパルス信号のオン時間
を、前記第２の半導体スイッチング素子に与えるオン時
間よりも短くすることで、マグネトロン起動時の動作周
波数を低減することができるので、前記マグネトロンの
前記ヒーターと前記第３の巻線との間に接続されるコイ
ルのインピーダンスが低減するため、前記マグネトロン
のヒーターに必要かつ十分なヒーター電流が得られ、前
記マグネトロンの起動に要する時間の短縮が実現でき
る。

【００２４】また請求項２記載の発明は、請求項１記載
の発明に加えて、第１の巻線電圧を基準信号と比較し駆
動回路に信号を出力する比較回路を備え、第１の半導体
スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子のオ
ン時間比率を変えて、前記第１の巻線電圧が所定値にな
るように、前記比較回路から前記駆動回路を制御する構
成とすることにより、前記第１の半導体スイッチング素
子の耐圧を低くでき、前記第２の巻線に発生する電圧も
低くなるため、前記整流回路の各部品の耐圧も低くでき
る。さらに、前記マグネトロンの前記ヒーターと前記第
３の巻線との間に接続されるコイルのインピーダンスが
低減するため、マグネトロン発振に必要かつ十分なヒー
ター電流が得られ、前記マグネトロンの起動に要する時
間の短縮が実現できる。

【００２５】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。

【００２６】（実施例１） 図１は本発明の実施例のマグネトロン駆動用電源の回路
図である。

【００２７】図１において、１は直流電源、７は第１の
コンデンサ、８は第２のコンデンサ、９は第２の半導体
スイッチング素子、６は第１の半導体スイッチング素
子、１０は駆動回路、５は第１の巻線２、第２の巻線
３、第３の巻線４からなるリーケージ型トランス、１１
は全波倍電圧整流回路、１２はマグネトロン、１３はコ
イル、１４はヒーターである。

【００２８】駆動回路１０は、所定周波数とデューティ
ーの信号を発生し、第１の半導体スイッチング素子６と
第２の半導体スイッチング素子９に駆動信号を与えてい
る。第２の半導体スイッチング素子９には、第１の半導
体スイッチング素子６の駆動信号の反転信号に遅れ時間
を持たせた信号が与えられている。

【００２９】この回路の動作について図２および図３を
参照して説明する。まず、第１の半導体スイッチング素
子６がオンしている場合、直流電源１以降の主要回路部
分の等価回路は図２（ａ）のようになり、コレクタ電流
Ｉｃがリーケージ型トランス５の第１の巻線２を通って
第３のコンデンサ１７から供給される（図３（ａ）状態
イ）。この時、リーケージ型トランス５の第３の巻線４
に電力が伝達され、ヒーター１４にコイル１３を介して
ヒーター電流を供給しはじめる。また、第２の巻線３の
出力は全波倍電圧整流回路１１のコンデンサ１６を充電
し始める。コンデンサ１５には初期電圧Ｖ２が蓄えられ
ているので、コンデンサ１６の電圧Ｖ３とが、 Ｖ２＋Ｖ３＞Ｖｃｕｔ・・・（８） Ｖｃｕｔ：マグネトロンのカットオフ電圧 の関係になり、ヒーター１４の温度がヒーター電流によ
って適正な温度になっているとマグネトロン１２を発振
させることができる。

【００３０】第１の半導体スイッチング素子６がオフす
ると、等価回路は図２（ｂ）のようになり、リーケージ
型トランス５の第１の巻線２に流れていた電流は第１の
コンデンサ７に向かって流れ始める。このとき、リーケ
ージ型トランス５の第２の巻線３の出力はコンデンサ１
５の充電を始める（図３（ａ）の状態ロ）。このとき、
式（８）を満たすと、再びマグネトロン１２は発振を開
始する。リーケージ型トランス５の第１の巻線２の電流
は図３（ｄ）のようになる。第１の半導体スイッチング
素子６の電圧は同図（ｃ）のようになる。この電圧が第
２のコンデンサ８の初期電圧に到達すると、第２の半導
体スイッチング素子９を構成するダイオードがオンし、
第２のコンデンサ８の充電が開始される。このときの等
価回路は図２（ｃ）のようになる。第２のコンデンサ８
は第１のコンデンサ７に比べて、その容量値を大きくし
てあるので、第１の半導体スイッチング素子６の電圧の
傾きが、急激に緩やかになり図３（ｄ）の状態ハに移行
する。リーケージ型トランス５の第１の巻線２から第２
のコンデンサ８に向かって流れていた電流が、反対に、
第２のコンデンサ８から第１の巻線に向かって流れるよ
うになると状態ニに移行する。この時点で、第２の半導
体スイッチング素子９を構成するトランジスタをオンさ
せておく必要がある。任意の時間Ｔ１で第２の半導体ス
イッチング素子９を構成するトランジスタを遮断する
と、第１のコンデンサ７からリーケージ型トランス５の
第１の巻線に向かって電流が流れ始める状態ホに移行す
る。この時の第１の半導体スイッチング素子６の電圧の
傾きは急になり、第１のコンデンサ７の持つエネルギー
によって零に向かって下がっていく。この電圧が零にな
った時点で、第１の半導体スイッチング素子６を再び駆
動させると、状態イから同様な動作を繰り返すことにな
り、スイッチング損失を低減させるスイッチング動作が
実現できる。以降状態イ〜状態ホを繰り返すが、連続的
に第３の巻線４からヒーター１４へヒーター電流は供給
され続け、適正なヒーター温度を維持している。

【００３１】図４（ａ）は商用電源の電圧波形で５０も
しくは６０Ｈｚの周波数を持つ。同図（ｂ）は商用電源
から供給される入力電流波形で、同図（ｃ）は商用電源
を整流器で整流して得られる直流電源１の出力電圧であ
る。

【００３２】第３のコンデンサ１７は、前記直流電源の
出力電圧を整流する効果があるが、容量値が小さいので
平滑度合いは小さく、図４（ｃ）に示されるように、電
圧Ｅの商用電源の周期と同じ周期で大きなリップルを持
つ波形Ｖ１となる。このような程度の平滑度合いにする
ことにより、入力電流の波形歪みを少ないものとするこ
とができる。

【００３３】第１の半導体スイッチング素子６は数１０
ｋＨｚ程度の周波数で動作しているので、第３のコンデ
ンサ１７には図４（ｄ）で示される前記周波数の振動電
流が流れる。しかしながら、この周波数の電流は、第３
のコンデンサ１７とインダクタ１７とのフィルタ作用に
より、入力電流には重畳しないようになっている。前述
したように、本回路は第２の半導体スイッチング素子９
を構成するトランジスタのオン時間Ｔ１を任意に設定す
ることができることを特長としている。第１の半導体ス
イッチング素子６の零電圧でのスイッチングを実現する
には、たとえば図３における領域ホの動作が重要となっ
てくる。第１の半導体スイッチング素子６の電圧が零に
向かって下がっていくのは、第１のコンデンサ７の持つ
エネルギーによって決まってくるので、第１の半導体ス
イッチング素子６の電圧が零に到達するだけのエネルギ
ーを第１のコンデンサ７に蓄えておく必要がある。エネ
ルギーは式（３）で表されるが容量値Ｃは不変であるの
で、エネルギーを電圧に置き換えることができる。第１
のコンデンサ７の電圧は第２のコンデンサ８の電圧によ
って決まる。すなわち、第２の半導体スイッチング素子
９を構成するトランジスタのオン時間で決定することが
できる。従って、第１の半導体スイッチング素子６を電
圧Ｖ１の変化に対して一定周波数で動作させても、第２
の半導体スイッチング素子９を構成するトランジスタの
オン時間を調整することにより、第１のコンデンサ７に
第１の半導体スイッチング素子６の零電圧ができるだけ
のエネルギーを蓄えておくことができる。

【００３４】このように、従来の回路構成では実現でき
なかった第１の半導体スイッチング素子６のオフ時間、
言い換えれば、第２の半導体スイッチング素子９のオン
時間を任意に設定でき、マグネトロン起動時の動作周波
数を低減することができるので、マグネトロン１２のヒ
ーター１４と第３の巻線４との間に接続されるコイル１
３のインピーダンスが低減され、マグネトロン起動に必
要かつ十分なヒーター電流が得られ、マグネトロン１２
の起動に要する時間を短縮することができる。

【００３５】（実施例２） 図５において、図１と同等な要素には同じ符号を用いて
いる。また基本的な回路動作は実施例１と同様である。
１９は第１の半導体スイッチング素子６の電圧値とある
基準となる電圧値を比較し、その出力信号を駆動回路１
０に出力する比較回路である。この比較回路１９の出力
信号により、第１の半導体スイッチング素子６と第２の
半導体スイッチング素子９に与えるパルス信号を設定
し、第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体ス
イッチング素子９のオン時間比率を、第１の巻線２の電
圧が所定値になるように駆動回路１０が第１の半導体ス
イッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子９を
制御する構成となっている。このように、従来の回路構
成では実現できなかった第１の半導体スイッチング素子
６と第２の半導体スイッチング素子９のオン時間比率
を、第１の巻線２の電圧が所定値になるよう制御できる
ので、第１の半導体スイッチング素子の耐圧を低くで
き、第２の巻線３から全波倍電圧整流回路１１へ印加さ
れる電圧も低く抑えられるため、全波倍電圧整流回路１
１の各部品の耐圧も低くできる。さらに、第１の半導体
スイッチング素子６のオフ時間、言い換えれば、第２の
半導体スイッチング素子９のオン時間を任意に設定で
き、マグネトロン起動時の動作周波数を低減することが
できるので、マグネトロン１２のヒーター１４と第３の
巻線４との間に接続されるコイル１３のインピーダンス
が低減され、マグネトロン起動に必要かつ十分なヒータ
ー電流が得られ、マグネトロン１２の起動に要する時間
を短縮することができる。

【００３６】（実施例３） 図７において、図１と同等な要素には同じ符号を用いて
いる。

【００３７】リーケージ型トランス５の第２の巻線３の
出力は半波倍電圧整流回路３０により整流され、この直
流電圧でマグネトロン１２を付勢する。図８（a）は第
１の半導体スイッチング素子６の電流波形、同図（b）
は第１の巻線２の電流波形、同図（c）は第１の半導体
スイッチング素子６の電圧波形、同図（d）は第１の巻
線２の電圧波形である。第１の半導体スイッチング素子
６がオンしているとき（図８の状態イ）、リーケージ型
トランス５の第１の巻線２に電流が流れ、第２の巻線３
に図７の矢印の方向に電圧が発生し、この電圧と半波倍
電圧整流回路３０のコンデンサに蓄えられている電圧と
が足されて、マグネトロン１２を付勢する。第１の半導
体スイッチング素子６がオフすると、リーケージ型トラ
ンス５の第１の巻線２に流れていた電流が、第１のコン
デンサ７に向かって流れ始め（図８の状態ロ）、このコ
ンデンサの電圧が第２のコンデンサ８の初期電圧に達し
たら第２のコンデンサ８にも電流が流れ始めることによ
り図８の状態ハは、第１の半導体スイッチング素子６に
印加する電圧がクランプする事は第１の実施例と同様で
ある。第２のコンデンサ８からリーケージ型トランス５
の１次側に向かって電流が流れ始め（図８の状態ニ）、
任意の時間Ｔ１で第２の半導体スイッチング素子９をオ
フさせると、第１のコンデンサ７からだけの電流とな
り、第１の半導体スイッチング素子６の電圧が急な傾き
で、零に向かって下がる（図８の状態ホ）。この状態ロ
から状態ホの期間に、リーケージ型トランス５の第２の
巻線３に発生する電圧により、半波倍電圧整流回路３０
のコンデンサが充電される。

【００３８】（実施例４） 図９において、図１と同等な要素には同じ符号を用いて
いる。

【００３９】リーケージ型トランス５の第２の巻線３の
出力は全波整流回路３１により整流され、この直流電圧
でマグネトロン１２を付勢する。図８（a）は第１の半
導体スイッチング素子６の電流波形、同図（b）は第１
の巻線２の電流波形、同図（c）は第１の半導体スイッ
チング素子６の電圧波形、同図（d）は第１の巻線２の
電圧波形である。第１の半導体スイッチング素子６がオ
ンしているとき（図８の状態イ）、リーケージ型トラン
ス５の第１の巻線２に電流が流れ、第２の巻線３に図７
の矢印の方向に電圧が発生し、マグネトロン１２を付勢
する。第１の半導体スイッチング素子６がオフすると、
リーケージ型トランス５の第１の巻線２に流れていた電
流が、第１のコンデンサ７に向かって流れ始め（図８の
状態ロ）、このコンデンサの電圧が第２のコンデンサ８
の初期電圧に達したら第２のコンデンサ８にも電流が流
れ始めることにより（図８の状態ハ）、第１の半導体ス
イッチング素子６に印加する電圧がクランプする事は第
１の実施例と同様である。第２のコンデンサ８からリー
ケージ型トランス５の１次側に向かって電流が流れ始め
（図８の状態ニ）、任意の時間Ｔ１で第２の半導体スイ
ッチング素子９をオフさせると、第１のコンデンサ７か
らだけの電流となり、第１の半導体スイッチング素子６
の電圧が急な傾きで、零に向かって下がる（図８の状態
ホ）。この状態ロから状態ホの期間に、リーケージ型ト
ランス５の第２の巻線３に発生する電圧により、全波整
流回路３１で整流されマグネトロン１２を付勢する。

【００４０】（実施例５） 図１１において、図５と同等な要素には同じ符号を用い
ている。

【００４１】リーケージ型トランス５の第２の巻線３の
出力は半波倍電圧整流回路３２により整流され、この直
流電圧でマグネトロン１２を付勢する。図１２（a）は
第１の半導体スイッチング素子６の電流波形、同図
（b）は第１の巻線２の電流波形、同図（c）は第１の半
導体スイッチング素子６の電圧波形、同図（d）は第１
の巻線２の電圧波形である。第１の半導体スイッチング
素子６がオンしているとき（図１２の状態イ）、リーケ
ージ型トランス５の第１の巻線２に電流が流れ、第２の
巻線３に図７の矢印の方向に電圧が発生し、この電圧と
半波倍電圧整流回路３２のコンデンサに蓄えられている
電圧とが足されて、マグネトロン１２を付勢する。第１
の半導体スイッチング素子６がオフすると、リーケージ
型トランス５の第１の巻線２に流れていた電流が、第１
のコンデンサ７に向かって流れ始め（図１２の状態
ロ）、このコンデンサの電圧が第２のコンデンサ８の初
期電圧に達したら第２のコンデンサ８にも電流が流れ始
めることにより（図１２の状態ハ）、第１の半導体スイ
ッチング素子６に印加する電圧がクランプする事は第２
の実施例と同様である。第２のコンデンサ８からリーケ
ージ型トランス５の１次側に向かって電流が流れ始め
（図１２の状態ニ）、任意の時間Ｔ１で第２の半導体ス
イッチング素子９をオフさせると、第１のコンデンサ７
からだけの電流となり、第１の半導体スイッチング素子
６の電圧が急な傾きで、零に向かって下がる（図１２の
状態ホ）。この状態ロから状態ホの期間に、リーケージ
型トランス５の第２の巻線３に発生する電圧により、半
波倍電圧整流回路３２のコンデンサが充電される。

【００４２】（実施例６） 図１３において、図５と同等な要素には同じ符号を用い
ている。

【００４３】リーケージ型トランス５の第２の巻線３の
出力は全波整流回路３３により整流され、この直流電圧
でマグネトロン１２を付勢する。図１４（a）は第１の
半導体スイッチング素子６の電流波形、同図（b）は第
１の巻線２の電流波形、同図（c）は第１の半導体スイ
ッチング素子６の電圧波形、同図（d）は第１の巻線２
の電圧波形である。第１の半導体スイッチング素子６が
オンしているとき（図１４の状態イ）、リーケージ型ト
ランス５の第１の巻線２に電流が流れ、第２の巻線３に
図７の矢印の方向に電圧が発生し、マグネトロン１２を
付勢する。第１の半導体スイッチング素子６がオフする
と、リーケージ型トランス５の第１の巻線２に流れてい
た電流が、第１のコンデンサ７に向かって流れ始め（図
１４の状態ロ）、このコンデンサの電圧が第２のコンデ
ンサ８の初期電圧に達したら第２のコンデンサ８にも電
流が流れ始めることにより（図１４の状態ハ）、第１の
半導体スイッチング素子６に印加する電圧がクランプす
る事は第１の実施例と同様である。第２のコンデンサ８
からリーケージ型トランス５の１次側に向かって電流が
流れ始め（図１４の状態ニ）、任意の時間Ｔ１で第２の
半導体スイッチング素子９をオフさせると、第１のコン
デンサ７からだけの電流となり、第１の半導体スイッチ
ング素子６の電圧が急な傾きで、零に向かって下がる
（図１４の状態ホ）。この状態ロから状態ニの期間に、
リーケージ型トランス５の第２の巻線３に発生する電圧
により、全波整流回路３３で整流されマグネトロン１２
を付勢する。

【００４４】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、マグネト
ロン起動時の動作周波数を低減することができるので、
前記マグネトロンの前記ヒーターと前記第３の巻線との
間に接続されるコイルのインピーダンスが低減するた
め、マグネトロン発振に必要かつ十分なヒーター電流が
得られ、前記マグネトロンの起動に要する時間が短縮で
きるという効果を有する。

【００４５】また、第１の半導体スイッチング素子の耐
圧を低くでき、第２の巻線に発生する電圧も低くできる
ため、整流回路の各部品の耐圧も低くできるという効果
を有する。

【００４６】さらに、マグネトロンのヒーターと第３の
巻線との間に接続されるコイルのインピーダンスが低減
するため、マグネトロン発振に必要かつ十分なヒーター
電流が得られ、前記マグネトロンの起動に要する時間が
短縮できるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図２】（ａ）同マグネトロン駆動用電源の半導体スイ
ッチング素子がオンのときの要部等価回路図 （ｂ）同マグネトロン駆動用電源の半導体スイッチング
素子がオフのときの要部等価回路図 （ｃ）同マグネトロン駆動用電源のダイオードがオンし
第２のコンデンサ８の充電が開始されたときの要部等価
回路図

【図３】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波形
図

【図４】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部のエン
ベロープ波形図

【図５】本発明の実施例２の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図６】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波形
図

【図７】本発明の実施例３の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図８】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波形
図

【図９】本発明の実施例４の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図１０】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波
形図

【図１１】本発明の実施例５の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源の回路図

【図１２】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波
形図

【図１３】本発明の実施例６の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源の回路図

【図１４】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波
形図

【図１５】従来の高周波加熱装置のマグネトロン用駆動
用電源装置の回路図

【図１６】マグネトロンの起動領域から発振領域までの
動作波形図

【図１７】従来のマグネトロン駆動用電源の主要回路部
の波形図

【図１８】従来のマグネトロン駆動用電源の回路動作を
説明する波形図

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ 第１の巻線 ３ 第２の巻線 ４ 第３の巻線 ５ リーケージ型トランス ６ 第１の半導体スイッチング素子 ７ 第１のコンデンサ ８ 第２のコンデンサ ９ 第２の半導体スイッチング素子 １０ 駆動回路 １１ 整流回路 １２ マグネトロン １３ コイル １４ ヒーター １５ 比較回路

フロントページの続き (72)発明者 別荘 大介 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 安井 健治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−66893（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−199768（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−62787（ＪＰ，Ａ) 特開 昭49−70503（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源を整流して得られる直流電源と、
   マグネトロンと、前記マグネトロンに高電圧を供給する
   ための、前記直流電源に接続される第１の巻線と第２の
   巻線および第３の巻線とを備えるリーケージ型トランス
   と、前記リーケージ型トランスの１次側の第１の巻線に
   接続した第１及び第２のコンデンサと、前記第１のコン
   デンサに接続され、前記第１の巻線に直列に接続した第
   1の半導体スイッチング素子と、前記第１の巻線に接続
   された、前記第２のコンデンサと第２の半導体スイッチ
   ング素子との直列接続と、前記第１の半導体スイッチン
   グ素子と前記第２の半導体スイッチング素子とを駆動す
   る駆動回路と、前記第２の巻線と前記マグネトロンとに
   接続される整流回路と、前記第３の巻線と前記マグネト
   ロンのヒーターとの間に直列に接続されるコイルとを備
   え、前記第２のコンデンサは前記第１のコンデンサより
   も容量が大きく設定されると共に、前記第２の半導体ス
   イッチング素子に、第１の半導体スイッチング素子の駆
   動信号の反転信号に遅れ時間を持たせた信号を与えるこ
   とにより、前記第２の半導体スイッチング素子のオン時
   間を任意に調整できるようにし、前記マグネトロン起動
   時に、前記駆動回路から前記第１の半導体スイッチング
   素子、第２の半導体スイッチング素子に与えるパルス信
   号の周波数を低減し、前記第１の半導体スイッチング素
   子に与えるパルス信号のオン時間を、前記第２の半導体
   スイッチング素子に与えるオン時間よりも短くする構成
   とした高周波加熱装置。
2. 【請求項２】第１の巻線電圧を基準信号と比較し駆動回
   路に信号を出力する比較回路を備え、第１の半導体スイ
   ッチング素子と第２の半導体スイッチング素子のオン時
   間比率を変えて、前記第１の巻線電圧が所定値になるよ
   うに、前記比較回路から前記駆動回路を制御する構成と
   した請求項１記載の高周波加熱装置。