JP4503348B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波加熱に関するものであり、特にそのインバータ回路に関するものである。

高周波加熱装置に搭載されている従来の電源は重たくて、かつ大きいものであったので、その小型、軽量化が望まれてきた。このため、電源のスイッチング化による小型、軽量、低コスト化が現在の様々な分野で積極的に進められてきた。マグネトロンで発生されるマイクロ波により食品を調理する高周波加熱装置では、マグネトロンを駆動するための電源の小型化、軽量化が要求され、スイッチング化されたインバータ回路により実現された。

このうち、特に、本発明が対象としている高周波インバータ回路は、２石でブリッジのアームを構成したスイッチング素子を用いた共振型回路方式のものである（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−５８２５２号公報

１石型のトランジスタインバータ（オン・オフの幅制御）であれば、トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧１０００ボルト程度あるものを使う必要があるが、２石ブリッジ構成にすると、トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧はあまり必要としなくなる。したがってブリッジ構成にすると、トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧は６００Ｖ位でよいので、安価なトランジスタを使用することができるので有利である。この種のインバータにおいては、インダクタンスＬとキャパシタンスＣで共振回路を構成しており、そして共振周波数ｆ０をピークとした図１のような共振特性を持っている。

図１は本発明に係るインバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流対使用周波数特性を示す線図である。
周波数ｆ０がインバータ回路のＬＣ共振回路の共振周波数で、この周波数ｆ０より上の周波数範囲ｆ１〜ｆ３の電流−周波数特性曲線Ｉ１を使用している。
共振周波数ｆ０の時が電流Ｉ１は最大で、周波数範囲がｆ１からｆ３へ高くなってゆくにしたがって電流Ｉ１は減少する。周波数範囲ｆ１〜ｆ３のうち、低周波になるほど共振周波数に近づくので電流Ｉ１は増加し、したがって、リーケージトランスの２次側に流れる電流は大きくなる。逆に、周波数が高くなるほど共振周波数から遠ざかるので、リーケージトランスの２次側に流れる電流は小さくなる。非線形負荷である電子レンジを動作させるインバータ回路にあっては、この周波数を変えることにより出力を変えている。
マグネトロンの非線形負荷を使用する電子レンジは、後述するように入力される電源が商用電源のような交流の場合、スイッチング周波数を変化させている。
それぞれの高周波出力においても９０度および２７０度付近が最も高い周波数になるが、例えば電子レンジを２００Ｗで使用する場合はｆ３近傍に、５００Ｗの場合はそれより低く、１０００Ｗの場合はさらに低い周波数になる。当然であるが、入力電力または入力電流制御を行っているので、商用電源電圧、マグネトロン温度等の変化により、この周波数は変化している。
また、前記電源位相の０度および１８０度付近は、高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、共振電流が大きくなる共振周波数ｆ０近傍のｆ１近傍に設定することで商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、マグネトロンから電波が発せられる商用電源の位相幅を広くする設定にしている。

図２は特許文献１に記載の２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の１例を示している。図２において、高周波加熱装置は、直流電源１、リーケージトランス２、第１の半導体スイッチング素子６、第１のコンデンサ４、第２のコンデンサ５、第３のコンデンサ（平滑コンデンサ）１３、第２の半導体スイッチング素子７、駆動部８、全波倍電圧整流回路１０、およびマグネトロン１１とから構成されている。
直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶDCを、第２のコンデンサ５とリーケージトランス２の１次巻線３との直列回路に印加する。第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７とは直列に接続され、リーケージトランス２の１次巻線３と第２のコンデンサ５との直列回路は第２の半導体スイッチング素子７に並列に接続されている。

第１のコンデンサ４は第２の半導体スイッチング素子７に並列に接続されている。リーケージトランス２の２次巻線９で発生した高電圧出力は、全波倍電圧整流回路１０で直流の高電圧に変換されてマグネトロン１１のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス２の３次巻線１２は、マグネトロン１１のカソードに電流を供給する。

第１の半導体スイッチング素子６は、ＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。第２の半導体スイッチング素子７も同様にＩＧＢＴとダイオードとから構成されている。
当然であるが、前記第１、第２の半導体スイッチング素子６，７はこの種類に限定されるものではなく、サイリスタ、ＧＴＯスイッチング素子等を用いることもできる。

駆動部８は、その内部に第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の駆動信号をつくるための発振部を有し、この発振部で所定周波数とデューティの信号が発生され、第１の半導体スイッチング素子６に駆動信号を与えている。
第１および第２の半導体スイッチング素子６，７は交互に、また後述するデッドタイム作成手段により、第１および第２の半導体スイッチング素子６，７が共にオフしている期間、すなわちデッドタイムを設けて駆動される。第１あるいは第２の半導体スイッチング素子６，７の一方がターンオフした直後は、他方の半導体スイッチング素子の両端電圧は高いので、この時点でターンオンさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。デッドタイムを設けることにより、この両端電圧が約０Ｖに減少するまでターンオンが遅れるため、前記損失、ノイズが防止される。当然、逆の切り換わり時も同様の働きをする。

図３は、図２の回路が動作する各モードを示している。
また、図４は回路中の半導体スイッチング素子等の部品の電圧電流波形図を示している。
図において、（ａ）モード１は第１の半導体スイツチング素子６に駆動信号が与えられる。このとき電流は直流電源１からリーケージトランス２の１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れる。

（ｂ）モード２では第１の半導体スイッチング素子６がオフし、１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れていた電流は第１のコンデンサ４に向かって流れ始めると同時に第１の半導体スイッチング素子６の電圧が上昇する。

（ｃ）モード３では第１のコンデンサ４の電圧がＶDCから０Ｖに向かう。モード３では第１のコンデンサ４の両端電圧が０Ｖに達して、第２のスイッチング素子７を構成するダイオードがオンする。

（ｄ）モード４では共振により１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れていた電流の向きが反転するようになるので、この時点で第２の半導体スイッチング素子７がオンしている必要がある。モード２，３，４の期間は第１の半導体スイッチング素子６の電圧は直流電源電圧ＶDCと同等となる。欧州のように商用電源電圧が実効値２３０Ｖの地域は電圧ピークが√２倍になるので直流電源電圧ＶDCはおよそ３２５Ｖとなる。

（ｅ）モード５では第２の半導体スイッチング素子７がオフし、第２のコンデンサ５と１次巻線３に流れていた電流は第１のコンデンサ４に向かって流れ始め、第１のコンデンサ４の電圧がＶDCまで上昇する。

（ｆ）モード６では第１のコンデンサ４の電圧がＶDCに達して、第１の半導体スイッチング素子６を構成するダイオードがオンする。共振により１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れていた電流の向きが反転するようになり、この時点で第１の半導体スイッチング素子５をオンしておく必要あり、これがモード１となる。モード６，１の期間は第２の半導体スイッチング素子７の電圧は直流電源電圧ＶDCと同等となる。
この回路構成によれば第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７に印加する電圧の最大値を直流電源電圧ＶDCとすることができる。

モード２とモード５は１次巻線３からの電流が第１のコンデンサ４と第２のコンデンサ５に電流が流れる共振期間である。第１のコンデンサ４の容量値は第２のコンデンサ５の容量値の１／１０以下に設定しているので、合成容量は、ほぼ第１のコンデンサ４の容量値に近くなる。この合成容量とリーケージトランス３のインピーダンスとで決まる時定数で第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７に印加するモード３，５における電圧が変化する。この電圧変化が前記した時定数できまる傾きを持つことにより、第１の半導体スイッチング素子のモード３におけるオフ時のスイッチング損失が軽減される。

さらに、モード５では電圧がゼロになるので第１の半導体スイッチング素子のモード１におけるオン時は、第１の半導体スイッチング素子の印加電圧はゼロであるためオン時のスイッチング損失が低減される。これをゼロ電圧スイッチングと呼び、これらが共振回路方式の特徴であり、本方式はこの特徴を活かし、かつ、半導体スイッチング素子の電圧は直流電源電圧ＶDC以上にはならないという利点がある。第２のコンデンサ５は図４に示すように、その電圧がリップルの少ないものになるように十分大きな容量値に設定している。

ところで、図２のように、半導体スイッチング素子６と７の直列接続回路が直流電源１に並列に接続されているような２石でアームを構成するインバータ回路においては、半導体スイッチング素子６と７が交互にオン・オフを繰り返えすことで、リーケージトランス２の１次巻線３に高周波交流を発生させ、その２次巻線９に高圧高周波を誘導しているのであるが、半導体スイッチング素子６と７が同時にオンしている期間が一瞬たりともあってはならない。直流電源１の短絡が生じるからである。

そこで、従来から、半導体スイッチング素子６と７の一方の半導体スイッチング素子がターンオフしてから他方の半導体スイッチング素子がターンオンするまでに、半導体スイッチング素子６と７のどちらもオンとならない期間（デッドタイム、略してＤＴ）を必ず設けていた。

そこで、デッドタイムＤＴについて図４を用いて説明する。
図４は上記各モード１〜６における第１および第２の半導体スイッチング素子６、７（図２）と第１および第２のコンデンサ４、５の電圧、電流波形を示している。
（ａ）は上記各モード１〜６における第１の半導体スイッチング素子６の電流波形で、ｔ０時点から導通していた（したがって、（ｂ）で半導体スイッチング素子６のコレクタ・エミッタ間電圧はゼロ）半導体スイッチング素子６がモード１の終了時点ｔ１でターンオフ（電流ゼロになる）している。
一方、（ｄ）は第２の半導体スイッチング素子７の電圧波形で、ｔ０時点からオフであった半導体スイッチング素子７は、オン信号が加えられるモード３の開始時点ｔ２までオフが続く。
したがって、ｔ１時点からｔ２時点までの期間ＤＴ１は、第１の半導体スイッチング素子６および第２の半導体スイッチング素子７が共にオフとなっている。
この期間ＤＴ１がデッドタイムに要求される最小値であり、最大値はｔ１時点からｔ３時点までの期間であり、この範囲内においてデッドタイムが許容される。

同じく、（ｃ）のように、第２の半導体スイッチング素子７がｔ４時点でターンオフ（電流ゼロとなる）してから、（ａ）のように第１の半導体スイッチング素子６にオン信号が加えられるモード６の開始時点ｔ５までの期間ＤＴ２がデッドタイムに要求される最小値であり、最大値はｔ４時点からｔ６時点までの期間であり、この範囲内においてデッドタイムが許容される。
従来の２石インバータ回路においては、このデッドタイムＤＴは半導体スイッチング素子６、７のそれぞれのターンオン、ターンオフに重なりが生じない範囲を計算で求めて期間ＤＴ１，ＤＴ２としており、この値は固定であった。

ところが電子レンジのインバータ回路の場合、周波数が高い領域で駆動しているときは、一方の半導体スイッチング素子がターンオフした後、他方の半導体スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが０に落ちるまでの時間が長くなるので、上記一方の半導体スイッチング素子がターンオフした後、固定のデッドタイム経過後に上記他方の半導体スイッチング素子にターンオン信号を印加すると、上記他方の半導体スイッチング素子はコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが０に落ちない間にターンオンすることになりスイッチング周波数が高い場合、半導体スイッチング素子に熱損失が発生しうることがあり、半導体スイッチング素子の故障やスパイク電流の発生によりノイズの発生源となった。

この熱損失が発生しノイズの発生する理由を同じく図４を用いて説明する。
（ａ）において、半導体スイッチング素子６がｔ１時点でターンオフ（電流ゼロになる）しても、（ｄ）で他方の半導体スイッチング素子７の両端の電圧（実線）が０に下がるのに時間ｔ１−ｔ２を必要としている。したがって、ｔ２時点で他方の半導体スイッチング素子７にターンオン信号が加えられると、半導体スイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間の電圧が０に下がっているので、半導体スイッチング素子７は電圧からオン（導通）することとなり（これを「ゼロボルトスイッチング」と言う。）、熱損失やノイズの問題は生じない。

ところが、ＶDCの台形の傾きは共振の強さによって変わる。共振が強い（周波数が低い）と傾きが急で半導体スイッチング素子７の両端の電圧が早くゼロとなるが、共振が弱い（周波数が高くなる）と傾きが緩くなるので、ゼロボルトまで下がるのに時間がかかる。このように周波数が高い領域で駆動しているときは、共振周波数から離れているので、時定数が長くなって、（ｄ）において、他方の半導体スイッチング素子７の両端の電圧（点線で示す）が０に下がるまでの時間が長くなり、時間ｔ１−ｔ２の間に下がりきらず、時刻ｔ２を過ぎてもまだ所定の電圧（点線ＦのＶｔ２を参照）が加わっている。
したがって、通常通り、時点ｔ２で半導体スイッチング素子７にオン信号が加えられると、半導体スイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間に所定の電圧Ｖｔ２が加わったままでオンするので熱損失が発生した。また、大きなｄｖ／ｄｔの発生による急峻なスパイク電流が流れ、ノイズ源となった。

このようなハードスイッチング（電圧又は電流がゼロでなくても強制的に行うスイッチング）が行われても、デッドタイムは確保されているので、電源短絡といったような事故に繋がるものではなく、単にＩＧＢＴに熱損失が余分に発生するだけであり、しかしこれらの熱損失はヒートシンクで冷却されるので、これが生じてもインバータ動作は正常に続けられた。また、スパイク電流によるノイズは、大きな問題として取り上げられる値ではなかった。このため、従来のインバータ回路においては、ハードスイッチングの弊害については全く問題とされなかった。したがって、従来固定であったデッドタイムＤＴを変化させるようにして無駄なエネルギーが費やされることのない、半導体スイッチング素子の寿命に悪影響を及ぼさない、かつノイズの発生し難いインバータ回路も考えられている。
このような固定あるいは可変のデッドタイムを作成するデッドタイム作成回路を備えた高周波加熱装置において、高周波加熱装置を起動後マグネトロンの発振が安定するまでに所定の時間がかかった。
さらに、マグネトロンの発振が安定し定常移行する時に、主回路を流れる入力電流Ｉｉｎが規定値を超えるオーバーシュートが生じる現象が生じた。そして、主回路入力電流Ｉｉｎがオーバーシュートすると、ＩＧＢＴおよびマグネトロンが損傷する虞があるので、これらの保護のためにオーバーシュートを抑えることが急務であった。

そこで、本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、本発明の目的は、高周波加熱装置を起動した後、マグネトロンの発振が速く安定できるようにすることにある。
さらに、本発明の第２の目的は、マグネトロンの発振が安定して定常状態に移行する時に主回路の入力電流がオーバーシュートをしないようにできる高周波加熱装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１記載の高周波加熱装置の発明は、交流電源と該交流電源の電圧を整流する整流回路と該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとから成る直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端は前記直流電源の一端に接続されると共に、コンデンサを前記共振回路に並列に接続し、２個の半導体スイッチング素子が同時にオフするデッドタイムを設けながら２個の半導体スイッチング素子を交互にオン／オフスイッチングさせる駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備え、前記スイッチング周波数の高／低で前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が減少／増加する高周波加熱装置であって、前記駆動手段は、前記交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記制御信号作成回路の出力を振幅可変制御信号入力とし、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流波形信号の入力信号を振幅可変して発振周波数制御電圧信号に変換する周波数変調信号作成回路と、該発振周波数制御電圧信号の出力振幅に対応してその周波数が変化する搬送波を作成する発振回路と、該発振周波数制御電圧信号出力振幅に対応してそのオフセット電圧が変化する二つのデッドタイム制御信号を生成するデッドタイム作成回路と、前記搬送波と前記デッドタイム制御信号を比較・整形してデッドタイムを備えた二つのスイッチング素子のオン／オフパルスに変換する矩形波成型回路と、該オン／オフパルスを前記２個の半導体スイッチング素子に入力するスイッチング素子駆動回路と、を備え、前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記発振周波数制御電圧信号振幅を前記スイッチング周波数が低くなる極性であって、前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が増加する極性に変換する制御信号変換回路を備えたことを特徴とする。

請求項２記載の高周波加熱装置の発明は、交流電源と該交流電源の電圧を整流する整流回路と該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとから成る直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路の２組と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記２組の直列回路はそれぞれ前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記一方の直列回路の中点に、他端は他方の直列回路の中点に接続されると共に、前記２組の直列回路の各々において２個の半導体スイッチング素子が同時にオフするデッドタイムを設けながら２個の前記半導体スイッチング素子を交互にオン／オフスイッチングさせる駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備え、前記スイッチング周波数の高／低で前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が減少／増加する高周波加熱そうちであって、前記駆動手段は、前記交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記制御信号作成回路の出力を振幅可変制御信号入力とし、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流波形信号の入力信号を振幅可変して発振周波数制御電圧信号に変換する周波数変調信号作成回路と、該発振周波数制御電圧信号の出力振幅に対応してその周波数が変化する搬送波を作成する発振回路と、該発振周波数制御電圧信号出力振幅に対応してそのオフセット電圧が変化する二つのデッドタイム制御信号を生成するデッドタイム作成回路と、前記搬送波と前記デッドタイム制御信号を比較・整形してデッドタイムを備えた二つのスイッチング素子のオン／オフパルスに変換する矩形波成型回路と、該オン／オフパルスを前記２個の半導体スイッチング素子に入力するスイッチング素子駆動回路と、を備え、前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記発振周波数制御電圧信号振幅を前記スイッチング周波数が低くなる極性であって、前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が増加する極性に変換する制御信号変換回路を備えたことを特徴とする。

請求項３記載の高周波加熱装置の発明は、交流電源と該交流電源の電圧を整流する整流回路と該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとから成る直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端はコンデンサを介して前記直流電源の一端に接続されると共に、２個の半導体スイッチング素子が同時にオフするデッドタイムを設けながら２個の前記半導体スイッチング素子を交互にオン／オフスイッチングさせる駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備え、前記スイッチング周波数の高／低で前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が減少／増加する高周波加熱装置であって、前記駆動手段は、前記交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記制御信号作成回路の出力を振幅可変制御信号入力とし、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流波形信号の入力信号を振幅可変して発振周波数制御電圧信号に変換する周波数変調信号作成回路と、該発振周波数制御電圧信号の出力振幅に対応してその周波数が変化する搬送波を作成する発振回路と、該発振周波数制御電圧信号出力振幅に対応してそのオフセット電圧が変化する二つのデッドタイム制御信号を生成するデッドタイム作成回路と、前記搬送波と前記デッドタイム制御信号を比較・整形してデッドタイムを備えた二つのスイッチング素子のオン／オフパルスに変換する矩形波成型回路と、該オン／オフパルスを前記２個の半導体スイッチング素子に入力するスイッチング素子駆動回路と、を備え、前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記発振周波数制御電圧信号振幅を前記スイッチング周波数が低くなる極性であって、前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が増加する極性に変換する制御信号変換回路を備えたことを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記制御信号変換回路が演算増幅器を備え、該演算増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には、別の直流電源の正電位と前記演算増幅器の出力側端子との間に挿入されたダイオードと２個の抵抗から成る直列回路の該両抵抗の接続点の電位が与えられていることを特徴とする。

請求項５載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記制御信号変換回路が比較機能を有する増幅器を備え、該増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には直流電源の正電位を入力し、比較機能としてダイオードの導通／非導通で前記増幅器のゲインを切り換えることを特徴とする。

請求項６載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記制御信号変換回路が比較機能を有する増幅器を備え、該増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には直流電源の正電位と前記制御信号作成回路の出力とを比較する比較器を有し、前記比較器によって前記増幅器のゲインを切り換えることを特徴とする。

請求項７載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記正極性に替えて負極性で動作する場合、前記正極性における各信号を反転させることを特徴とする。

請求項８載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記制御信号が、マグネトロン発振検知手段の検知信号に基づいて切り換えることを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、
前記デッドタイム作成回路がスイッチング周波数に関係なく一定または微増であることを特徴とする。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記デッドタイム作成回路がスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを増加させることを特徴とする。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の高周波加熱装置において、前記デッドタイム作成回路が、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させることを特徴とする。

請求項１２記載の発明は、請求項１０又は１１記載の高周波加熱装置において、
前記デッドタイム作成回路が、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを特徴とする。

請求項１３記載の発明は、請求項１１又は１２記載の高周波加熱装置において、
所定のスイッチング周波数以下での前記デッドタイムの一定値若しくは微増値、又は所定のスイッチング周波数以上での前記デッドタイムの急増値が可変であることを特徴とする。

請求項１４記載の発明は、請求項１１〜１３のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記所定のスイッチング周波数の値が可変であることを特徴とする。

請求項１５記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記デッドタイム作成回路がスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを階段状に増加させるものであることを特徴とする。

請求項１６記載の発明は、請求項１〜１５のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記デッドタイム作成回路が、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を基にデッドタイムを作成するものであることを特徴とする。

請求項１７記載の発明は、請求項１〜１６のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記デッドタイム作成回路が、ＶＣＣ電源と、デューティ制御電源と、スイッチング周波数に比例して変化する第一の電流と、所定の周波数から流れ出しかつスイッチング周波数に比例して変化する第二の電流と、前記二つの電流を合成してかつ所定の係数をかけた第三の電流と、前記デューティ制御電源に前記第三の電流に比例したプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加して成る二つの上位・下位電位を作成する上位・下位電位作成手段とを有し、前記二つの上位・下位電位を基にデッドタイムを作成することを特徴とする。

請求項１８記載の発明は、請求項１７記載の高周波加熱装置において、前記デューティ制御電源の電圧および前記スイッチング周波数の少なくとも一方を変化させて入力電力または入力電流制御を行うようにしたことを特徴とする。

以上のような構成を採ることにより、起動から定常に切り替わった瞬間に電圧が時間遅れなく立ち上がるようになるので、入力電流のオーバーシュートを抑えることができ、したがって、ＩＧＢＴおよびマグネトロンの損傷を防止することができることとなる。

図５は本発明が適用される２石ブリッジの駆動する高周波加熱装置を示している。
図において、この高周波加熱装置は、直流電源１、リーケージトランス２、第１の半導体スイッチング素子６、第１のコンデンサ４、第２のコンデンサ５、第３のコンデンサ（平滑コンデンサ）１３、第２の半導体スイッチング素子７、駆動部８、全波倍電圧整流回路１０、およびマグネトロン１１とで主回路が構成されている。主回路の構成は図２と同じであるので、重複説明は省略する。
そして、半導体スイッチング素子６、７を制御する制御回路は、前記交流電源の入力電流Ｉｉｎと基準電流Ｒｅｆとの差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路２１と、制御信号作成回路２１の出力側の制御信号変換回路２１１と、制御信号変換回路２１１の出力信号と交流全波信号とから周波数変調信号を作成する周波数変調信号作成回路２２と、三角波搬送波を作成する発振回路２３と、デッドタイムをスイッチング周波数の大きさによって変化させるデッドタイム作成回路２４と、発振回路２３の三角波出力とデッドタイム作成回路２４のＶＱ７ＣとＶＱ８Ｃの各出力から各矩形波を形成する矩形波形成回路２５と、矩形波形成回路２５の出力によってスイッチング素子をオン／オフさせるパルスを発生するスイッチング素子駆動回路２６から構成され、スイッチング素子駆動回路２６の各出力がスイッチング素子（ＩＧＢＴ）６、７のゲートに与えられる。

図６は、図５における本発明に係る部分を詳細に示す回路図で、制御信号作成回路２１と周波数変調信号作成回路２２との間に制御信号変換回路２１１を設けたのが特徴である。
図６において、Ｃ１１，Ｃ１２は比較器、２１は制御信号作成回路、２２は周波数変調信号作成回路、２１１〜２１５は本発明によって新たに設けられた回路で、２１１は制御信号変換回路、２１２はマグネトロン発振検知手段、２１３は起動時から定常時へのモード切り換え信号発生回路、２１４は起動時から定常時のモード切り換えスイッチ、２１５は直流電源（バッテリ）である。

比較器Ｃ１１には、コンデンサ４（図２）の正電位側をＰ１とし、その電位を抵抗Ｒ６１とＲ６２の分圧比で決まる電位Ｖ１を比較器Ｃ１１の＋側入力端子に与え、一方、比較器Ｃ１１の−側入力端子には起動時に低い直流電圧Ｖ１１を与え、定常時に高い直流電圧Ｖ１２を与えるバッテリ電圧切り換えスイッチＳ６１が接続されている。
比較器Ｃ１２は従来回路と同じもので、比較器Ｃ１２の＋側入力端子には入力電流Ｉｉｎが、−側入力端子には基準電流Ｒｅｆが与えられる。

このように、制御信号作成回路２１の入力側は、マグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する比較器Ｃ１１の系統と、交流電源の入力電流と基準電流との差から制御信号を作成する比較器Ｃ１２の系統とを備えている。そして、起動後マグネトロンが発振開始するまでは、マグネトロンのインピーダンスが高いので電圧で検知する。マグネトロンが発振を開始するとそのインピーダンスが小さくなり、低い直流電圧Ｖ１１が入力される比較器Ｃ１１の制御機能によりトランス２（図２）の１次側電圧は起動モードの所定電圧値に制御されるので、トランス２の１次側に電流Ｉｉｎが増加し始める。したがって、上記電流Ｉｉｎが増加したことをマグネトロン発振検知手段２１２は検知して、マグネトロンが発振を開始したと判断する。

マグネトロン発振検知手段２１２は、このように入力電流Ｉｉｎが所定値を超えたことをもってマグネトロンの発振としている。もちろんこれはマグネトロンの発振を検知するための１例であって、これに限定されるものではない。
モード切り換え信号発生回路２１３は、マグネトロン発振検知手段２１２が検知したマグネトロンの発振信号を基にモード切り換えスイッチ２１４およびバッテリ電圧切り換えスイッチＳ６１を起動時側から定常時側へ切り換える信号を出力する。
モード切り換えスイッチ２１４が起動時側にあるときは制御信号変換回路２１１の出力が選ばれ、定常時側にあるときは制御信号作成回路２１の出力が選ばれ、周波数変調信号作成回路２２に与えられる。

図７は図６の制御信号作成回路２１の具体的回路例を、図８は図６の制御信号変換回路２１１の具体的回路例をそれぞれ示している。
図７において、２１Ｂはバッファ（緩衝増幅器）、Ｖｂは制御信号作成回路２１の出力電位、Ｖｃはバッファ２１Ｂの入力側電位をそれぞれ示している。
２１Ｓ３は停止時にバッファ２１Ｂの入力側電位Ｖｃを直流電源２１Ｖ１の電位Ｖ１（図１０の電位Ｖ１に相当）に設定するスイッチで、２１Ｓ１，２１Ｓ２はそれぞれ比較器Ｃ１１，Ｃ１２の出力状態によりＯＮ／ＯＦＦするスイッチで、それぞれ比較器Ｃ１１，Ｃ１２の入力が（＋側入力端子の電位＞−側入力端子の電位）の時、ＯＮ（閉）となり、それぞれ抵抗２１Ｒ１，２１Ｒ２，を通じてバッファ２１Ｂの入力側電位Ｖｃを高める（すなわち、マグネトロンへの印加電圧を下げる（あるいは入力電流を下げる））ように動作する。
コンデンサ２１Ｃ１および抵抗２１Ｒ３で時定数回路を構成し、抵抗２１Ｒ３はコンデンサ２１Ｃ１の電荷を放電させる放電抵抗でバッファ２１Ｂの入力側電位Ｖｃの電位を下げる働きをし、これによってマグネトロンへの印加電圧を上げる（あるいは入力電流を上げる）こととなる。なお、放電抵抗２１Ｒ３に替えて、定電流負荷をここに使用することも可能である。
バッファ２１Ｂの入力側電位Ｖｃはバッファ２１Ｂおよび抵抗２１Ｒ４を通じて制御信号作成回路２１の出力電位Ｖｂとしてスイッチ２１４と制御信号変換回路２１１に与えられる。
２１Ｓ４は、起動時（停止時はどちらでも可）に閉じて下限回路２１Ｋを制御信号作成回路２１の出力側に接続して、電位Ｖｂが直流電源２１Ｖ５の電位Ｖ５を下回らないように制限を加えている。

図８は図６の制御信号変換回路２１１の具体的な回路例である。
図において、Ｃ３は演算増幅器で、＋側（非反転）入力端子Ｃ３１に比較器Ｃ１２（図６）の出力Ｖｂが入り、−側（反転）入力端子Ｃ３２には、ダイオードＤ３２、抵抗Ｒ３２、Ｒ３３から成る直列回路を直流電圧Ｖ３１と演算増幅器Ｃ３の出力側端子Ｃ３３との間に挿入した回路の抵抗Ｒ３２とＲ３３の接続点の電位が加わっている。なお、Ｖａは本発明により変換された制御信号対応電圧、Ｖｂは従来の制御信号、すなわち基準信号と現在値の差である誤差を小さくするための制御信号である。
この制御信号変換回路２１１の動作は、次のようになる。
（１）Ｖａ≧Ｖ３１のときはＶａ＝Ｖｂとなる。
（２）Ｖａ＜Ｖ３１のときは、式（１）となる。
Ｖａ＝（Ｒ３２＋Ｒ３３）×Ｖｂ／Ｒ３２−Ｒ３３×Ｖ３１／Ｒ３２・・・式１

なお、制御信号変換回路２１１は図８では演算増幅器Ｃ３を用いて実現したが、本発明はこれに限定されるものではなく、比較機能を有する増幅器を用いても実現することができる。その場合、図８の２１１と等価な回路構成が用いられる。増幅器の一方の入力端子には制御信号作成回路２１の出力を、他方の入力端子には直流電源Ｖ３１の正電位を入力し、比較機能としてダイオードの導通／非導通で増幅器のゲインを切り換えるようにすればよい。
さらには、通常の増幅器を用いて図８の２１１と等価な回路を実現することもできる。 この場合、その増幅器の一方の入力端子には制御信号作成回路２１の出力を、他方の入力端子には図のダイオードＤ３２に替えて、直流電源Ｖ３１の正電位と制御信号作成回路２１の出力とを比較する比較器とゲインを切り換えるスイッチを設けるようにすればよい。
また、上記比較器とゲインを切り換えるスイッチの替わりに、「正電位」を境にゲインが切り替わる回路であれば、上記所望の機能が得られることはいうまでもない。

図９の（１）は従来の制御信号と本発明によって得られる変換された制御信号との関係を示す図、（２）は（ａ）の起動時のＶａ対Ｖｂと、（ｂ）の定常時のスイッチ２１４の出力対Ｖｂの関係をそれぞれ示している。
図９（１）において、横軸は従来の制御信号Ｖｂ、縦軸は本発明によって得られる変換された制御信号Ｖａを示している。
モードにはＩモードとIIモードがあり、ＩモードではＶａ＜Ｖｂ、IIモードではＶａ＝Ｖｂである。
（１）Ｖｂ≧Ｖ３１のときはＶａ＝Ｖｂとなる。
（２）Ｖｂ＜Ｖ３１のときは
Ｖａ＝（Ｒ３２＋Ｒ３３）×Ｖｂ／Ｒ３２−Ｒ３３×Ｖ３１／Ｒ３２、となる。

図９（２）において、（ａ）の起動時において、制御信号作成回路２１の出力電位ＶｂがＶｂ≒Ｖ５の時、Ｖａ＝０になるようにバッテリ（図６の２１５）の電位、バッテリ（図７の２１Ｖ５）の電位をＶ５に設定することで起動から定常に切り替わる直前のＶａがたとえ０に飽和していてもＶｂ≒Ｖ５であり、定常へ切り替わった直後のスイッチ２１４の出力電位はＶ５から開始されるようにしている。このようにすることにより、Ｖ５≫０なので、過大な入力電流が流れることを防止でき、マグネトロンへの過大電圧印加が防止できる。なお、制御信号変換回路２１１の出力電位Ｖａを低くするということは、マグネトロンへの印加電圧を高くする（あるいは、入力電流を大きくする）ということになる。

次ぎに、図１０を用いて起動からの制御信号の時間的変化について説明する。
図１０は起動からの制御信号の時間的変化を示す図で、（１）は本発明による変換された制御信号、（２）は従来の制御信号を示している。
図１０（１）において、まず、起動直後はマグネトロンのインピーダンスが安定しておらず有限値と無限大の間を不安定に切り替わるので、これを防止するため、図９（１）のモードIIのＶａ２＝Ｖｂ曲線を用いて、Ｖａ２のように制御信号をＶ３１まで緩やかな傾きで下げることで入力電流を抑制し、マグネトロンへの印加電圧を低く抑え、過大電圧がかからないようにしている。
続いて、電圧Ｖ３１を下回った時点で、制御信号を図９（１）のモードＩのＶａ＜Ｖｂ曲線を用いて、Ｖａ１のように急激に制御信号を降下させることで、マグネトロンへの印加電圧を速やかに高くして、早く安定電位Ｖ６に持っていくようにしている。
安定電位Ｖ６に達して所定時間後にマグネトロンの発振がようやく安定する。
マグネトロンが安定に発振したら、それをマグネトロン発振検知手段２１２（図６）が検知し、モード切り換え信号発生回路２１３を介して起動側から定常側に各スイッチ２１４、Ｓ６１が切り替わる。
この切り替わり直前まで、スイッチ２１４（図６）には制御信号変換回路２１１からの制御信号Ｖ６が与えられているが、切り替わり後は制御信号作成回路２１からの制御信号Ｖｂが与えられることとなる。そして制御信号Ｖｂは緩やかに減少するのに対して本発明の場合早く安定電位に達するので切り替わり時点で制御信号ＶｂはまだＶ４１（Ｖ４１＞Ｖ５。ただしＶ５は制限電圧）である。したがって、マグネトロンに印加する目標電圧Ｖｍ２との差は図のようにわずかΔＶ１１であるので目標電圧Ｖｍ２まで達するには切り替わり時に入力電流のオーバーオシュートは生じない。

これに対して、従来回路では図１０（２）に見られるように、制御信号Ｖｂは緩やかに
単調減少で推移するので、安定電位Ｖ６に達するまでに時間がかかるとともに、安定電位Ｖ６に達して所定時間後にスイッチを切り替えたとき、制御信号Ｖ６から目標電圧Ｖｍ２との差は大きな電位差ΔＶ１２となっているので、切り替わり時に入力電流はオーバーオシュートすることとなる。

図１１は図１０において制御信号が飽和する場合の制御信号の時間的変化を示す図で、（１）は本発明による変換された制御信号、（２）は従来の制御信号を示している。
図１１（１）において、制御信号をＶ３１まで緩やかな傾きで下げることで入力電流を抑制し、マグネトロンへの印加電圧を低く抑え、過大電圧がかからないようにし、続いて、電圧Ｖ３１を下回った時点で、制御信号を図９（１）のモードＩのＶａ＜Ｖｂ曲線を用いて、Ｖａ１のように急激に飽和電圧まで降下させて、早く安定電位（飽和電位）Ｖ７に持っていき、飽和電位Ｖ７に達して所定時間後にマグネトロンの発振が安定するので、起動側から定常側に各スイッチ２１４、Ｓ６１を切り替える。本発明によれば、制御電位Ｖｂが降下していく途中に限界電圧Ｖ５を設定し、制御電位Ｖｂはそれ以下にならないようにしている。
そこで切り替え前の制御信号変換回路２１１からの制御信号Ｖ７から切り替わり後の制御信号作成回路２１からの制御信号Ｖｂに瞬時に切り替わったとき、Ｖｂ＝Ｖ５であるので、目標電圧Ｖｍ２との差はΔＶ２１となり、僅かな電位差であるので、切り替わった後に若干の入力電流のオーバーオシュートしか生じない。

これに対して、従来回路では図１１（２）に見られるように、制御信号は常にＶｂの単調減少のまま推移するので、安定電位Ｖ７に達するまでに時間がかかるとともに、飽和電位Ｖ７から目標電圧Ｖｍ２との差はΔＶ２２と大きな電位差となっているので、切り替わった後に入力電流は大きくオーバーオシュートすることとなる。
このように、図１０（１）に見られるように、起動時において、制御信号変換回路の出力Ｖａが最低電位に飽和する状態であっても、制御信号作成回路の出力ＶｂはＶ７であってもその下限をＶ５に制限する機能を具備している（すなわち、マグネトロンにかかる電位を所定の電位に維持している）ので、定常時の目標電圧Ｖｍ２に切り替わったとき、目標電圧Ｖｍ２と電圧Ｖ５との間には電位差があまりないため、瞬時に切り替わることができ、オーバーシュートが起きにくいこととなる。すなわち、定常に切り換った直後の周波数変調信号作成回路に入力される信号レベルはＶ５から開始されるので、最低電位に飽和したＶａから開始される従来方式に比べて入力電流Ｉｉｎに生じるオーバーシュートの量が軽減されることとなる。

以上、本発明によれば、制御信号変換回路２１１は制御信号Ｖａが所定の電位Ｖ３１に到達するまでは、制御信号作成回路２１の出力Ｖｂと同じ値を出力し、通過後はその勾配を切り換えるようにして、急速に早く低い安定領域に向かわせるようにしている。また、早く安定すればマグネトロンの発振も早く安定し、起動側から定常側への切り替えも早くなり、制御信号Ｖｂが低くならないうちにその制御信号Ｖｂに切り換えることができ、目標電圧Ｖｍ２との差が僅かであるためオーバーシュートが起きにくくなる。

なお、上記図１０における説明においては、電位Ｖ１は正であり、制御信号Ｖｂは０電位に向けて時間とともに降下し、また変換された制御信号Ｖａはさらに急降下する説明となっているが、これは正極性の制御系で説明しているからであって、逆に負極性の制御系の場合には、−電位Ｖ１から出発し、制御信号Ｖｂは０電位に向けて時間とともに上昇し、また変換された制御信号Ｖａはさらに急上昇するようになることは言うまでもない。

トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧は、デッドタイム作成回路２４からそれぞれ矩形波形成回路２５に送られる（図５）。また、発振回路２３の三角波出力も矩形波形成回路２５に送られる。
矩形波形成回路２５はコンパレータ２５１，２５２の２個を有し、コンパレータ２５１の反転入力端子（−）にトランジスタＱ８のコレクタ電圧ＶＱ８Ｃが、コンパレータ２５２の非反転入力端子（＋）にトランジスタＱ７のコレクタ電圧ＶＱ７Ｃが与えられ、コンパレータ２５１の非反転入力端子（＋）とコンパレータ２５２の反転入力端子（−）に発振回路２３の三角波出力が与えられる。
各コンパレータ２５１，２５２は、非反転入力端子（＋）の電位が反転入力端子（−）の電位よりも低いときは出力はなく（電位ゼロ）、非反転入力端子（＋）の電位が反転入力端子（−）の電位を超えている間は出力を出す（電位ハイ）ようになっている。

デッドタイムＤＴは以下の３つのカテゴリーに分けることができる。
（１）：周波数如何にかかわらず一定（固定）とするもの。
これは従来から行われていたものである。
これに対して、スイッチング周波数に応じて可変とするものとして、
（２）：所定のスイッチング周波数を超えると、スイッチング周波数の増加とともに連続的に増加するもの。
（３）：所定のスイッチング周波数を超えると、スイッチング周波数の増加とともに階段状に増加するもの。
の（２）と（３）が考えられる。
そして、本発明に係る制御信号変換回路は、上記（１）〜（３）のいずれのものにも適用されることができるのである。

図１２は上記（２）の所定のスイッチング周波数を超えると、スイッチング周波数の増加とともに連続的に増加するデッドタイムの作成原理を説明する図で、（ａ）は発振回路２３とデッドタイム作成回路２４の各出力と矩形波形成回路２５の出力の関係を説明する図、（ｂ）は所定周波数以下ではデッドタイムＤＴが変わらない原理を説明する図である。
図１２において、ｔ１時点より前では、コンパレータ２５２（図５参照）は非反転入力端子（＋）の電位ＶＱ７Ｃが反転入力端子（−）の三角波の電位を超えているので半導体スイッチング素子６がオンしている（出力１）。同じ時、コンパレータ２５１は非反転入力端子（＋）の三角波の電位が反転入力端子（−）の電位ＶＱ８Ｃよりも低いので半導体スイッチング素子７はオフである（出力０）。
（１）ｔ１時点で、コンパレータ２５２は非反転入力端子（＋）の電位ＶＱ７Ｃが反転入力端子（−）の三角波の電位より低くなるので出力０となる。
（２）ｔ１〜ｔ４、コンパレータ２５２は出力０が続く。
（３）ｔ２時点で、コンパレータ２５１は非反転入力端子（＋）の三角波の電位が反転入力端子（−）の電位ＶＱ８Ｃよりも高くなるので出力１となる。
（４）ｔ２〜ｔ３、コンパレータ２５１は出力１が続く。
（５）ｔ３時点で、コンパレータ２５１は非反転入力端子（＋）の三角波の電位が反転入力端子（−）の電位ＶＱ８Ｃよりも低くなるので出力は０となる。
（６）ｔ４時点で、コンパレータ２５２は非反転入力端子（＋）の電位ＶＱ７Ｃが反転入力端子（−）の三角波の電位より高くなるので出力１となる。
（７）ｔ４〜ｔ５で、コンパレータ２５２は出力１が続く。
（８）ｔ５時点で、コンパレータ２５２は非反転入力端子（＋）の電位ＶＱ７Ｃが反転入力端子（−）の三角波の電位より低くなるので出力０となる。
（９）ｔ３〜ｔ６、コンパレータ２５１は出力０が続く。
以下、同様に繰り返す。

コンパレータ２５１，２５２の出力はスイッチング素子（ＩＧＢＴ）駆動回路２６に与えられて、同じタイミングでスイッチング素子６、７がオン、オフされる。
このようにして、スイッチング素子６、７が同時にオフとなっている期間ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６がデッドタイムＤＴとして得られる。

デッドタイムＤＴの期間は、従来は周波数如何にかかわらず一定（固定）であったが、これを改良するものとして、デッドタイムＤＴをスイッチング周波数に応じて可変とすることができる。ここでは、所定の周波数ｆ１より小さいときはデッドタイムＤＴは所定の不変値（または微増値）とし、所定のスイッチング周波数ｆ１より大きいときはデッドタイムＤＴは増加させるようにしている。
そこで、図１２（ｂ）を用いて、所定のスイッチング周波数ｆ１より小さいときはデッドタイムＤＴは所定の不変値となる原理を説明する。
図で周波数が高い（実線）ときは、図１２（ａ）で先に実線のＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃと三角波を用いて説明したように、ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃと三角波との間で、電位ＶＱ７Ｃが三角波の電位より低くなるｔ１時点で出力０となり、三角波の電位が電位ＶＱ８Ｃより高くなり出力１となるｔ２時点までの間がデッドタイムＤＴとして確保される。
そこで周波数が低くなると点線で示す三角波となり、その傾きは緩くなる。そこで、ここでは、同じデッドタイムＤＴが得られるようにするため、ｔ１時点とｔ２時点からそれぞれ点線で示す三角波に向けて引いた垂線との交点Ｃ１、Ｃ２を通る電位ＶＱ７Ｃ１とＶＱ８Ｃ１となるように、各オフセット電圧を決めている。抵抗Ｒ８、Ｒ７は一定であるので、このようなオフセット電圧となるような電流Ｉ８、Ｉ７を各抵抗Ｒ８、Ｒ７に流すようにしている。
このようにすることにより、周波数が変化して三角波が実線から点線のように変わったとしても、点線で示す三角波が２つの電位ＶＱ７Ｃ１とＶＱ８Ｃ１を横切る時点ｔ１、ｔ２は同じ時点となるので、デッドタイムＤＴは同じになる。

図１３はデッドタイム作成回路の具体例を示している。
図において、Ｑ０１、Ｑ０２、Ｑ１〜Ｑ８はトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ１０は抵抗である。トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８に流れる電流をそれぞれＩ１、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、Ｉ６、Ｉ７、Ｉ８とし、トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７のエミッタ電位をそれぞれ、ＶＱ５Ｅ、ＶＱ６Ｅ、ＶＱ７Ｅとし、トランジスタＱ７、Ｑ８のコレクタ電位をそれぞれＶＱ７Ｃ、ＶＱ８Ｃとする。トランジスタＱ１とＱ２とでカレントミラー回路を構成している。同じくトランジスタＱ１とＱ０４とで、トランジスタＱ３とＱ４とで、トランジスタＱ０５とＱ８とで、それぞれカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ０４の出力は発振回路２３（図１７）へ与えられる。
また、トランジスタＱ１とＱ３とはそれぞれエミッタ側をＶｃｃに、コレクタ側をそれぞれトランジスタＱ０１とＱ０３のコレクタ側に接続され、トランジスタＱ０１とＱ０３のエミッタ側はそれぞれ端子ＭＯＤ、端子ＤＴＡＤＤに接続され、端子ＭＯＤと端子ＤＴＡＤＤはそれぞれ分圧抵抗を介して接地されている。トランジスタＱ０１とＱ０３のべースはトランジスタＱ０２のエミッタ側に接続され、トランジスタＱ０２のコレクタ側は接地されている。トランジスタＱ０２のべースには周波数変調信号作成回路２２（図５）の出力である発振周波数の制御電圧が加えられる。

Ｖｃｃ（ここでは１２Ｖ）とアースの間にＶｃｃ側から、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ９の直列接続回路が設けられ、かつ抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ８の間にトランジスタＱ８がエミッタ側を抵抗Ｒ１０に、コレクタ側を抵抗Ｒ８にして設けられている。また、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ９の間にトランジスタＱ７がエミッタ側を抵抗Ｒ９に、コレクタ側を抵抗Ｒ７にして設けられている。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ７の間には１／２Ｖｃｃ（ここでは６Ｖ）が印加されている。この６Ｖを中心として、上方の抵抗Ｒ８の電圧降下はＩ８×Ｒ８であり、下方の抵抗Ｒ７の電圧降下はＩ７×Ｒ７である。電流Ｉ８および電流Ｉ７は周波数によって変えている。これによって、抵抗Ｒ７，Ｒ８の電圧降下分は周波数によって変化し、その結果、６Ｖを中心にオフセット電圧ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃが変化する。
トランジスタＱ８のべースにはカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ０５のベース電圧が加えられる。トランジスタＱ０５、Ｑ８の特性が等しく、各抵抗値も等しければ、Ｉ６＝Ｉ７＝Ｉ８、Ｉ３＝Ｉ４、となる。
ただし、Ｉ１＝Ｉ２、Ｉ３＝Ｉ４、Ｉ６＝（Ｉ７＝Ｉ８）
に限定されるものではなく、比例関係にあればよい。
なお、Ｉ７＝Ｉ８は必要である。

次に、デッドタイム作成回路の動作（すなわち、所定にスイッチング周波数以下のときはデッドタイムＤＴを不変（または微増）とし、所定のスイッチング周波数以上のときはデッドタイムＤＴを増加させる）について説明する。

１）Ｉ３が流れていない範囲（すなわち、発振周波数が低い範囲）ではデッドタイムＤＴが不変（または微増）となる理由：
Ｉ３が流れていない範囲では、
Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ５、となり、
また、ＶＱ５Ｅ＝ＶＱ６Ｅ＝ＶＱ７Ｅ
Ｉ５×Ｒ５＝Ｉ６×Ｒ６＝Ｉ７×Ｒ９＝Ｉ１×Ｒ５、となる。
トランジスタＱ８、Ｑ７に流れる電流Ｉ８、Ｉ７はそれぞれ次のようになる。
Ｉ８＝Ｉ６＝Ｉ１×（Ｒ５／Ｒ６）
Ｉ７＝Ｉ１×（Ｒ５／Ｒ９）
オフセット電圧ＶＲ８、ＶＲ７はそれぞれ次のようになる。
ＶＲ８＝Ｉ８×Ｒ８＝｛Ｉ１×（Ｒ５／Ｒ６）｝×Ｒ８
＝Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ８／Ｒ６）
ＶＲ７＝Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ７／Ｒ９）
ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃは、６Ｖに上記オフセット電圧を加減したものであるから、
ＶＱ８Ｃ＝６Ｖ＋ＶＲ８＝６Ｖ＋Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ８／Ｒ６）
ＶＱ７Ｃ＝６Ｖ−ＶＲ７＝６Ｖ−Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ７／Ｒ９）・・・（１）

このように、周波数が低い（デッドタイムが一定でよい）範囲での電流Ｉ８，Ｉ７は三角波の充放電電流Ｉ１と比例関係にあるので、三角波の充放電電流Ｉ１を何倍かした値で用いることができる。これは図１３のようなミラー回路で実現できる。電流Ｉ５に対して電流Ｉ６とＩ８をある一定の関係に置き、電流Ｉ６とＩ８を同じにし、電流Ｉ５に対して電流Ｉ７をある一定の関係に置いて、電流Ｉ７と電流Ｉ８は同じにしている。

図１４は、可変デッドタイム作成回路が有する電流−周波数特性を示している。
図において、Ｉ１、Ｉ３、Ｉ５はそれぞれ図１３のトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５に流れる電流である。Ｉ５はＩ１＋Ｉ３である。
周波数が低いｆ１以下においては、電流Ｉ１（１５）は一定（１５１）ないし微増（Ｉ５２）となっているが、周波数がｆ１以上の高い範囲においては、周波数ｆ１を変曲点としてＩ３が急峻に流れ始めるので、これとＩ１との合計であるＩ５は急激に増加する。

以上のＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃの式（１）と図１４とから判ることは、発振周波数が低い範囲ではＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃは共に発振回路のコンデンサの充放電電流Ｉ１に比例したオフセット電圧が得られるので、図１４のように充放電電流Ｉ１が一定であればデッドタイムは一定になり、また充放電電流Ｉ１が微増となればデッドタイムも微増となるということである。

２）これに対して、Ｉ３が流れている範囲（すなわち、発振周波数が高い範囲）ではデッドタイムＤＴが変わる。その理由を次に述べる。
図１３において、発振周波数が低い範囲では電流Ｉ３＝０だったが、発振周波数が高い範囲では電流Ｉ３を次のようにして流すようにしている。すなわち、発振周波数制御電圧のトランジスタＱ０２のエミッタ電位が接点ＤＴＡＤＤ点の電位よりも低いときは、端子ＤＴＡＤＤに接続されているトランジスタＱ０３はオンしない（したがって、電流Ｉ３は流れなかった）が、発振周波数制御電圧のトランジスタＱ０２のエミッタ電位が端子ＤＴＡＤＤ点の電位よりも高くなると、端子ＤＴＡＤＤに接続されているトランジスタＱ０３はオンするので、電流Ｉ３が流れ出す。図１４において、発振周波数がｆ１より低い領域では電流Ｉ５１は一定又は電流Ｉ５２は微増であったが、発振周波数がｆ１より高い領域では、それまで０であったＩ３が急激に流れ始めるので、Ｉ５＝Ｉ１＋Ｉ３となる。
Ｉ３が流れている範囲では、
Ｉ５＝Ｉ２＋Ｉ４＝Ｉ１＋Ｉ３
Ｉ５×Ｒ５＝Ｉ６×Ｒ６＝Ｉ７×Ｒ９＝（Ｉ１＋Ｉ３）×Ｒ５、となる。
したがって、トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧はそれぞれ式（２）のようになる。
ＶＱ８Ｃ＝６Ｖ＋ＶＲ８＝６Ｖ＋（Ｉ１＋Ｉ３）×Ｒ５×（Ｒ８／Ｒ６）
ＶＱ７Ｃ＝６Ｖ−ＶＲ７＝６Ｖ−（Ｉ１＋Ｉ３）×Ｒ５×（Ｒ７／Ｒ９）
・・・・・（２）
（ａ）の回路において、第１のコンデンサ４１，第２のコンデンサ４２，の容量設定により、第３のコンデンサ５を省略した回路においても同様の効果が得られる。

以上のＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃの式（２）と図１４とから判ることは、ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃは共に電流Ｉ３に比例したオフセット電圧が得られ、図１４のように電流Ｉ３が急増すると、トランジスタＱ８とＱ７のコレクタ電位ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃは電流Ｉ５（＝Ｉ１＋Ｉ３）の関数となっているので、電流Ｉ５が増加し、これにつれてトランジスタＱ８とＱ７のコレクタ電位ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃは増加する。そして各コレクタ電位ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃが増加すると、図１２においてコレクタ電位ＶＱ８Ｃは図示の位置よりも上昇し、ＶＱ７Ｃは図示の位置よりも降下するので、デッドタイムＤＴの開始点である三角波とＶＱ７Ｃの交点は早くなり、デッドタイムＤＴの終了点である三角波とＶＱ８Ｃの交点は遅くなるため、デッドタイムＤＴは図示の幅よりも増加する。

図１５は、前記（２）の「所定のスイッチング周波数を超えると、スイッチング周波数の増加とともに連続的に増加するデッドタイムＤＴ」の種々の例を示し、図１６は前記（３）の「所定のスイッチング周波数を超えると、スイッチング周波数の増加とともに階段状に増加するデッドタイムＤＴ」の例を示すものである。

図１５（ａ）では、所定のスイッチング周波数ｆ１以下でデッドタイムＤＴを一定（または微増）させ、所定のスイッチング周波数ｆ１以上でデッドタイムＤＴを急増させている。
図１５（ｂ）は図１５（ａ）の変形例である。
図１５（ｂ）の（イ）は図１５（ａ）の所定のスイッチング周波数ｆ１以下での前記デッドタイムの一定値または微増値Ｌ１をＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３のように可変とし、および所定のスイッチング周波数ｆ１以上でのデッドタイムＤＴの急増値Ｌ２を、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３のように可変としている。
これは図１３の端子ＤＴＭＵＬＴＩの抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の比率を変えることで行える。すなわち、Ｉ５×Ｒ５＝Ｉ６×Ｒ６
であるから、Ｒ５とＲ６の比を変えればＩ５とＩ６の比も変わる。Ｉ６はＩ７，Ｉ８の値を決めているので、Ｉ５とＩ６の比が変われば、Ｉ５に対するＩ７，Ｉ８の値も変わるので、６Ｖからのオフセット電圧も変わる。よってデッドタイムＤＴも変わる。このようにすれば、デッドタイムＤＴは同じ周波数であっても変わることができる。

図１５（ｂ）の（ロ）は図１５（ａ）の所定のスイッチング周波数ｆ１においてデッドタイム勾配をＬ２４、Ｌ２５、Ｌ２６のように可変としている。
この勾配は接点ＤＴＡＤＤの上下の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の合成抵抗値で決まる。合成抵抗値が大きいとＶｃｃから流れる電流は余り流れないので、傾きは小さくなり（Ｌ２６）、逆に合成抵抗値が小さいとＶｃｃから流れる電流は多くなり、傾きは大きくなる（Ｌ２４）。すなわち、電流Ｉ３が多く流れると、電流Ｉ７，Ｉ８も多く増えるので、抵抗Ｒ７，Ｒ８の電圧降下が多くなり、６Ｖからのオフセット電圧が増える。したがって、トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧は前記式（２）によって、増加する。
なお、発振周波数が高くなるとデッドタイムＤＴが狭まる方向に作用するが、オフセット電圧の増加はそれ以上にデッドタイムＤＴが長くなる方向に働く。

図１５（ｂ）の（ハ）は図１５（ａ）の変曲点となる所定のスイッチング周波数ｆ１を、ｆ０、ｆ２のように可変としている。
この変曲点は端子ＤＴＡＤＤ点の上下の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗比によって変えられる。すなわち、トランジスタｑ０２のベースに加えられる発振周波数制御電圧がその抵抗比で決まる電圧を超えたら電流Ｉ３が流れ始めるので、この抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗比が変曲点となる。抵抗Ｒ３１＞Ｒ３２であれば抵抗比で決まる電圧は低いので早く電流Ｉ３が流れ始める。電流Ｉ３が流れると、電流Ｉ７、Ｉ８も流れるので、抵抗Ｒ７，Ｒ８の電圧降下が生じ、６Ｖからのオフセット電圧が増え、したがって、トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧は前記式（２）によって増加し、デッドタイムＤＴは早く増加を始める（ｆＯ）。逆に、抵抗Ｒ３１＜Ｒ３２であれば抵抗比で決まる電圧は高いので電流Ｉ３が流れ始めるまでに時間がかかり、デッドタイムＤＴの増加は遅く始まる（ｆ２）。

図１６はデッドタイムＤＴの可変の第２の実施例である。
図１５（ａ）では変曲点となる所定のスイッチング周波数ｆ１を境にデッドタイムＤＴは、スイッチング周波数ｆ１以下ではＬ１のように一定または微増であり、スイッチング周波数ｆ１以上ではＬ２のように急増させるものであったが、図１６では、スイッチング周波数がｆ０、ｆ１、ｆ２、ｆ３と高くなるにしたがってデッドタイムＤＴをそれぞれＬ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６と階段状に増加させるものである。
このような階段状の構成は、図１５（ｂ）の（イ）で説明したデッドタイムＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３を作成する手法を採用すれば簡単に実現することができる。すなわち、図１３の端子ＤＴＭＵＬＴＩの抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６をトランジスタ等の可変抵抗素子で構成し、所定の周波数でその比率を変えるようにすれば階段状の構成が得られる。

図１７は図５の発振回路２３の１例を示している。
発振回路２３はコンパレータ２３１，２３２の２個を有し、コンパレータ２３１の反転入力端子ａ（−）に分圧抵抗２３５の電圧Ｖ１が、コンパレータ２３２の非反転入力端子ｂ（＋）に分圧抵抗２３６の電圧Ｖ２（ただし、Ｖ１＞Ｖ２）が、コンパレータ２３１の非反転入力端子ｂ（＋）とコンパレータ２３２の反転入力端子ａ（−）にコンデンサ２３４の電圧が与えられる。
各コンパレータ２３１，２３２は、非反転入力端子ｂ（＋）の電位が反転入力端子ａ（−）の電位よりも低いときは出力はゼロ、非反転入力端子ｂ（＋）の電位が反転入力端子ａ（−）の電位を超えている間は出力１を出すようになっている。

各オペアンプ２３１，２３２の出力は、ＳＲフリップフロップ２３３のＳ端子とＲ端子に入れられる。ＳＲフリップフロップ２３３の非Ｑ端子の出力でコンデンサ２３４の充放電回路が形成される。
そこで、今、図１７に示すように、コンデンサ２３４の充電回路が形成されていると、コンデンサ２３４の電位が上昇する。このコンデンサ２３４の電位が出力される。これに伴ってコンパレータ２３１の非反転入力端子ｂ（＋）の電位が上昇し、反転入力端子ａ（−）の電位Ｖ１を超えたとき出力１がＳ端子に加えられ、非Ｑ端子の出力でコンデンサ２３４の放電回路が形成される。以後、コンデンサ２３４の電位が降下し、このコンデンサ
２３４の電位が出力される。これに伴ってコンパレータ２３２の非反転入力端子ｂ（＋）の電位が降下し、反転入力端子ａ（−）の電位Ｖ２以下になったとき出力１がＲ端子に加えられ、非Ｑ端子の出力でコンデンサ２３４の充電回路が形成される。
以上のようにして、コンデンサ２３４の充放電電位が出力され、三角波発振回路２３が得られる。また、充電電流Ｉｒの大きさで、三角波の勾配が決まる。

なお、本発明に係る２石ブリッジの駆動する高周波加熱装置のインバータ回路としては、図５で示した高周波加熱装置に限られるものではなく、この他２石でブリッジのアームを構成したスイッチング素子を用いた共振型回路方式のインバータ回路であればすべてに適用可能である。
図１８はこれらのインバータ回路の３種を示すものである。
図１８（ａ）において、直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを第１のコンデンサ４１と第２のコンデンサ４２との直列接続回路に、および第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７との直列接続回路に印加する。第１のコンデンサ４１と第２のコンデンサ４２の接続点と第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の接続点との間にリーケージトランス２の１次巻線３と第３のコンデンサ５の直列接続回路が接続されている。第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の各べースには、駆動部８とからの制御信号が与えられる。そして駆動部８の中に、デッドタイム作成回路２４が組み込まれている。なお、リーケージトランス２の２次側およびマグネトロンは図示省略している。
そして、本発明の目的を実現するための制御信号変換回路は、図５と全く同じようにこの回路にも適用することができる。すなわち、交流電源の入力電流と基準電流との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流を前記制御信号作成回路の制御信号によって補正する周波数変調信号作成回路と、周波数変調信号作成回路の出力を受信するデッドタイム作成回路を備えた高周波加熱装置において、制御信号作成回路と周波数変調信号作成回路との間に、制御信号の値をさらに引き下げることのできる機能を有する制御信号変換回路を備えるようにし、具体的に、その制御信号変換回路は比較器を備え、比較器の一方の入力端子には制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には、別の直流電源の正電位と前記比較器の出力側端子との間に挿入されたダイオードと２個の抵抗から成る直列回路の両抵抗の接続点の電位を与えるようにすることで、起動から定常に切り替わった瞬間に電圧が時間遅れなく立ち上がるようになるため、入力電流のオーバーシュートを抑えることができ、したがって、ＩＧＢＴおよびマグネトロンの損傷を防止することができることとなる。

図１８（ｂ）において、直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣをリーケージトランス２の１次巻線３と第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ４３との直列接続回路に、および第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７との直列接続回路に印加する。第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ４３の接続点と第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の接続点との間を短絡している。第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の各べースには、駆動部８とからの制御信号が与えられる。そして駆動部８の中にデッドタイム作成回路２４が組み込まれている。なお、リーケージトランス２の２次側およびマグネトロンは図示省略している。
そして、本発明の目的を実現するための制御信号変換回路は、図５と全く同じようにこの回路にも適用することができる。すなわち、交流電源の入力電流と基準電流との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流を前記制御信号作成回路の制御信号によって補正する周波数変調信号作成回路と、周波数変調信号作成回路の出力を受信するデッドタイム作成回路を備えた高周波加熱装置において、制御信号作成回路と周波数変調信号作成回路との間に、制御信号の値をさらに引き下げることのできる機能を有する制御信号変換回路を備えるようにし、具体的に、その制御信号変換回路は比較器を備え、比較器の一方の入力端子には制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には、別の直流電源の正電位と前記比較器の出力側端子との間に挿入されたダイオードと２個の抵抗から成る直列回路の両抵抗の接続点の電位を与えるようにすることで、起動から定常に切り替わった瞬間に電圧が時間遅れなく立ち上がるようになるため、入力電流のオーバーシュートを抑えることができ、したがって、ＩＧＢＴおよびマグネトロンの損傷を防止することができることとなる。

図１８（ｃ）はフルブリッジ回路を示す回路である。
図において、直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを第１の半導体スイッチング素子６１と第２の半導体スイッチング素子７１との直列接続回路におよび第３の半導体スイッチング素子６２と第４の半導体スイッチング素子７２との直列接続回路にそれぞれ印加する。第１の半導体スイッチング素子６１と第２の半導体スイッチング素子７１の接続点と第３の半導体スイッチング素子６２と第４の半導体スイッチング素子７２の接続点との間にリーケージトランス２の１次巻線３と第３のコンデンサ５の直列接続回路が接続されている。第３のコンデンサ５は省略することができる。第１の半導体スイッチング素子６１、第２の半導体スイッチング素子７１、第３の半導体スイッチング素子６２、そして第４の半導体スイッチング素子７２の各べースには、駆動部８とからの制御信号が与えられる。そして駆動部８の中にデッドタイム作成回路２４が組み込まれている。なお、リーケージトランス２の２次側およびマグネトロンは図示省略している。
そして、本発明の目的を実現するための制御信号変換回路は、図５と全く同じようにこの回路にも適用することができる。すなわち、交流電源の入力電流と基準電流との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流を前記制御信号作成回路の制御信号によって補正する周波数変調信号作成回路と、周波数変調信号作成回路の出力を受信するデッドタイム作成回路を備えた高周波加熱装置において、制御信号作成回路と周波数変調信号作成回路との間に、制御信号の値をさらに引き下げることのできる機能を有する制御信号変換回路を備えるようにし、具体的に、その制御信号変換回路は比較器を備え、比較器の一方の入力端子には制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には、別の直流電源の正電位と前記比較器の出力側端子との間に挿入されたダイオードと２個の抵抗から成る直列回路の両抵抗の接続点の電位を与えるようにすることで、起動から定常に切り替わった瞬間に電圧が時間遅れなく立ち上がるようになるため、入力電流のオーバーシュートを抑えることができ、したがって、ＩＧＢＴおよびマグネトロンの損傷を防止することができることとなる。

図１９は本発明に係るインバータ回路の周波数対位相特性を示す線図である。図１９において、電圧の低い位相０や１８０度近傍では周波数を小さくし、位相９０度や１８０度近傍では周波数を大きくするようにしている。このことにより、電圧の低い位相０や１８０度近傍では周波数を小さくしているので、図１の電流対使用周波数特性から出力電流（電圧）は大きくなり、逆に位相９０度や２７０度近傍では電圧は十分に高いので、周波数を最大にして図１の電流対使用周波数特性から出力電流（電圧）を絞っている。その結果、図２０に示すように、位相０度〜１８０度（１８０度〜３６０度）に亘って出力電圧は均一に近いものとなる。

これに対して、図１９の周波数対位相特性を点線Ｆ０で示す線図のように位相に対して何も変化させない場合は、電圧の低い位相０や１８０度近傍でも周波数は大きいので、図１の電流対使用周波数特性から出力電流（電圧）は小さいままであり、その結果、図２０に点線Ｖ１で示すように、位相０度や１８０度近傍で十分な電圧が得られないものとなってしまう。

また、実線Ｆ１は直流電源をつくるときの交流電流をＣＴで転出した入力電流Ｒｉ（図５）が基準電流Ｒｅｆと等しくて誤差ゼロの場合の周波数−位相線図であり、実線Ｆ２は入力電流Ｒｉが基準電流Ｒｅｆよりも大きい場合の周波数−位相線図であり、図１の使用範囲内で周波数を高くして電流を下げるようにし、実線Ｆ３は入力電流Ｒｉが基準電流Ｒｅｆよりも小さい場合の周波数−位相線図であり、図１の使用範囲内で周波数を低くして電流を増加させている。

図２０において、Ｖｉｎは商用電源の電圧波形であり、その上の点線Ｖ１は全位相に亘ってある一定の周波数でスイッチングした場合の電圧波形で、Ｖ０はさらにこれに図１９のような周波数変調を加えた電圧（昇圧トランスの２次側電圧）である。Ｖｉｎ、Ｖ１、Ｖ０はそれぞれ比率は大きく異なるが見易いように同一図上に表している。図１９の点線Ｆ０のように変調をかけない一定の周波数のときの昇圧トランスの２次側電圧は点線Ｖ１であり、この波形は非線形であるマグネトロンの負荷には整合していない。これに対して、図１９の線図Ｆ１のように、電圧の低い位相０や１８０度近傍では周波数を小さくし、位相９０度や１８０度近傍では周波数を大きくすることにより、電圧の低い位相０や１８０度近傍では出力電流（電圧）は大きくなり、逆に位相９０度や２７０度近傍では出力電流（電圧）を絞っているので、図２０のＶ０に示すように、位相０度〜１８０度（１８０度〜３６０度）に亘ってどの位相においても一定の電圧が昇圧トランスの２次側に発生するようにしている。この波形は非線形であるマグネトロンの負荷には整合している。

なお、図５のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）６、７をデューティ制御した場合も、このデッドタイム作成回路はデッドタイムの制御に有効である。なぜなら、デッドタイムの制御のためにコレクタ電圧ＶＱ７ＣとＶＱ８Ｃを連動させて上下させるには、中心電圧６Ｖを変えればよく、この６Ｖを変えることによって、２個のトランジスタＱ８、Ｑ７のオン・オフの比を変える（デューティ制御）ことができるからである。すなわち、２っのトランジスタのデューテイ比が５０対５０のとき（１２Ｖ電源で動作させているので、６Ｖで動作させているとき）が出力が最も高く、６Ｖ以下または以上にしてゆくと、２つのトランジスタのコレクタ電圧ＶＱ８ＣとＶＱ７Ｃを連動させて同時に上下させることになり、２つのトランジスタのオン・オフ比が変わってゆき、したがって出力が減ってゆく。しかしながら、この場合でも、抵抗Ｒ８とＲ７に発生するオフセット電圧は変わらないので、一定のまま推移する。よってこの回路はデューティ制御の場合にもデッドタイムの可変に有効となることが判る。

以上のように、本発明によれば、交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流を前記制御信号作成回路の制御信号によって補正する周波数変調信号作成回路と、該周波数変調信号作成回路の出力を受信するデッドタイム作成回路を備えた高周波加熱装置において、前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記制御信号の値をさらに引き下げる（正極性の場合）ことのできる機能を有する制御信号変換回路を備えるようにし、具体的に、制御信号変換回路は演算増幅器を備え、該演算増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には、別の直流電源の正電位と前記演算増幅器の出力側端子との間に挿入されたダイオードと２個の抵抗から成る直列回路の該両抵抗の接続点の電位を与えるようにすることで、起動から定常に切り替わった瞬間に電圧が時間遅れなく立ち上がるようになるため、入力電流のオーバーシュートを抑えることができ、したがって、ＩＧＢＴおよびマグネトロンの保護をすることができることとなる。

本発明に係るインバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流対使用周波数特性を示す線図である。 特許文献１記載の２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の１例である。 図２の回路が動作する各モードを示している。 回路中の半導体スイッチング素子等の電圧電流波形図を示している。 本発明が適用される２石ブリッジの駆動する高周波加熱装置を示している。 図５における本発明に係る部分を詳細に示す回路図である。 図６の制御信号作成回路の具体的回路例を示す図である。 図６の制御信号変換回路の具体的な回路例を示す図である。 の（１）は従来の制御信号と本発明によって得られる変換された制御信号との関係を示す図、（２）は（ａ）の起動時のＶａ対Ｖｂと、（ｂ）の定常時のスイッチ２１４の出力対Ｖｂの関係をそれぞれ示している。 制御信号の時間的変化を示す図で、（１）は本発明による変換された制御信号、（２）は従来の制御信号を示している。 図１０において制御信号が飽和する場合の制御信号の時間的変化を示す図で、（１）は本発明による変換された制御信号、（２）は従来の制御信号を示している。 デッドタイムの作成原理を説明する図で、（ａ）は発振回路とデッドタイム作成回路の各出力と矩形波形成回路の出力の関係を説明する図であり、（ｂ）は周波数が低い範囲では周波数が変わってもデッドタイムＤＴが変わらない原理を説明する図である。 デッドタイム作成回路の具体例である。 デッドタイム作成回路が有する電流−周波数特性を示している。 デッドタイム−周波数特性図で、（ａ）は周波数ｆ１以下でデッドタイムＤＴを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数ｆ１以上でデッドタイムＤＴを急増させる例、（ｂ）は変形例で、（イ）デッドタイムの一定値およぴ急増値を上下可変する例、（ロ）は周波数ｆ１での勾配を可変する例、（ハ）は変曲点周波数を左右に移動可変する例をそれぞれ示している。 デッドタイムＤＴを可変にする第２の実施例である。 図５の発振回路の１例を示している。 ２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の他の３例である。 本発明に係るインバータ回路の周波数対位相特性を示す線図である。 インバータ回路の出力電圧対位相特性を示す線図である。

１ 直流電源
２ リーケージトランス
３ １次巻線
４ 第１のコンデンサ
５ 第２のコンデンサ
６ 第１の半導体スイッチング素子
７ 第２の半導体スイッチング素子
８ 駆動部
９ ２次巻線
１０ 全波倍電圧整流回路
１１ マグネトロン
１２ ３次巻線
１３ 第３のコンデンサ
２１ 制御信号作成回路
２１１ 制御信号変換回路
２１２ マグネトロン発振検知手段
２１３ モード切り換え信号発生回路
２１４ モード切り換えスイッチ
２１５ バッテリ
２２ 周波数変調信号作成回路
２２１ａ トランジスタ
２２１ｂ、２２１ｄ、２２１ｅ 抵抗
２２１ｃ コンデンサ
２２１ｆ スイッチ
２２１ｇ 増幅器
２２１ｈ 定電流源
２３ 三角波搬送波発振回路
２４ デッドタイム作成回路
２５ 矩形波形成回路
２６ スイッチング素子駆動回路

Claims (17)

1. 交流電源と該交流電源の電圧を整流する整流回路と該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとから成る直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端は前記直流電源の一端に接続されると共に、コンデンサを前記共振回路に並列に接続し、２個の半導体スイッチング素子が同時にオフするデッドタイムを設けながら２個の半導体スイッチング素子を交互にオン／オフスイッチングさせる駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備え、前記スイッチング周波数の高／低で前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が減少／増加する高周波加熱装置であって、
   前記駆動手段は、前記交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記制御信号作成回路の出力を振幅可変制御信号入力とし、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流波形信号の入力信号を振幅可変して発振周波数制御電圧信号に変換する周波数変調信号作成回路と、該発振周波数制御電圧信号の出力振幅に対応してその周波数が変化する搬送波を作成する発振回路と、該発振周波数制御電圧信号出力振幅に対応してそのオフセット電圧が変化する二つのデッドタイム制御信号を生成するデッドタイム作成回路と、前記搬送波と前記デッドタイム制御信号を比較・整形してデッドタイムを備えた二つのスイッチング素子のオン／オフパルスに変換する矩形波成型回路と、該オン／オフパルスを前記２個の半導体スイッチング素子に入力するスイッチング素子駆動回路と、を備え、
   前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記発振周波数制御電圧信号振幅を前記スイッチング周波数が低くなる極性であって、前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が増加する極性に変換する制御信号変換回路を備えたことを特徴とする高周波加熱装置。
2. 交流電源と該交流電源の電圧を整流する整流回路と該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとから成る直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路の２組と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記２組の直列回路はそれぞれ前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記一方の直列回路の中点に、他端は他方の直列回路の中点に接続されると共に、前記２組の直列回路の各々において２個の半導体スイッチング素子が同時にオフするデッドタイムを設けながら２個の前記半導体スイッチング素子を交互にオン／オフスイッチングさせる駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備え、前記スイッチング周波数の高／低で前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が減少／増加する高周波加熱装置であって、
   前記駆動手段は、前記交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記制御信号作成回路の出力を振幅可変制御信号入力とし、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流波形信号の入力信号を振幅可変して発振周波数制御電圧信号に変換する周波数変調信号作成回路と、該発振周波数制御電圧信号の出力振幅に対応してその周波数が変化する搬送波を作成する発振回路と、該発振周波数制御電圧信号出力振幅に対応してそのオフセット電圧が変化する二つのデッドタイム制御信号を生成するデッドタイム作成回路と、前記搬送波と前記デッドタイム制御信号を比較・整形してデッドタイムを備えた二つのスイッチング素子のオン／オフパルスに変換する矩形波成型回路と、該オン／オフパルスを前記２個の半導体スイッチング素子に入力するスイッチング素子駆動回路と、を備え、
   前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記発振周波数制御電圧信号振幅を前記スイッチング周波数が低くなる極性であって、前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が増加する極性に変換する制御信号変換回路を備えたことを特徴とする高周波加熱装置。
3. 交流電源と該交流電源の電圧を整流する整流回路と該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとから成る直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端はコンデンサを介して前記直流電源の一端に接続されると共に、２個の半導体スイッチング素子が同時にオフするデッドタイムを設けながら２個の前記半導体スイッチング素子を交互にオン／オフスイッチングさせる駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備え、前記スイッチング周波数の高／低で前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が減少／増加する高周波加熱装置であって、
   前記駆動手段は、前記交流電源の入力電流と基準電流との差、又はマグネトロンに印加する電圧と基準電圧との差から制御信号を作成する制御信号作成回路と、前記制御信号作成回路の出力を振幅可変制御信号入力とし、前記交流電源を整流して得られる整流電圧／整流電流波形信号の入力信号を振幅可変して発振周波数制御電圧信号に変換する周波数変調信号作成回路と、該発振周波数制御電圧信号の出力振幅に対応してその周波数が変化する搬送波を作成する発振回路と、該発振周波数制御電圧信号出力振幅に対応してそのオフセット電圧が変化する二つのデッドタイム制御信号を生成するデッドタイム作成回路と、前記搬送波と前記デッドタイム制御信号を比較・整形してデッドタイムを備えた二つのスイッチング素子のオン／オフパルスに変換する矩形波成型回路と、該オン／オフパルスを前記２個の半導体スイッチング素子に入力するスイッチング素子駆動回路と、を備え、
   前記制御信号作成回路と前記周波数変調信号作成回路との間に、前記発振周波数制御電圧信号振幅を前記スイッチング周波数が低くなる極性であって、前記交流電源の入力電流あるいは前記マグネトロン印加電圧が増加する極性に変換する制御信号変換回路を備えたことを特徴とする高周波加熱装置。
4. 前記制御信号変換回路は演算増幅器を備え、該演算増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には、別の直流電源の正電位と前記演算増幅器の出力側端子との間に挿入されたダイオードと２個の抵抗から成る直列回路の該両抵抗の接続点の電位が与えられていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
5. 前記制御信号変換回路は比較機能を有する増幅器を備え、該増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には直流電源の正電位を入力し、比較機能としてダイオードの導通／非導通で前記増幅器のゲインを切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
6. 前記制御信号変換回路は比較機能を有する増幅器を備え、該増幅器の一方の入力端子には前記制御信号作成回路の出力を、他方の入力端子には直流電源の正電位と前記制御信号作成回路の出力とを比較する比較器を有し、前記比較器によって前記増幅器のゲインを切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
7. 前記マグネトロンが発振状態か非発振状態かを検知するマグネトロン発振検知手段をさらに有し、前記マグネトロン発振検知手段が前記マグネトロンの非発振状態を検知する期間は前記制御信号変換回路の出力信号を選択し、前記マグネトロン発振検知手段が前記マグネトロンの発振状態を検知すると前記制御信号を選択し、前記周波数変調信号作成回路に入力することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
8. 前記デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数に関係なくデッドタイムが略一定となるようなデッドタイム制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
9. 前記デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを増加させることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
10. 前記デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させることを特徴とする請求項９記載の高周波加熱装置。
11. 前記デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを特徴とする請求項９又は１０記載の高周波加熱装置。
12. 所定のスイッチング周波数以下での前記デッドタイムの一定値若しくは微増値、又は所定のスイッチング周波数以上での前記デッドタイムの急増値が可変であることを特徴とする請求項１０又は１１記載の高周波加熱装置。
13. 前記所定のスイッチング周波数の値が可変であることを特徴とする請求項１０〜１２のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
14. 前記デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを階段状に増加させるものであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
15. 前記デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第一の傾きより急な第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加した二つの信号を出力し、発振回路より出力される搬送波と比較することによりデッドタイムを作成するものであることを特徴とする請求項１〜１４のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
16. 前記デッドタイム作成回路は、ＶＣＣ電源と、デューティ制御電源と、スイッチング周波数に比例して変化する第一の電流と、所定の周波数から流れ出しかつスイッチング周波数に比例して変化する第二の電流と、前記二つの電流を合成してかつ所定の係数をかけた第三の電流と、前記デューティ制御電源に前記第三の電流に比例したプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加して成る二つの上位・下位電位を作成する上位・下位電位作成手段とを有し、前記二つの上位・下位電位と発振回路より出力される搬送波とをそれぞれ比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成することを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
17. 前記デューティ制御電源の電圧および前記スイッチング周波数の少なくとも一方を変化させて入力電力または入力電流制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１６記載の高周波加熱装置。
    

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