JP3223671B2 - 車両用交流発電機の三相全波整流器 - Google Patents

車両用交流発電機の三相全波整流器

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＭＯＳパワートランジ
スタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器に関す
る。特に、本発明の車両用交流発電機の三相全波整流器
は、界磁鉄心の直流磁化手段として三相全波整流器と直
列接続された界磁コイルや永久磁石を有する車両用交流
発電機に好適である。また、本発明の三相全波整流器
は、エンジン駆動のいわゆるオルタネータの他、車両制
動時の運動エネルギを電力として回生する発電電動可能
なオルタネータや電気自動車用走行モータにも適用でき
る
【０００２】。
【従来の技術】車両用交流発電機の三相電機子巻線の各
端とバッテリの高位端及び低位端とをそれぞれ個別に接
続するハイサイドの半導体電力素子及びローサイドの半
導体電力素子を有する三相全波整流器と、各半導体電力
素子を同期断続するコントローラとを備え、前記三相全
波整流器は、三相電機子巻線の発電電圧を直流電圧に変
換してバッテリに給電する車両用交流発電機が公知であ
り、例えば特開平４ー１３８０３０号公報は、上記半導
体電力素子としてＭＯＳパワートランジスタを用いるこ
とを開示している。
【０００３】すなわち上記公報に図示されるＮチャンネ
ルＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器は、車両
用交流発電機の三相電機子巻線の各端とバッテリの高位
端とを接続する３個のハイサイドのＭＯＳパワートラン
ジスタと、三相電機子巻線の各端とバッテリの低位端と
を接続する３個のローサイドのＭＯＳパワートランジス
タとを有する。
【０００４】この種のＭＯＳパワートランジスタとして
は、耐圧確保及びオン抵抗低減のためにＮ型シリコン基
板をＭＯＳパワートランジスタの一方の主電極とし、チ
ップの表面部に形成されたＰ型ウエル領域の表面部にも
う一方の主電極をなすＮ+ 型の領域を形成する縦型ＭＯ
Ｓパワートランジスタ構造を採用するのが通常である。
【０００５】更に、従来、車両用交流発電機の界磁鉄心
の直流磁化手段として三相全波整流器と並列接続された
界磁コイルを用いる並列界磁コイル式や、構造及び制御
が比較的簡単な磁石式が一般的であるが、その他の形式
として、本出願人は三相全波整流器と励磁コイルとを直
列接続して磁石式の界磁束を増強する直列界磁コイル併
用磁石式を提案している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記した並列界磁コイ
ル式では車両用交流発電機では、励磁電流の断続により
充電電流の制御を行うが、そのためには、励磁電流を断
続するスイッチングトランジスタが必要であるので、構
造及び制御が複雑であるという欠点があった。一方、上
記した磁石式や直列界磁コイル併用磁石式では、励磁電
流断続用の上記スイッチングトランジスタを省略でき、
構造、制御が簡単となるという大きな利点をもつもの
の、界磁束制御による充電電流の制御ができないので、
回転数が増大すると、バッテリを過充電してしまう可能
性が生じた。
【０００７】もちろん、このような磁石式や直列界磁コ
イル併用磁石式において、上記ＭＯＳパワートランジス
タ式三相全波整流器の開閉制御タイミングの調整により
充電電流の制御を行うことは可能であるが、ＭＯＳパワ
ートランジスタのオフ時においても上記説明した寄生ダ
イオードＤｓを通じてバッテリが充電されるために、バ
ッテリが過充電される可能性が生じてしまう。
【０００８】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
であり、界磁束制御を行わない車両用交流発電機におけ
る過充電を抑止することを、その第１の目的としてい
る。更に、上記公報のＭＯＳパワートランジスタを用い
た三相全波整流器は、従来の三相全波整流器のＰＮ接合
ダイオードの機能を果たす寄生ダイオードとＭＯＳパワ
ートランジスタとを並列接続した構成を有するので、従
来のシリコンダイオードを用いた三相全波整流器に比較
して接合ダイオードの順方向電圧降下が無い分だけ電力
損失を低減できる可能性がある。
【０００９】しかしながら、本発明者らの解析により、
上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器に
は以下の問題があることが判明した。車両用交流発電機
では、三相電機子巻線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ
量が大きいために、それが瞬時に放出される場合に対す
る対策として、三相全波整流器の各半導体電力素子の耐
圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の出力整流電
圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定することが好
ましい。
【００１０】エンハンスメント型ＭＯＳパワートランジ
スタでは、原理的に、ウエル領域すなわち、ゲート電極
下の領域とソース領域との間にソース接続側の寄生ダイ
オードＤｓが生じ、ウエル領域とドレイン領域との間に
ドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄが生じる。ここ
で、Ｐ型ウエル領域への電位付与の必要からＰ型ウエル
領域とソース電極又はドレイン電極のどちらかとを接続
することが通常行われるが、車両用交流発電機の三相全
波整流器では、Ｐ型ウエル領域とドレイン電極とを接続
する（すなわちドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄを
短絡する）必要がある。これは、ＰチャンネルＭＯＳパ
ワートランジスタの場合も同じである。
【００１１】すなわち、車両用交流発電機の三相全波整
流器では、Ｐ型ウエル領域とソース電極とを接続してソ
ース接続側の寄生ダイオードＤｓを短絡すると、ハイサ
イドのＭＯＳパワートランジスタのドレイン電極に印加
される発電電圧がバッテリ電圧より低下する場合にドレ
イン接続側の寄生ダイオードＤｄを通じて逆流電流（ダ
イオード順方向電流）が流れてしまう。同じく、ローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタのソース電極に接続さ
れる発電電圧がバッテリ低位端の電位（接地電位）電圧
より上昇すればドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄを
通じて逆流電流（ダイオード順方向電流）が流れてしま
う。したがって、このような寄生ダイオードＤｄを通じ
た電流の逆流を防止するためには、Ｐ型ウエル領域をド
レイン電極に接続して、ソース接続側の寄生ダイオード
Ｄｓにより上記逆流を阻止する必要が生じる。このこと
はＰチャンネルＭＯＳパワートランジスタでも同じであ
る。
【００１２】ところが、従来のＭＯＳパワートランジス
タ構造では、図７又は図８に示すように、Ｐ型ウエル領
域１０３とその表面部のＮ+ 型領域１０４とを短絡し、
Ｐ型ウエル領域１０３とＮ型エピタキシャル耐圧層１０
５との間のＰＮ接合の空乏層１０７をＮ型エピタキシャ
ル耐圧層側に張り出してオフ時の耐圧を稼がざるを得な
い。
【００１３】すなわち、上記したＭＯＳパワートランジ
スタ構造で上記車両用交流発電機の三相全波整流器を構
成する場合、Ｎ+ 型基板１０６をソース領域、Ｎ+ 型領
域１０４をドレイン領域とせざるを得ない。しかしこの
ようにすると、Ｎ型耐圧層１０５の大きなソース寄生抵
抗Ｒｓが実質的なソース端とソース電極との間に直列接
続されることになる。
【００１４】ＭＯＳトランジスタのドレイン飽和電流Ｉ
ｄｓａｔは、しきい値電圧Ｖｔを簡単化のために無視
し、Ｋを比例定数、ΔＶｇｓをゲート・ソース間電圧
（Ｖｇ−Ｖｓ）、Ｖｇをゲート電圧、Ｖｓ’＝Ｖｓ＋Ｉ
ｄｓａｔ・Ｒｓを実質的なソース端Ｓ’の電位とすれ
ば、 Ｉｄｓａｔ＝Ｋ（Ｖｇ−Ｖｓ’）2 ＝Ｋ（ΔＶｇｓ−Ｉｄｓａｔ・Ｒｓ）2 すなわち、ドレイン飽和電流（所定ゲート電圧印加時の
最大電流）Ｉｄｓａｔは、Ｉｄｓａｔ・Ｒｓの分だけゲ
ート電圧Ｖｇが低くなったことに等しいことになる。な
お、基板効果によるしきい値電圧Ｖｔの変化も無視す
る。
【００１５】例えばゲート電圧が＋２０Ｖ、ソース（バ
ッテリ）電位が＋１２Ｖ，電流が１００Ａ、ソース寄生
抵抗Ｒｓが０．０５オームとすれば、実際のソース電位
Ｖｓ’は１７Ｖとなり、チャンネル電流はＲｓが０の場
合に比べて９／６４まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Ｒｓの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用、言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソ
ース抵抗帰還効果という。
【００１６】上記式はドレイン電流飽和領域のものであ
るが、同様に非飽和領域においてもＲｓの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Ｒｓの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。
【００１７】もちろん、ソース寄生抵抗Ｒｓの低減のた
めにＮ型耐圧層１０５を薄くすることは可能であるが、
上記したように車両用交流発電機では３００Ｖといった
高耐圧を必要とするので、Ｎ型耐圧層１０５を薄くする
ことは困難である。すなわち、通常のシリコンＭＯＳパ
ワートランジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は
約３０Ｖ／μｍであり、上記３００Ｖの耐圧をＮ型耐圧
層１０５だけで稼ぐとすれば、Ｎ型耐圧層１０５中の電
界強度が一定と仮定しても１０μｍの厚さが必要とな
る。計算すると、Ｎ型耐圧層１０５の厚さは約２０μｍ
以上必要となり、その不純物濃度を約１×１０15原子／
ｃｍ3 以下とせねばならない。
【００１８】耐圧確保のためにこのような厚さ及び不純
物濃度をもつＮ型耐圧層１０５を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Ｒｓの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少（チャンネル抵抗
の大幅な増大）を招き、その結果として、上記公報のＭ
ＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途（すなわちリアクタンス負荷分野）におい
て、ＰＮ接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。
【００１９】一方、上記した図７又は図８のＭＯＳパワ
ートランジスタ構造において、Ｎ+型領域１０４をソー
ス電極、Ｎ+ 型基板１０６をドレイン電極とし、Ｐ型ウ
エル領域１０３とＮ+ 型ドレイン領域１０６とを短絡す
ることも考えられる。しかしながら、この方式ではソー
ス電極を構成するＮ+ 型領域１０４とＰ型ウエル領域１
０３との間に上記した３００Ｖもの耐圧を確保し、ゲー
ト電極とＰ型ウエル領域１０７及びＮ+ 型領域１０４と
の間の耐圧をも確保することは困難である。
【００２０】本発明は、上記した車両用交流発電機用の
ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器の上記欠点
に鑑みなされたものであり、低損失で冷却も簡単な車両
用交流発電機のＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整
流器を提供することをその第２の目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明の車両用交流発電
機の三相全波整流器は、界磁巻線電流制御を行わない車
両用交流発電機の三相電機子巻線の各端とバッテリの高
位端及び低位端とを接続するハイサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ又はローサイドのＭＯＳパワートランジス
タを有するとともに、三相電機子巻線の発電電圧を直流
電圧に変換してバッテリに給電する車両用交流発電機の
三相全波整流器において、前記ＭＯＳパワートランジス
タは、ソース領域又はドレイン領域とウエル領域との間
のどちらか一方の寄生ダイオードと並列に接続される高
抵抗体を有することを特徴としている。
【００２２】
【作用及び発明の効果】本発明の車両用交流発電機の三
相全波整流器は、界磁巻線電流制御を行わない車両用交
流発電機の三相電機子巻線の各端とバッテリの高位端及
び低位端とを接続するハイサイドのＭＯＳパワートラン
ジスタ又はローサイドのＭＯＳパワートランジスタを有
する。更に、ＭＯＳパワートランジスタは、ソース領域
又はドレイン領域とウエル領域との間のどちらか一方の
寄生ダイオードと並列に接続される高抵抗体を有する。
【００２３】この高抵抗体は、寄生ダイオードを流れる
（ＭＯＳパワートランジスタのチャンネルをバイパスす
る）制御不能な不所望電流を抑止して、バッテリの過充
電を防いだり、又は、バッテリから三相電機子巻線への
電流の逆流を防止する。したがって、本発明によれば、
寄生ダイオードを通じてバッテリに流れる電流を従来よ
り格段に低減乃至禁止できるので、バッテリ過充電を抑
止でき、ＭＯＳパワートランジスタの開閉によりバッテ
リ充電量を制御できるので、励磁電流制御用のスイッチ
ングトランジスタも省略でき、簡単な構造を実現するこ
ともできる。
【００２４】第１態様において、高抵抗体は、ドレイン
領域とウエル領域との間の寄生ダイオード（ドレイン接
続側の寄生ダイオードＤｄ）と並列に接続されるので、
ウエル領域はこの高抵抗体を通じて電位付与される。こ
のようにすれば、ソース領域とウエル領域との間の寄生
ダイオード（ソース接続側の寄生ダイオードＤｓ）を通
じて流れるバッテリ充電電流は高抵抗体により大幅に削
減され、バッテリ過充電は良好に抑止される。
【００２５】第２態様において、高抵抗体は、上記ソー
ス接続側の寄生ダイオードＤｓと並列に接続されるの
で、ウエル領域はこの高抵抗体を通じて電位付与され
る。このようにすれば、寄生ダイオードを通じて流れる
バッテリ充電電流はドレイン接続側の寄生ダイオードＤ
ｄの大きな逆バイアス接合の抵抗により阻止される。な
お、三相電機子巻線の電位が低く、ＭＯＳパワートラン
ジスタのドレイン電位が低い場合には、上記寄生ダイオ
ードＤｄは順バイアスとなるが、バッテリからこの寄生
ダイオードＤｄを通じて逆流する電流はこの高抵抗体に
より良好に抑止される。
【００２６】したがって、この高抵抗体内蔵ＭＯＳパワ
ートランジスタでは、ウエル領域への電位付与のために
ウエル領域とドレイン領域とを短絡する必要がない。そ
の結果、ウエル領域とドレイン領域との間に耐圧層を設
けることができる。このことは、ソース電極とチャンネ
ル始端との間に耐圧層を設ける必要がないので、上記し
たようにソース寄生抵抗Ｒｓに基づく大きな電力損失及
び発熱を格段に低減できることを意味する。特に、Ｎチ
ャンネルＭＯＳパワートランジスタにおいて抵抗低減が
困難なハイサイドのＭＯＳパワートランジスタにおい
て、ソース電位はバッテリの高位端電位にほぼ固定され
るので、上記ソース抵抗帰還効果の減少に基づいてその
電力損失及び発熱を大幅に低減でき、冷却、配置も簡単
となる。
【００２７】第３態様において、ハイサイド及びローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタの一方はドレイン接続
側の寄生ダイオードＤｄと並列に接続されるドレイン接
続側の高抵抗体を有し、ハイサイド及びローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタの他方はソース接続側の寄生ダ
イオードＤｓと並列に接続されるソース接続側の高抵抗
体を有する。
【００２８】このようにすれば、ハイサイド及びローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタの両方の高抵抗体及び
寄生ダイオードからなるバイパス経路が、高抵抗体によ
りバイパスされない互いに逆向きのドレイン接続側の寄
生ダイオードＤｄ及びソース接続側の寄生ダイオードＤ
ｓを有することになるので、このバイパス経路を通じて
直流電流が流れることが阻止される。
【００２９】第４態様において、ＭＯＳパワートランジ
スタは単結晶ＳｉＣを素材として形成されるので、耐圧
層の抵抗をＳｉを素材とするそれに比較して格段に低減
でき、その結果、電力損失を低減することができる。特
に、第１態様では、耐圧層がソース寄生抵抗となるのが
通常であり、このソース寄生抵抗は僅かな増大でもチャ
ンネル抵抗を大きく増大するので、この耐圧層抵抗の低
減は第１態様において特に重要である。
【００３０】第５態様において、ＭＯＳパワートランジ
スタはハイサイド側の素子又はローサイド側の素子のど
ちらか一方を構成し、前記ハイサイド側の素子又はロー
サイド側の素子のどちらか他方はＰＮ接合ダイオードか
らなる。このようにすれば、構造及び制御が簡単とな
る。第６態様は第２態様において、ＭＯＳパワートラン
ジスタ縦型ＭＯＳパワートランジスタとしたものであ
る。すなわち、ＭＯＳパワートランジスタは、ドレイン
電極を構成するＮ+ 型の基板と、前記基板上に形成され
たＮ型の耐圧層と、前記耐圧層の表面部に形成されたＰ
型ウエル領域と、前記Ｐ型ウエル領域の表面部に形成さ
れてソース電極を構成するＮ+ 型のソース領域と、前記
Ｐ型ウエル領域の表面部に絶縁膜を介して配設されると
ともに前記ソース領域及び前記耐圧層を導通させるＮ型
チャンネルを形成するゲート電極とを備える。
【００３１】このようにすれば、基板がソース電極を構
成できるので、耐圧層はドレイン側となり、耐圧層がソ
ース側となる従来のＭＯＳパワートランジスタに比較し
てソース寄生抵抗Ｒｓの低減によりチャンネル抵抗を大
幅に低減することができる。第７態様において、前記Ｍ
ＯＳパワートランジスタは単結晶ＳｉＣを素材として形
成され、前記ＭＯＳパワートランジスタのソース・ドレ
イン間及びドレイン・ゲート間耐圧は１００Ｖ以上に設
定される。
【００３２】この態様は特に第１態様において有効であ
る。すなわち、第１態様では耐圧層又は耐圧領域をソー
ス側に配設せざるを得ないので、ソース寄生抵抗Ｒｓが
増大してしまう。高耐圧のＳｉＣを用いれば、ソース寄
生抵抗Ｒｓを格段に低減でき、チャンネル抵抗も格段に
低減でき、それに応じて電力損失を格段に低減すること
ができる。
【００３３】
【実施例】（実施例１）車両エンジンにより駆動される
本実施例の車両用交流発電機いわゆるオルタネータの構
造を図１〜図４に基づき説明する。図１は本案の第一実
施例を示す構成図である。励磁調節手段を有さない磁石
式回転子１と回転子１によって誘導発電される三相電機
子巻線５によって、発電機が構成される。
【００３４】発電機外殻は一対のフロントハウジング１
４とリアハウジング１５で構成されており、４本のスル
ーボルト２３で結合されている。ハウジング１４及び１
５の内周にはステータコア２が固定され、ステータコア
２には三相電機子巻線５が巻装されている。ハウジング
１４、１５に固定されたベアリング２１、２２は回転子
を回転自在に支持している。回転子１は、磁石１８とロ
ータコア１２とそれらを支持する非磁性部材２０とシャ
フト１６とにより構成される。
【００３５】リアハウジング１５の内側には、整流制御
装置１０がビスにより固定されている。整流制御装置１
０は、三相交流出力電流の入力端子１０ｂとＢ電流出力
端子１０ｃとバッテリ信号入力端子１０ｄの入出力端子
を持ち、三相電機子巻線５と三相交流電流の入力端子１
０ｂとが後述の冷却風吐出窓２６の位置において軟ろう
付けで結線され、Ｂ電流出力端子１０ｃとハーネス（図
示せず）とはナットで結線され、バッテリ信号入力端子
１０ｄとエンジンキースイッチ信号端子１０ａはコネク
タで結線される。この一体成形された整流制御装置１０
は、入出力端子を除き、電磁シールドと放熱のため、金
属製の電磁シールド部材９で囲包されている。
【００３６】回転子１にはその両側端面にファン１７が
設けられており、冷却風２４をフロントハウジング１４
とリヤハウジング１５に設けられた吸入窓２５から吸入
する。整流制御装置１０、吸入窓２５及び吐出窓２６は
ほぼ遠心方向へ並ぶように配置されている。これによ
り、冷却風の一部は、ファン１７に対面してファン１７
のシュラウドをなすところの電磁シールド部材９の天井
側部材９ａの表面にあたって、吐出窓２６から吐出す
る。また同様に、電磁シールド部材９の底側部材９ｂは
リヤハウジング１５に熱伝達良好に密着して取り付けら
れている。
【００３７】上記の構成を有する整流制御装置１０は、
従来の電圧調整器（レギュレータ）と三相全波整流器と
を有する車両用交流発電機の三相全波整流器に比較し
て、軸方向リヤハウジング１５の端面面積の占有率が半
減し、省スペース、通風抵抗の低減及び冷却効果を向上
が実現する。次に、電圧調整部２０による三相全波整流
器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの
開閉制御について説明する。
【００３８】電圧調整部２０は、各相の三相電機子巻線
５の出力端の電位である各相発電電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ
を読み込み、その相間発電電圧Ｖｕ−Ｖｖ，Ｖｕ−Ｖ
ｗ，Ｖｖ−Ｖｕ，Ｖｖ−Ｖｗ，Ｖｗ−Ｖｕ，Ｖｗ−Ｖｖ
の中から、最も大きい正値でかつバッテリ２１の端子電
圧より大きい相間発電電圧を選択し、この選択した相間
発電電圧がバッテリ２１に印加されるように、ハイサイ
ドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの中の一
つのＭＯＳパワートランジスタと、ローサイドのＭＯＳ
パワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの中の一つのＭＯＳ
パワートランジスタとをオンさせる。これにより、選択
された三相電機子巻線からバッテリ２１へ充電電流が給
電される。
【００３９】また、電圧調整部２０は通常のレギュレー
タと同様に、バッテリ２１の端子電圧を検出し、検出電
圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小に
基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の端子電
圧を目標レベルに維持することは従前通りである。次
に、本実施例の車両用交流発電機の回路構成について図
５を用いて説明する。
【００４０】整流制御装置１０は、三相全波整流器１９
と電圧調整器２０とで構成されている。三相全波整流器
１９は、単結晶ＳｉＣを素材とするＮチャンネルエンハ
ンスメント形式のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１
９ｆからなる三相全波整流器であって、ハイサイドのト
ランジスタ１９ａ〜１９ｃは三相電機子巻線５の各相出
力端とバッテリ２１の高位端とを接続しており、ローサ
イドのトランジスタ１９ｄ〜１９ｆは三相電機子巻線５
の各相出力端とバッテリ２１の低位端とを接続してい
る。
【００４１】電圧調整器２０は、入力される三相電機子
巻線５の各相出力端から各相発電電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ
を入力しており、これらの入力信号に基づいてＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの各ゲート電極に印加
するゲート電圧を制御している。すなわち、整流制御装
置１０の電圧調整器２０がバッテリ２１の電圧を読み取
り、それが一定となるようにＭＯＳパワートランジスタ
１９ａ〜１９ｆを開閉制御する。
【００４２】上記したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートラ
ンジスタ式三相全波整流器１９の詳細を図６及び図７、
図８を参照して以下、更に説明する。ただし、図６はこ
の実施例のＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器
の一相部分を示すインバータ回路であり、図７、図８は
ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの断面構造の
一部を示す。
【００４３】図６のＮチャンネルＭＯＳパワートランジ
スタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパワート
ランジスタ１０１のドレイン電極ＤとローサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが三相電
機子巻線５の一相出力端に接続され、ローサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタ１０２のドレイン電極Ｄがバッテ
リ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２１の高
位端に接続される。なお、バッテリ充電時における充電
電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソース電極
はこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネルへ注入
する側の電極をいう。
【００４４】ＭＯＳパワートランジスタ１０１、１０２
では後述のＰ型ウエル領域１０３すなわちゲート電極１
０１直下の領域とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄとの
間にソース接続側の寄生ダイオードＤｓとドレイン接続
側の寄生ダイオードＤｄとが図示のように生じるが、Ｐ
型ウエル領域１０３への電位付与の必要から、ハイサイ
ドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のＰ型ウエル領域
１０３はソース電極Ｓに高抵抗体１２０を通じて接続さ
れる。一方、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ
も、そのＰ型ウエル領域１０３への電位付与の必要か
ら、そのＰ型ウエル領域１０３とドレイン電極Ｄが短絡
されている。その理由については前述した通りである。
これにより、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１
０２におけるソース接続側の寄生ダイオードＤｓがバッ
テリ２１からの上記逆流を阻止する。
【００４５】一方、例えば１５０オーム以上という高抵
抗値を有する高抵抗体１２０は、発電電圧すなわちハイ
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のドレイン電
位がバッテリ電位より低下した場合でかつ他のＭＯＳパ
ワートランジスタ（図示せず）がオンした場合におい
て、電流がドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄを通じ
ての電流の逆流を許容範囲に圧縮する。
【００４６】次に、図６の三相全波整流器１９のハイサ
イドのＭＯＳパワートランジスタ１０１の断面構造の一
部を図８を参照して説明する。ＳｉＣのＮ+ 型基板１０
６上にＮ型耐圧層１０５がエピタキシャル成長により形
成され、Ｎ型耐圧層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１
０３がアルミニウムをイオン注入することにより形成さ
れ、更にＰ型ウエル領域１０３の表面部にＮ+型領域１
０４が窒素をイオン注入することにより形成される。そ
して、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域だけを開口し
てレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知のＲ．ｉ．Ｅド
ライエッチングによりトレンチ１０８が凹設され、その
後、トレンチ１０８の表面に熱酸化法によりシリコン酸
化膜からなるゲート絶縁膜１０９を形成し、その後、ト
レンチ１０８にドープドポリシリコンからなるゲート電
極１１０を形成する。その後、ホトリソグラフィにより
フィールド絶縁膜（図示せず）を開口し、ニッケル電極
１１１をＮ+ 型領域（ソース電極）１０４及びＰ型ウエ
ル領域１０３にコンタクトし、金電極１１２をＮ+ 型基
板（ドレイン電極）１０６にコンタクトして素子を完成
する。
【００４７】このニッケル電極１１１は、スパッタリン
グや真空蒸着により形成され、ニッケル電極１１１とＰ
型ウエル領域１０３との間にニッケルとＳｉＣの高抵抗
の合金層（図示せず）が形成され、この合金層が高抵抗
体１２０を構成する。更に、このようにして製造された
図８のハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１
は、Ｎ+ 型領域１０４がソース電極Ｓを構成し、Ｎ+ 型
基板１０６がドレイン電極Ｄを構成し、Ｎ型耐圧層１０
５がドレイン側に配置されるので、高い耐圧を確保しつ
つソース寄生抵抗Ｒｓを格段に低減でき、その結果、高
耐圧と低抵抗とを両立することができる。更に、Ｎ型耐
圧層１０５もＳｉＣの採用により大幅に低抵抗化でき、
その電力損失も格段に改善することができる。
【００４８】図７は図８の他例である。次に、図３の三
相全波整流器１９のローサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１０２の断面構造の一部を図８を参照して説明す
る。ＳｉＣのＮ+ 型基板１０６上にＮ型耐圧層１０５が
エピタキシャル成長により形成され、Ｎ型耐圧層１０５
の表面部にＰ型ウエル領域１０３がアルミニウムをイオ
ン注入することにより形成され、更にＰ型ウエル領域１
０３の表面部にＮ+型領域１０４が窒素をイオン注入す
ることにより形成される。そして、ウエハ表面のトレン
チ形成予定領域だけを開口してレジストや絶縁膜でマス
クしつつ周知のＲ．ｉ．Ｅドライエッチングによりトレ
ンチ１０８が凹設され、その後、トレンチ１０８の表面
に熱酸化法によりシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜
１０９を形成し、その後、トレンチ１０８にドープドポ
リシリコンからなるゲート電極１１０を形成する。その
後、金属電極１１１をＮ+ 型領域（ドレイン電極）１０
４にコンタクトし、金属電極１１２をＮ+ 型基板（ソー
ス電極）１０６にコンタクトして素子を完成する。
【００４９】したがってこの実施例では、ＭＯＳパワー
トランジスタがオフしている場合に高電圧（例えば＋３
００Ｖ）がソース領域１０６とドレイン電極１１１との
間に印加されると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏層を張
り出してこの高電圧に耐えることになる。その結果、こ
のＮ型耐圧層１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとなり、上述
したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増加効果と
により電力損失を発生する。
【００５０】しかし、この実施例では単結晶ＳｉＣを素
材とするので、Ｎ型耐圧層１０５の厚さ及び不純者濃度
を従来のＳｉに比較して大幅に向上することができる。
以下、Ｎ型耐圧層１０５の耐圧を３００Ｖとする場合の
Ｎ型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓｉの場合、そ
の降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、Ｎ型耐圧層１
０５の厚さは約２０μｍとなり、その不純物濃度は約１
×１０15原子／ｃｍ3 となり、このＳｉ−Ｎ型耐圧層１
０５の抵抗率は５Ω・ｃｍとなる。
【００５１】一方、ＳｉＣの場合、その降伏電界強度は
約４００Ｖ／μｍであり、Ｎ型耐圧層１０５の厚さは約
４μｍとなり、その不純物濃度は約２×１０16原子／ｃ
ｍ3となり、その結果、このＮ型耐圧層１０５の抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、Ｎ型耐圧層
１０５の抵抗は抵抗率×厚さであるので、ＳｉＣのＮ型
耐圧層１０５はＳｉのＮ型耐圧層１０５に比較して、約
１／２０の抵抗値まで低減可能となる。
【００５２】結局、上記ローサイドのＳｉＣのＭＯＳパ
ワートランジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳ
ｉに比較して約１／２０に低減することができ、またそ
れに応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に
減少することができ、それらの相乗効果により極めて低
損失の車両用交流発電機用の三相全波整流器１９を実現
することができる。
【００５３】すなわち、ＳｉＣを採用したことによるＮ
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器１９を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。上記のように構成され
た本実施例の三相全波整流器１９の更なる作用効果を以
下に説明する。
【００５４】この磁石式発電機では、高回転域では発電
電圧が増大するため、従来のＭＯＳパワートランジスタ
式三相全波整流器ではＭＯＳパワートランジスタのオフ
時でもバッテリが過充電される問題があった。これは、
バッテリから三相電機子巻線への逆流防止のために寄生
ダイオードＤｄを短絡してウエル領域に電位付与せざる
を得ないためである。この問題を解決するために、本実
施例では、三相全波整流器１９のハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃのソース電極ＳとＰ型
ウエル領域１０３とを高抵抗体１２０により接続し、こ
の高抵抗体１２０を通じてＰ型ウエル領域１０３に電位
付与する。
【００５５】このようにすれば、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの寄生ダイオードＤｄ
がチャンネルをバイパスするバッテリ充電電流を阻止す
るために、バッテリ２１の過充電は防止される。また、
高抵抗体１２０はバッテリ２１から三相電機子巻線５へ
の逆流電流を許容範囲内に制限する。また、上記説明し
た実施例とは逆に、ハイサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｃの寄生ダイオードＤｄを短絡し、ロ
ーサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの
寄生ダイオードＤｓと高抵抗体１２０とを並列接続して
もよい。なお、ハイサイド、ローサイド両方のＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｆに上記高抵抗体１２０
を並列接続すると、バッテリ２１から直流電流が漏れる
問題が生じる。
【００５６】その他、短絡側ＭＯＳパワートランジスタ
であるＭＯＳパワートランジスタ（図６では１９ｄ〜１
９ｆ）をＰＮ接合ダイオードに置換することも可能であ
る。次に、同一チップサイズ及び設計ルールで製造した
ＳｉダイオードとＳｉのＭＯＳパワートランジスタとＳ
ｉＣのＭＯＳパワートランジスタの電圧・電流特性を図
９〜図１１に示す。ただしそれらの耐圧は２５０Ｖとし
ている。図９はＳｉダイオードの特性を示し、図１０は
ＳｉのＭＯＳパワートランジスタの特性を示し、図１１
はＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタの試験特性を示
す。図９〜図１１からわかるように、出力電流７５Ａの
条件において本実施例の三相全波整流器１９は従来の三
相全波整流器に比較して電力損失を９０％以上削減する
ことが可能となった。
【００５７】図１２に、ＭＯＳパワートランジスタの要
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図１２か
らわかるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記
抵抗が支配的となる。
【００５８】すなわち、耐圧が増加してもチャンネル抵
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。 （実施例２）本発明の他の実施例を図１３を参照して説
明する。
【００５９】この実施例では、ハイサイド及びローサイ
ドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのドレイ
ン接続側の寄生ダイオードＤｄと並列に高抵抗体１２０
を接続したものである。このようにすれば、ＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ａ〜１９ｆの高抵抗体１２０は、そ
のＰ型ウエル領域１０３に電位付与するとともに、ＭＯ
Ｓパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆのソース接続側の
寄生ダイオードＤｓを通じて流れるバイパス発電電流を
低減する。また、バッテリ２１からの逆流電流は寄生ダ
イオードＤｓにより阻止される。 （実施例３）本発明の他の実施例を図１４を参照して説
明する。
【００６０】この実施例では、実施例１において、ハイ
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの高
抵抗体１２０を、そのソース接続側の寄生ダイオードＤ
ｓとを並列接続したものである。このようにすれば、ハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの
ドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄがチャンネルをバ
イパスするバッテリ充電電流を阻止する。また、ローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのソー
ス接続側の寄生ダイオードＤｓはバッテリ２１からの逆
流電流を阻止する。
【００６１】更に、ローサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ｄ〜１９ｆの高抵抗体１２０は、そのＰ型ウエ
ル領域１０３に電位付与するとともに、ローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのソース接続側
の寄生ダイオードＤｓを通じて流れるバイパス発電電流
を低減する。 （実施例４）本発明の他の実施例を図１５を参照して説
明する。
【００６２】この実施例では、高抵抗体１２０の接続を
実施例３とは反対にしたものであり、ハイサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの高抵抗体１２０
をその寄生ダイオードＤｄと並列接続し、ローサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの高抵抗体１
２０をその寄生ダイオードＤｓと並列接続したものであ
り、作用効果は実施例３と同じである。
【００６３】ただ、この実施例によれば、ハイサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃはソース側に
耐圧層を有する共通ソース構造とすることができ、ロー
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆはど
レイン側に耐圧層を有する共通ドレイン構造とすること
ができるので、図１６に示すようにコモンソースのハイ
サイドＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃを１個
のチップで構成し、図１７に示すようにコモンドレイン
のローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９
ｆを１個のチップで構成することができる。
【００６４】更に詳しく説明すると、図１６において、
Ｎ+ 型基板１０６はハイサイドの各ＭＯＳパワートラン
ジスタ１９ａ〜１９ｃの共通のソース電極Ｓを構成し、
基板１０６上には各相のＰ型ウエル領域１０３ａ〜１０
３ｃが互いにパンチスルー不能な距離だけ充分離れて個
別に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１０３ｃの
表面部にはそれぞれＮ+ 型のドレイン領域１０４ａ〜１
０４ｃが個別に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜
１０３ｃの表面部には絶縁膜１０９を介してゲート電極
１１０ａ〜１１０ｃが配設され、各ドレイン領域１０４
ａ〜１０４ｃはゲート電極１１０ａ〜１１０ｃにより耐
圧層１０５に個別に導通される。
【００６５】このようにすれば、１チップ上に３個のハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃか
らなるハーフブリッジをなんら工程を増加することなく
集積できるという優れた効果を奏する。また、各ＭＯＳ
パワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの電力損失が小さい
ので、上記集積により各素子が高温化することも回避で
きる。
【００６６】また図１７において、Ｎ+ 型基板１０６は
ローサイドの各ＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９
ｆの共通のドレイン電極Ｄを構成し、基板１０６上には
各相のＰ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆが互いにパン
チスルー不能な距離だけ充分離れて個別に形成され、各
Ｐ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆの表面部にはそれぞ
れＮ+ 型のソース領域１０４ｄ〜１０４ｆが個別に形成
され、各Ｐ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆの表面部に
は絶縁膜１０９を介してゲート電極１１０ｄ〜１１０ｆ
が配設され、各ドレイン領域１０４ｄ〜１０４ｆはゲー
ト電極１１０ｄ〜１１０ｆにより耐圧層１０５に個別に
導通される。
【００６７】このようにすれば、１チップ上に３個のハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆか
らなるハーフブリッジをなんら工程を増加することなく
集積できるという優れた効果を奏する。また、各ＭＯＳ
パワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの電力損失が小さい
ので、上記集積により各素子が高温化することも回避で
きる。 （実施例５）他の実施例を図１８を参照して説明する。
この実施例は、この三相全波整流器１９の制御方式を提
案するものであって、車両エンジン制御コンピュータに
機能統合されたコントローラ（図示せず）により、この
制御は実行される。もちろん、電圧調整器２０がこの制
御動作を行うこともできる。
【００６８】以下この制御動作を説明する。まず、バッ
テリ電圧を入力し（２００）、それに基づいてバッテリ
充電状態を推定する（２０２）。次に、三相電機子巻線
５の各相出力端から入力発電電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ
を入力し（２０４）、それらに基づいてから各相の線間
電圧を計算し（２０６）、線間電圧がバッテリ電圧を越
える電圧であり、かつ、バッテリを充電する方向である
相を検出し、その相の線間に接続されるハイサイド及び
ローサイドのＭＯＳパワートランジスタを選択する（２
０８）。
【００６９】次に、相電圧より発電機回転数を計算し
（２１０）、それに基づいてエンジンの回転数を検出
し、メモリに格納する（２１２）。次に、アイドル時の
エンジン不整燃焼に伴うトルクむらにもとづく回転２次
高調波成分（４気筒の場合）、回転３次高調波成分（６
気筒の場合）のなどのエンジン回転脈動を検出する（２
１４）。
【００７０】次に、計算したバッテリ充電状態と、エン
ジン回転脈動よりあらかじめ定めてある制御パタ−ンを
検索し（２１６）、ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｆの導通時間、開閉タイミングなどの制御量を決定
し、決定した制御量に基づいてＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｆを開閉制御する（２１８）。このよう
にすれば、例えば、バッテリ残容量が小の場合は充電を
重視した発電制御を行い、エンジン回転脈動量が大の場
合はエンジン回転脈動を制御するように発電量を変えト
ルク制御を行うことが可能となる。
【００７１】なお従来、このような回転の脈動に対する
抑制制御は理論上考えられたが実用化に至っていないの
は、界磁式巻線式発電機の場合には界磁コイルに機械振
動が伝わり回動故障を招いたり、界磁回路の時定数が大
きく、高速で回転の脈動を抑制するのに適さないことが
原因としてある。また永久磁石回転子の場合には、前述
した如く出力電流を低損失に制御できる手段が発見され
ていなかったことがあげられる。本実施例により、電力
損失の増大を抑止しつつエンジンの回転振動の低減を実
現することができる。
【００７２】上記各実施例において、ハイサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃとローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのどちらかを、
ＰＮ接合ダイオードに置換することもできる、またＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥとを混用すること
もできる。更に、本実施例は励磁磁束量の制御を行わな
い界磁コイル式回転子にも適用することができる他、界
磁コイルと磁石とを併用する構造の回転子にも適用する
ことができる。
【００７３】以上の説明では、車両用交流発電機の三相
全波整流器１９について説明したが、本実施例の三相全
波整流器１９はスイッチング可能であるので、三相交流
電圧を発生するスイッチングインバータ回路としても採
用又は兼用できることは当然である。（Ｓｉ−ＭＯＳパ
ワートランジスタとＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタ
の耐圧と抵抗値との関係の解析） なお、上記した各実施例のＭＯＳパワートランジスタ１
９ａ〜１９ｆは６Ｈ−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖ
に設計しているが、この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタ１９ａ〜１９ｆを用いた車両用交流発電機用
の三相全波整流器１９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジ
スタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器１９と
の抵抗値の解析結果（図１２参照）を以下に理論的に説
明する。
【００７４】ただし、ここではソース寄生抵抗Ｒｓの帰
還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無視するものと
する。また、回路構造は、図８の縦型構造とし、チップ
面積は等しくする。トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネ
ル抵抗ｒｃとＮ+ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であ
り、 ｒｃ＝Ｌ／Ｗ・（１／μｓ・εｓ・εｏ）-1・（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ）） ｒｂ＝４Ｖｂ2 ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。
【００７５】ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０5 ，ＳｉＣは３×１０6 Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ 2 、Ｖｂはブレークダウン電（耐圧）である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１０
０、ＳｉＣは３７０ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長
Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２２
μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが
５００、ＳｉＣは１００ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）とした。
【００７６】上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。
【００７７】なお、上記各実施例では、Ｐウエル領域１
０３をイオン注入により形成したが、図８の構造ではエ
ピタキシャル成長により形成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の車両用交流発電機の断面図である。
【図２】図１の車両用交流発電機のカバーを除去した状
態でのリヤ側から見た側面図である。
【図３】図１の整流制御装置１０の斜視図である。
【図４】図１の整流制御装置１０の斜視図である。
【図５】図１の車両用交流発電機の回路図である。
【図６】図１の三相全波整流器の一相分を示すインバー
タ回路の等価回路図である。
【図７】図１の三相全波整流器を構成するＭＯＳパワー
トランジスタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図８】図１の三相全波整流器を構成するＭＯＳパワー
トランジスタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図９】従来のＳｉを素材とするＰＮダイオードの電圧
−電流特性図である。
【図１０】従来のＳｉを素材とするＭＯＳパワートラン
ジスタの電圧−電流特性図である。
【図１１】本実施例のＳｉＣを素材とするＭＯＳパワー
トランジスタの電圧−電流特性図である。
【図１２】図８及び図９のＭＯＳパワートランジスタの
耐圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。
【図１３】他の実施例を示す回路図である。
【図１４】他の実施例を示す回路図である。
【図１５】他の実施例を示す回路図である。
【図１６】図１５のハイサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｃの一例断面図である。
【図１７】図１５のローサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ｄ〜１９ｆの一例断面図である。
【図１８】図１の車両用交流発電機の制御例を示すフロ
ーチャートである。
【符号の説明】
５は三相電機子巻線、２１がバッテリ、１９ａ〜１９ｃ
はハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９ｄ〜１
９ｆはローサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９は
三相全波整流器、２０は電圧調整器、１２０は高抵抗
体。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−138030（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−90927（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−157274（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−6958（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−3427（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−306715（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/21 B60R 16/04 H02J 7/14 H02M 7/219

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】界磁巻線電流制御を行わない車両用交流発
    電機の三相電機子巻線の各端とバッテリの高位端及び低
    位端とを接続するハイサイドのＭＯＳパワートランジス
    タ又はローサイドのＭＯＳパワートランジスタを有する
    とともに、三相電機子巻線の発電電圧を直流電圧に変換
    してバッテリに給電する車両用交流発電機の三相全波整
    流器において、 前記ＭＯＳパワートランジスタは、ソース領域又はドレ
    イン領域とウエル領域との間のどちらか一方の寄生ダイ
    オードと並列に接続される高抵抗体を有することを特徴
    とする車両用交流発電機の三相全波整流器。
  2. 【請求項２】前記高抵抗体は、ドレイン領域とウエル領
    域との間のドレイン接続側の寄生ダイオードと並列に接
    続される請求項１記載の車両用交流発電機の三相全波整
    流器。
  3. 【請求項３】前記高抵抗体は、ソース領域とウエル領域
    との間のソース接続側の寄生ダイオードと並列に接続さ
    れる請求項１記載の車両用交流発電機の三相全波整流
    器。
  4. 【請求項４】前記ハイサイドのＭＯＳパワートランジス
    タ及びローサイドのＭＯＳパワートランジスタの一方は
    前記ドレイン領域とウエル領域との間のドレイン接続側
    の寄生ダイオードと並列に接続されるドレイン接続側の
    前記高抵抗体を有し、前記ハイサイドのＭＯＳパワート
    ランジスタ及びローサイドのＭＯＳパワートランジスタ
    の他方はソース領域とウエル領域との間のソース接続側
    の寄生ダイオードと並列に接続されるソース接続側の前
    記高抵抗体を有する請求項１記載の車両用交流発電機の
    三相全波整流器。
  5. 【請求項５】前記ＭＯＳパワートランジスタは単結晶Ｓ
    ｉＣを素材として形成される請求項１記載の車両用交流
    発電機の三相全波整流器。
  6. 【請求項６】前記ＭＯＳパワートランジスタはハイサイ
    ド側の素子又はローサイド側の素子のどちらか一方を構
    成し、前記ハイサイド側の素子又はローサイド側の素子
    のどちらか他方はＰＮ接合ダイオードからなる請求項１
    記載の車両用交流発電機の三相全波整流器。
  7. 【請求項７】前記ＭＯＳパワートランジスタは、ドレイ
    ン電極を構成するＮ+ 型の基板と、前記基板上に形成さ
    れたＮ型の耐圧層と、前記耐圧層の表面部に形成された
    Ｐ型ウエル領域と、前記Ｐ型ウエル領域の表面部に形成
    されてソース電極を構成するＮ+ 型のソース領域と、前
    記Ｐ型ウエル領域の表面部に絶縁膜を介して配設される
    とともに前記ソース領域及び前記耐圧層を導通させるＮ
    型チャンネルを形成するゲート電極とを備える請求項３
    記載の車両用交流発電機の三相全波整流器。
  8. 【請求項８】前記ＭＯＳパワートランジスタは単結晶Ｓ
    ｉＣを素材として形成され、前記ＭＯＳパワートランジ
    スタのソース・ドレイン間及びドレイン・ゲート間耐圧
    は１００Ｖ以上に設定される請求項１〜７のどれかに記
    載の車両用交流発電機の三相全波整流器。
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