JPH07170797A - 車両用交流発電機の励磁電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電力損失が少なく冷却が簡単で大励磁電流の通
電も可能な車両用交流発電機の励磁電流制御装置の提
供。 【構成及び効果】励磁コイル１０に通電される励磁電流
をＰＷＭ制御するスイッチングトランジスタ２０ｂは単
結晶ＳｉＣ（６Ｈ）を素材として作成される。このＳｉ
Ｃ型スイッチングトランジスタ２０ｂは高耐圧を有する
ので３００Ｖといった高耐圧を要求される車両用交流発
電機の励磁電流制御用のスイッチングトランジスタ２０
ｂとして用いると、従来のシリコンバイポーラトランジ
スタ又はシリコンＭＯＳパワートランジスタに比較し
て、オン抵抗を約２０分の１にまで低減でき、その結
果、格段に電力損失が少なく、大容量化も可能な車両用
交流発電機が実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、励磁電流をＰＷＭ制御
する車両用交流発電機の励磁電流制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】車両用交流発電機では、ステーコアに巻
装された三相電機子巻線から出力される三相交流電圧を
三相全波整流器で整流してバッテリに給電する。車両用
交流発電機の出力電流を制御するには、三相全波整流器
の両出力端間に界磁コイルとスイッチングトランジスタ
とを直列接続し、界磁コイルに通電する励磁電流を励磁
電流制御装置のスイッチングトランジスタで断続するの
が一般的である。この励磁電流制御装置は配線短縮、電
磁ノイズ放射低減などの理由により車両用交流発電機の
ハウジングの内面又は外面に配設されるのが通常であ
る。

【０００３】このスイッチングトランジスタとしては、
従来、シリコンを素材とするバイポーラトランジスタ
（以下、Ｓｉ−ＢＰＴという）又はＭＯＳパワートラン
ジスタ（以下、Ｓｉ−ＭＯＳＴという）を用いている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】近年の車両電気負荷の
増大から車両用交流発電機の出力電流向上が要請されて
いる。ここで、車両用交流発電機の出力電流とスイッチ
ングトランジスタの特性との関係を以下に解析する。ス
イッチングトランジスタとしてのＭＯＳパワートランジ
スタ（ＭＯＳＴ）又はバイポーラパワートランジスタ
（ＢＰＴ）に許容される最大温度上昇には限界（例えば
その表面温度で数十度）があり、この許容温度上昇ΔＴ
によりスイッチングトランジスタの許容最大発熱量Ｑｍ
ａｘが制限される。なお、許容最大発熱量Ｑｍａｘ＝ｒ
×Ｉｍａｘ² ＝ｆ（ｒｔ，Ｓ，ΔＴ），ｒはスイッチン
グトランジスタのオン抵抗ｒ、Ｉｍａｘは最大励磁電
流、ｆは関数，ｒｔは放熱抵抗、Ｓは放熱面積である。

【０００５】車両用交流発電機の励磁電流制御用のスイ
ッチングトランジスタを構成する従来のトランジスタの
オン抵抗ｒには一定の最小値があった。すなわち、上記
車両用交流発電機では三相電機子巻線や界磁コイルの蓄
積磁気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に放出さ
れる事故（例えばバッテリ端子はずれやロードダンプ電
圧の発生）が生じると、極めて高いサージ電圧が三相全
波整流器の高位出力端を通じてスイッチングトランジス
タに印加される。そのため、このスイッチングトランジ
スタは、高耐圧仕様（例えば定格１４Ｖの車両用交流発
電機でも２５０Ｖ以上）に設計する必要がある。

【０００６】しかしながら、従来のシリコンを素材とす
るＳｉ−ＢＰＴ又はＳｉ−ＭＯＳＴにおいては一定のア
バランシェ降伏電界強度があるので、トランジスタが降
伏しない範囲で耐圧を稼ぐには耐圧層を厚するとともに
低不純物濃度とせざるを得ず、その結果、スイッチング
トランジスタの抵抗率を一定の値以下にすることができ
なかった。なお、オン抵抗ｒの低減にはチップサイズの
増加が有効であるが、チップサイズのある限度（例えば
１０ｍｍ角）以上とすることは歩留り低下のために困難
である。したがって、従来のスイッチングトランジスタ
のオン抵抗ｒは耐圧層の大きな抵抗率と限られたチップ
面積とから一定値以上に制限されている。

【０００７】つまり、車両用交流発電機では、磁気エネ
ルギの放出に伴う高いサージ電圧の発生があるので、ス
イッチングトランジスタが高いオン抵抗ｒを有し、この
ために、スイッチングトランジスタの発熱量を一定の許
容最大発熱量Ｑｍａｘ以下とするために、最大励磁電流
Ｉｍａｘを比較的小さい値以下に制限せざるを得ないこ
とがわかる。

【０００８】車両用交流発電機の最大磁束量Φｍａｘは
最大励磁電流Ｉｍａｘにほぼ比例し、車両用交流発電機
の出力電力は最大磁束量Φｍａｘに依存するので、結
局、車両用交流発電機用スイッチングトランジスタに要
求される高耐圧性能が車両用交流発電機の出力向上を強
く制限しているということが理解される。もちろん、ス
イッチングトランジスタの許容最大発熱量Ｑｍａｘすな
わち最大励磁電流Ｉｍａｘを増大するために、スイッチ
ングトランジスタを複数個、並列に用いることは可能で
あるが、素子コスト、所要スペースの点で問題がある。

【０００９】また、スイッチングトランジスタの放熱特
性の向上により最大励磁電流Ｉｍａｘを増大することも
考えられるが、スイッチングトランジスタは通常、車両
用交流発電機のハウジングの端面に配設されるので、大
きな放熱フィンなどの設置は車両用交流発電機の体格増
大、通風抵抗の増大を招き困難である。更に、上記スイ
ッチングトランジスタは、ほとんどの場合、車両用交流
発電機のハウジングの端面に配設されるので、ハウジン
グなどを介して発電機内部の発熱やエンジンなどの熱の
影響を受け、一方、冷却風はエンジンアイドル時などで
は低風量であるので、スイッチングトランジスタの周囲
温度はエンジンアイドル時で外気温が高く更に電気負荷
が大きい場合に相当な高温（例えば１３５℃）となる。
したがって、スイッチングトランジスタに許容される上
記許容温度上昇ΔＴはこの点で厳しく制限され、これに
より許容最大発熱量Ｑｍａｘ及び最大励磁電流Ｉｍａｘ
ひいては車両用交流発電機の出力電流が一層、制限され
ることになる。

【００１０】本発明は、上記したした励磁電流制御用の
スイッチングトランジスタの特性が車両用交流発電機の
出力向上を制限しているという知見に基づきなされたも
のであり、スイッチングトランジスタの動作マージンを
縮小してその信頼性の損なったり、車両用交流発電機の
通風抵抗を増大してそのコイルなどの冷却を損なうこと
なく、出力向上が可能な車両用交流発電機の励磁電流制
御装置を提供することを、その第１の目的としている。

【００１１】また、本発明は、車両用交流発電機の出力
低下を招くことなく、スイッチングトランジスタ又はそ
の冷却構造の簡単化により、車両用交流発電機の通風抵
抗の低減、スイッチングトランジスタの配設スペースの
削減及び経済性の向上が実現可能な車両用交流発電機の
励磁電流制御装置を提供することを、その第２の目的と
している。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の車両用交流発電
機の励磁電流制御装置は、車両用交流発電機の励磁電流
を制御するスイッチングトランジスタを有する車両用交
流発電機の励磁電流制御装置において、前記スイッチン
グトランジスタは、単結晶ＳｉＣを素材とすることを特
徴としている。

【００１３】好適な態様において、前記スイッチングト
ランジスタは、ＭＯＳパワートランジスタからなる。好
適な態様において、前記スイッチングトランジスタは、
車両用交流発電機のハウジングに配設される。好適な態
様において、前記スイッチングトランジスタは、車両用
交流発電機の三相全波整流器のローサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタと同一のＳｉＣチップ上に集積される。

【００１４】

【作用及び発明の効果】本発明は、降伏電界強度が優れ
た単結晶ＳｉＣ半導体を励磁電流制御用のスイッチング
トランジスタとして採用することにより、車両用交流発
電機の格段の出力向上を実現でき、又は、スイッチング
トランジスタの小型化やその冷却構造の小型化を実現で
きるという理論解析の結果に基づいている。

【００１５】すなわち、ＳｉＣの降伏電界強度は約３０
０Ｖ／μｍであり、Ｓｉの降伏電界強度は約３０Ｖ／μ
ｍであり、ＳｉＣの降伏電界強度はＳｉのそれの約１０
倍であることが知られている。したがって、車両用交流
発電機のスイッチングトランジスタとしての上記必要耐
圧（例えば２５０Ｖ以上）を実現するために、ＳｉＣを
素材とするＭＯＳパワートランジスタ（以下、ＳｉＣ−
ＭＯＳＴともいう）の耐圧層はＳｉ−ＢＰＴやＳｉ−Ｍ
ＯＳＴに比較して単純に比較しても１／１０とすること
ができる。

【００１６】以下、スイッチングトランジスタとしてＭ
ＯＳパワートランジスタを例として更に詳細に説明を行
う。Ｓｉの場合、その降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍで
あり、簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０５で負
担すると考えると、耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、そ
の不純物濃度は１×１０¹⁵原子／ｃｍ³ 、抵抗率は約５
Ω・ｃｍとなる。

【００１７】一方、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／
ｃｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μ
ｍ、その不純物濃度は２×１０¹⁶原子／ｃｍ³ 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭ
ＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０５の抵抗はＳ
ｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０５の抵
抗に比べて１／２０にまで低減できることになる。

【００１８】更に、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗に以外の抵
抗成分を加味して計算しても、同一設計ルール、同一チ
ップ面積にて、Ｓｉ−ＢＰＴ、Ｓｉ−ＭＯＳＴ、ＳｉＣ
−ＭＯＳＴのオン抵抗ｒをそれぞれ算出すると、ＳｉＣ
−ＭＯＳＴのオン抵抗ｒはＳｉ−ＭＯＳＴのそれの約１
／２５、Ｓｉ−ＢＰＴのそれの約１／１９となることが
わかった。

【００１９】上記説明したように、周囲環境などから許
容される許容温度上昇ΔＴにより許容最大発熱量Ｑｍａ
ｘが規定され、ｒをスイッチングトランジスタのオン抵
抗ｒ、Ｉｍａｘを最大励磁電流とすれば、許容最大発熱
量Ｑｍａｘはｒ×Ｉｍａｘ²であるので、ｒを上述のよ
うに削減できるということは、許容最大発熱量Ｑｍａｘ
を一定とした場合に、１個のチップにて、最大励磁電流
Ｉｍａｘを約４〜４．５倍（すなわち、１／（ｒ^0.5)）
だけ増加でき、このことは１個のスイッチングトランジ
スタで制御できる最大磁束量Φｍａｘひいては車両用交
流発電機の出力を格段に増大できることを意味する。も
ちろん、このような最大磁束量Φｍａｘの増加はそれに
見合う界磁コイル及び界磁鉄心の大型化を要するが、こ
のような大量の界磁束を１個の１スイッチングトランジ
スタで制御できるということは重要な利点である。

【００２０】もちろん、Ｓｉ−ＭＯＳＴを２５個並列接
続すれば、そのオン抵抗は１／２５となり、同様の作動
を実現できるが、このような多数のＳｉ−ＭＯＳＴ又は
Ｓｉ−ＢＰＴを電機ハウジングの端面に設置することは
困難であり、たとえできたとしても冷却風はハウジング
端面から内部に吸入されるので発電機内部の通風冷却が
困難となり、実現は不可能である。

【００２１】したがって、本発明のように、スイッチン
グトランジスタにＳｉＣ−ＭＯＳＴを採用することによ
り、車両用交流発電機の格段の大出力化が実現できる。
一方、もし最大励磁電流Ｉｍａｘを同じとし、車両用交
流発電機の出力を従来と同じレベルとする場合には、上
記したようにスイッチングトランジスタのオン抵抗ｒを
従来の５％程度に低減できることから、発熱も従来の５
％程度となり、大幅に素子の温度上昇が減少し、冷却フ
ィンなどの冷却構造が簡単となる。

【００２２】更に、所要スペースも大幅に削減されるの
で、ハウジングの端面の冷却風吸入口を大きく開口する
ことで冷却性能を向上することができる。また、もしス
イッチングトランジスタの発熱量を従来と同じとすれ
ば、チップ面積を約１／２０に低減できることになり、
大幅なチップ歩留り向上や他の回路の集積が実現する。

【００２３】なお上記説明では、ＳｉＣ−ＭＯＳパワー
トランジスタをスイッチングトランジスタに用いること
を説明したが、ＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタの代
わりに、ＳｉＣのバイポーラパワートランジスタやＭＯ
Ｓ−ＳＩＴなど他の電力素子でも同じ効果を奏すること
はもちろんである。

【００２４】

【実施例】（実施例１）車両エンジンにより駆動される
本実施例の車両用交流発電機いわゆるオルタネータの全
体構造を図２に基づき説明する。発電機外殻は一対のド
ライブフレーム１とリアフレーム２で構成されており、
複数のスタッドボルト１５等により直接結合されてい
る。

【００２５】前記フレーム１及び２の内周にはステータ
コア３が固定され、ステータコア３には三相電機子巻線
５が巻装されている。フレーム１及び２に固定されたベ
アリング１３及び１４はシャフト９を回転自在に支持し
ており、シャフト９にはステータコア３の内周に位置し
てロータコア６が固定されている。ロータコア６には界
磁コイル１０が巻装されており、ポールコア７、８の両
端面には冷却ファン１１、１２が配設されている。ま
た、リアフレーム２の外部には、励磁電流制御装置１９
内蔵の電圧調整器１８が取り付けられている。

【００２６】次に、本実施例の車両用交流発電機の回路
構成について図１を用いて説明する。電圧調整器１８
は、三相全波整流器１９と電圧調整部２０とで構成され
ている。三相全波整流器１９は、単結晶ＳｉＣを素材と
するＮチャンネルエンハンスメント形式のＭＯＳパワー
トランジスタ１９ａ〜１９ｆからなり、ハイサイドのト
ランジスタ１９ａ〜１９ｃは三相電機子巻線５の各相出
力端とバッテリ２１の高位端とを接続しており、ローサ
イドのトランジスタ１９ｄ〜１９ｆは三相電機子巻線５
の各相出力端とバッテリ２１の低位端とを接続してい
る。

【００２７】電圧調整部２０は、コントローラ２０ａ
と、スイッチングトランジスタ２０ｂと、フライホイル
ダイオード２０ｃとからなり、コントローラ２０ａはバ
ッテリ電圧Ｖ_B に基づいてスイッチングトランジスタ２
０ｂをＰＷＭ制御する。そしてバッテリ２１からブラシ
１６、スリップリング１７を介して界磁巻線１０に通電
された励磁電流はこのスイッチングトランジスタ２０ｂ
を通じて制御される。

【００２８】なおこの実施例では後述するように、スイ
ッチングトランジスタ２０ｂは単結晶ＳｉＣを素材とし
て形成されるものであり、三相全波整流器１９のローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆと同一
チップ上に集積されている。その電圧制御動作を簡単に
説明すると、エンジン（図示せず）によりロータコア６
が回転し、電圧調整器１８のコントローラ２０ａがバッ
テリ電圧Ｖ_B を読み取り、それが一定となるように界磁
コイル１０をＯＮ、ＯＦＦ制御すると、三相電機子巻線
５に三相交流電圧が誘起され、それにより三相全波整流
器１９により全波整流された直流電流がバッテリ２１を
充電し、また、車両電気負荷等で消費される。また、冷
却ファン１１、１２が回転し、界磁コイル１０、三相電
機子巻線５及び電圧調整器１８などを冷却する。

【００２９】次に、コントローラ２０ａによる三相全波
整流器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９
ｆの開閉制御について説明する。コントローラ２０ａ
は、各相の三相電機子巻線５の出力端の電位である各相
発電電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを読み込み、その相間発電電
圧Ｖｕ−Ｖｖ，Ｖｕ−Ｖｗ，Ｖｖ−Ｖｕ，Ｖｖ−Ｖｗ，
Ｖｗ−Ｖｕ，Ｖｗ−Ｖｖの中から、最も大きい正値でか
つバッテリ２１の端子電圧より大きい相間発電電圧を選
択し、この選択した相間発電電圧がバッテリ２１に印加
されるように、ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ
１９ａ〜１９ｃの中の一つのＭＯＳパワートランジスタ
と、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１
９ｆの中の一つのＭＯＳパワートランジスタとをオンさ
せる。これにより、選択された三相電機子巻線からバッ
テリ２１へ充電電流が給電される。

【００３０】なお、コントローラ２０ａは通常のレギュ
レータと同様に、バッテリ電圧Ｖ_Bを検出し、バッテリ
電圧Ｖ_B と予め設定してある基準電圧とを比較し、その
大小に基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の
端子電圧を目標レベルに維持することは従前通りであ
る。上記した単結晶６Ｈ−ＳｉＣを用いたＮチャンネル
ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器及びスイッ
チングトランジスタ２０ｂの詳細を図１及び図３、図４
を参照して以下、更に説明する。ただし、図３はＮチャ
ンネルＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの断面
構造を示し、図４はＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ，
１９ｅ及びスイッチングトランジスタ２０ｂの断面構造
を示す。

【００３１】三相全波整流器１９の各ＭＯＳパワートラ
ンジスタ１９ａ〜１９ｆはコントローラ２０ａにより順
次開閉されて三相全波整流を行う。１２０はゲート電極
直下のＰ型ウエル領域１０３に電位付与するための高抵
抗体であり、１５０オーム以上の抵抗値を有する。ハイ
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの高
抵抗体１２０は、ドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄ
と並列接続され、ローサイドのＭＯＳパワートランジス
タ１９ｄ〜１９ｆの高抵抗体１２０は、ソース接続側の
寄生ダイオードＤｓと並列接続されている。

【００３２】このようにすれば、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの共通ソースＳはＰ型
ウエル領域１０３との間に耐圧層１０５を持つことがで
きるので、これらハイサイドのＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｃは図３に示すように同一チップに集積
することができる。同様に、ローサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ１９ｄ〜１９ｆの共通ドレインＤはＰ型ウ
エル領域１０３との間に耐圧層１０５を持つことができ
るので、これらハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ
１９ｄ〜１９ｆは図４に示すように同一チップに集積す
ることができる。なお、図示スペースの関係で図４では
ＭＯＳパワートランジスタ１９ｆの図示は省略されてい
る。

【００３３】更に、この実施例では、上述した理由によ
りこれらＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆ及び
スイッチングトランジスタ２０ｂの電力損失すなわち発
熱が大幅に低減でき、必要チップ面積を低減できること
から、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜
１９ｆと同一のＳｉＣチップにスイッチングトランジス
タ２０ｂを集積している。すなわち、三相全波整流器１
９とスイッチングトランジスタ２０ｂとを、２個のチッ
プに集積することができた。

【００３４】ちなみに、図３において、１０３はＰ型ウ
エル領域、１０４はＮ⁺ 型ドレイン領域、１０５はＮ型
耐圧層、１０６はＮ⁺ 型基板（共通ソース領域）であ
る。また、図４において、１０３はＰ型ウエル領域、１
０４はＮ⁺ 型ソース領域、１０５はＮ型耐圧層、１０６
はＮ⁺ 型基板（共通ドレイン領域）である。次に、この
実施例のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆ及び
スイッチングトランジスタ２０ｂの製造方法を説明す
る。

【００３５】６Ｈ−ＳｉＣのＮ⁺ 型基板１０６上にＮ型
耐圧層１０５がエピタキシャル成長により形成され、Ｎ
型耐圧層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１０３がアル
ミニウムをイオン注入することにより形成され、更にＰ
型ウエル領域１０３の表面部にＮ⁺ 型領域１０４が窒素
をイオン注入することにより形成される。そして、ウエ
ハ表面のトレンチ形成予定領域だけを開口してレジスト
や絶縁膜でマスクしつつ周知のＲ．ｉ．Ｅドライエッチ
ングによりトレンチ１０８が凹設され、その後、トレン
チ１０８の表面に熱酸化法によりシリコン酸化膜からな
るゲート絶縁膜１０９を形成し、その後、トレンチ１０
８にドープドポリシリコンからなるゲート電極１１０を
形成する。その後、金属電極１１１をＮ⁺ 型領域（ドレ
イン電極）及びＰ型ウエル領域の表面１０４にコンタク
トし、金属電極１１２をＮ⁺ 型基板（ソース電極）１０
６の表面にコンタクトして素子を完成する。

【００３６】次に、同一チップサイズ及び設計ルールで
製造したＳｉのバイポーラパワートランジスタとＳｉの
ＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパワートラ
ンジスタとの各種性能の理論計算例を表１に記載する。
ただし、計算は、図９の回路を元に行い、もちろん各素
子の有効チップ面積は等しいと（ここでは１６ｍｍ
² と）仮定し、両ＭＯＳパワートランジスタの設計ルー
ルも同じ条件としている。

【００３７】

【表１】

【００３８】図９において、１０は励磁コイルであり、
ここでは２．９オームの抵抗値と仮定した。２０ｂはス
イッチングトランジスタ２０ｂを示し、そのＯＮ抵抗
は、Ｓｉのバイポーラパワートランジスタで２７０オー
ム、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタで３５０オーム、
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタで１４オームとし
た。

【００３９】Ｓｉのバイポーラパワートランジスタの２
７０オームは実測値であり、ＳｉのＭＯＳパワートラン
ジスタの３５０オーム及びＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタの１４オームは、図５の耐圧３００ＶにおけるＯ
Ｎ抵抗率の値（Ｓｉで９００ｍΩ・ｍｍ² 、ＳｉＣでＳ
ｉで３５ｍΩ・ｍｍ² ）から計算した。との各種性能の
理論計算例を表１に記載する。

【００４０】この計算例から、ＳｉＣのスイッチングト
ランジスタ２０ｂの計算損失は僅か３４０ｍＷであり、
Ｓｉのスイッチングトランジスタ２０ｂの計算損失数Ｗ
に比べ格段に低減できることが判明した。なお、図５は
耐圧とＯＮ抵抗率との関係を計算したものであり、耐圧
はほぼＮ型耐圧層で負担すると仮定して計算したもので
ある。このオン抵抗率はチャンネル抵抗とＮ型耐圧層１
０５の抵抗との和であるが、特にチャンネル抵抗は各種
ファクタにより変動するものの、図５からわかるように
Ｓｉ−ＭＯＳＴの高耐圧使用ではＮ型耐圧層１０５の抵
抗が支配的となる。（Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタ
とＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタの耐圧と抵抗値と
の関係の更なる解析）なお、上記した各実施例のＭＯＳ
パワートランジスタ１９ａ〜１９ｆは６Ｈ−ＳｉＣを素
材として耐圧２５０Ｖに設計しているが、この６Ｈ−Ｓ
ｉＣのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆを用い
た車両用交流発電機用の三相全波整流器１９と、Ｓｉの
ＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用交流発電機の
三相全波整流器１９との抵抗値の解析結果（図５参照）
を以下に理論的に説明する。

【００４１】ただし、ここではソース寄生抵抗Ｒｓの帰
還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無視するものと
する。また、回路構造は縦型構造とし、チップ面積は等
しくする。トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネル抵抗ｒ
ｃとＮ⁺ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であり、 ｒｃ＝Ｌ／Ｗ・（１／μｓ・εｓ・εｏ）^-1・（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ）） ｒｂ＝４Ｖｂ² ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。

【００４２】ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０⁵ ，ＳｉＣは３×１０⁶ Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ ² 、Ｖｂは降伏電圧（耐圧）である。更に、μは電
子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１００、ＳｉＣは
３７０ｃｍ² ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長Ｌは両者とも
１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２．２ｃｍ、μｓ
は電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが５００、Ｓ
ｉＣは１００ｃｍ² ／（Ｖ・Ｓ）とした。

【００４３】上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。

【００４４】次に、同一設計ルール、同一チップ面積で
製造されたＳｉ−ＭＯＳＴ、Ｓｉ−ＢＰＴ、ＳｉＣ−Ｍ
ＯＳＴからなるスイッチングトランジスタ２０ｂを用い
た車両用交流発電機の回転数と出力電流との関係の実測
結果を図６に示す。図６から、出力電流の増大が実現で
きることが実証できた。なお、上記実施例では、三相全
波整流器１９のローサイド側のＭＯＳパワートランジス
タ１９ｄ〜１９ｆとスイッチングトランジスタ２０ｂと
を集積したが、スイッチングトランジスタ２０ｂの発熱
低減によりスイッチングトランジスタ２０ｂとコントロ
ーラ２０ａとを一体に集積したり、あるいはＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ｄ〜１９ｆとスイッチングトランジ
スタ２０ｂとコントローラ２０ａとを一体に集積するこ
ともできる。

【００４５】なおこの場合、三相全波整流器１９がＭＯ
Ｓパワートランジスタ又はＭＯＳ−ＳＩＴ構成が好まし
いので、コントローラ２０ａも同じ素子構造とするのが
有利である。このようにすれば、ローサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆとコントローラ２０ａ
との間の接続配線を省略でき、この接続配線からの電磁
放射ノイズも低減できる。

【００４６】なお、図４、図５では、Ｐ型ウエル領域１
０３をイオン注入により形成したが、エピタキシャル成
長にて形成することもできる。 （実施例２）他実施例を図８及び図９を参照して説明す
る。この実施例では、励磁電流制御用のスイッチングト
ランジスタ４１はレギュレータ４の一部として他の回路
と同一混成集積回路を構成している。

【００４７】図７に基づいて構成を説明する。１は発電
機であり、１０１（Ｂ）は出力端子、１０２（ＩＧ）は
ＩＧ端子、１０３（Ｓ）はＢ電圧入力端子、１０４
（Ｌ）はチャージランプ駆動端子、１０５（Ｅ）はグラ
ンド端子である。発電機１は電機子巻線５、界磁巻線１
０、電圧調整装置（以下レギュレータ）４、整流器１９
から構成され、レギュレータ４はチャージランプ駆動端
子４０１（Ｌ）と、バッテリー電圧電圧検出端子４０２
（Ｓ）と、ＩＧ端子４０３（ＩＧ）と、＋Ｂ端子４０４
（Ｂ）と、界磁巻線端子４０５（Ｆ）と、電機子巻線の
相電圧入力端子４０６（Ｐ）と、グランド端子４０７
（Ｅ）とからなる各端子と、フライホイールダイオード
４０と、励磁電流制御用でＳｉＣ材料を用いたＭＯＳＦ
ＥＴからなるスイッチングトランジスタ４１と、制御Ｉ
Ｃ（以下ＭＩＣ）４２と、チャージランプ駆動用トラン
ジスタ（ＳｉＣＭＯＳＦＥＴ）４４の電熱チョーク駆動
用トランジスタ（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ）４３とから構
成されている。６はチャージランプ、７は電熱チョー
ク、８はバッテリ、９は電気負荷、１０はＩＧスイッチ
である。

【００４８】図７中のＭＩＣ４２の機能ブロック図を図
８に示す。４２ａはＩＧ入力端子、４２ｂはバッテリ電
圧センシング端子、４２ｃは電熱チョーク駆動用トラン
ジスタ駆動端子、４２ｄはチャージランプ駆動用トラン
ジスタ駆動端子、４２ｅはグランド端子、４２ｆは電機
子巻線の相電圧入力端子、４２ｇは励磁電流制御用トラ
ンジスタを駆動する駆動端子である。４２１はＭＩＣ
（４２）駆動用電源、４２２は発電検出用のコンパレー
タであり、−端子より電機子巻線の相電圧、＋端子より
発電開始の有無を検出できる基準電圧Ｖｒｅｆｌ（４２
３）が入力され、相電圧が基準電圧Ｖｒｅｆｌ（４２
３）より低い場合、発電が開始されていないと判断し、
コンパレータ（４２２）はＨｉ信号を出力し、トランジ
スタ４４をＯＦＦ４３をＯＮし、チャージランプ（６）
を点灯する。逆に相電圧が上がり発電開始が確認される
と、コンパレータ（４２２）はＬｏを出力し、トランジ
スタ４３をＯＦＦ、、４４をＯＮし、負荷（７）に電力
を供給する。

【００４９】コンパレータ４２４は、励磁電流制御用ト
ランジスタを制御するもので、−端子よりバッテリ電圧
に相当する電圧を入力、＋端子より、バッテリの制御目
標電圧に相当する電圧（Ｖｒｅｆ２〔４２５〕）を入力
し、バッテリ電圧が目標電圧より高い場合、コンパレー
タの出力はＬｏとなり、励磁電流制御トランジスタ４１
はＯＦＦ、逆にバッテリー電圧が低い場合、コンパレー
タ４２２の出力はＨｉとなり、励磁電流制御トランジス
タ４１がＯＮする。

【００５０】続いて効果について述べる。低ＯＮ抵抗化
のメリットとしては、まず第一に素子４１の電圧ドロッ
プが小さくでき、その結果損失が小さく押さえられるた
め効率が向上すると共に、発熱が抑制できるため放熱フ
ィンの小型化が可能となる。第二に、電圧ドロップが小
さくできるため、界磁巻線１０への印加電圧を高くする
ことができ、その結果励磁電流が大きくなり、出力アッ
プが可能となる。以上について検証した結果は上記実施
例１で示した表１のとおりである。

【００５１】すなわち、表１について更に述べると、図
９に示すように界磁巻線１０とスイッチング素子４１は
直列に接続されている。両端にかかる電圧（＋Ｂ）を１
４Ｖとし、界磁巻線１０の抵抗を２．９Ω、素子４１の
ＯＮ抵抗は、現状使用されている耐圧３００Ｖの素子を
基準とし、バイポーラトランジスタにおいては２７０ｍ
Ω（順方向電圧ドロップ１．２Ｖ、実測値）、Ｓｉ−Ｍ
ＯＳＦＥＴにおいては３５０ｍΩ（順方向電圧ドロップ
１．５Ｖ、実測値）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいて
は、図５におけるＳｉとＳｉＣの耐圧に対するＯＮ抵抗
の関係より、耐圧３００ＶにおいてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥ
ＴはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴと比べ約１／２５のＯＮ抵抗が
実現可能であるので、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵抗
を１４ｍΩとして計算した。その結果、各素子のＯＮ抵
抗、電圧ドロップ（Ｖｓ）、界磁巻線印加電圧
（Ｖ_F ）、界磁電流（Ｉ_F ）、素子損失（Ｗ）は表１の
ようになり、界磁電流についてはバイポーラトランジス
タと比較して９％、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴと比較して１２
％向上し、損失についてもそれぞれ１／１６、１／１９
に低減する事がわかる。励磁電流が増加する事により期
待される出力増加については、図６に示すようになり、
バイポーラトランジスタと比較して約６％、Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴに比較して約９％のアップが可能となる。

【００５２】その他、スイッチングトランジスタ４１の
冷却構造を簡単化し、発電機リア部の通風抵抗が下がり
電機子巻線、界磁巻線の冷却性が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】一実施例の車両用交流発電機の回路図である。

【図２】図１の車両用交流発電機の断面図である。

【図３】図１の三相全波整流器１９のハイサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタの断面図である。

【図４】図１の三相全波整流器１９のローサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタ及びスイッチングトランジスタ２
０ｂの断面図である。

【図５】ＳｉＣ及びＳｉＭＯＳパワートランジスタの耐
圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。

【図６】本実施例のＳｉＣ−ＭＯＳＴ、及び従来のＳｉ
−ＢＰＴ、Ｓｉ−ＭＯＳＴを用いたスイッチングトラン
ジスタを組み込んだ車両用交流発電機の回転数と出力電
流との関係を示す実測特性図である。

【図７】他実施例の車両用交流発電機の回路図である。

【図８】図７の回路の一部を示す等価回路図である。

【図９】図７の回路の一部を示す等価回路図である。

【符号の説明】

５は三相電機子巻線、１０は界磁コイル、２０ｂはスイ
ッチングトランジスタ、２１はバッテリ、１９ａ〜１９
ｃはハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９ｄ〜
１９ｆはローサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１８
は電圧調整器、２０は電圧調整部（励磁電流制御装
置）。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】車両用交流発電機の励磁電流を制御するス
   イッチングトランジスタを有する車両用交流発電機の励
   磁電流制御装置において、 前記スイッチングトランジスタは、単結晶ＳｉＣを素材
   とすることを特徴とする車両用交流発電機の励磁電流制
   御装置。
2. 【請求項２】前記スイッチングトランジスタは、ＭＯＳ
   パワートランジスタからなる請求項１記載の車両用交流
   発電機の励磁電流制御装置。
3. 【請求項３】前記スイッチングトランジスタは、車両用
   交流発電機のハウジングに配設される請求項１記載の車
   両用交流発電機の励磁電流制御装置。
4. 【請求項４】前記スイッチングトランジスタは、車両用
   交流発電機の三相全波整流器のローサイドのＭＯＳパワ
   ートランジスタと同一のＳｉＣチップ上に集積される請
   求項１記載の車両用交流発電機の励磁電流制御装置。