JP3232995B2 - 安定化電源のスイッチング制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流電源電圧の整流
電圧を直流の入力電圧として受けるスイッチング方式や
チョッパ方式等の安定化電源のスイッチング動作を交流
電源からとる電流波形を正弦波に近づけるように制御す
るための方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】種々な用途に広く用いられている安定化
電源は本質的にはDC・DCコンバータであるから、給電源
が商用の交流電源である場合はその入力電圧として交流
電圧を整流した直流電圧を受ける必要がある。交流電源
電圧を直流電圧に整流するには図２(a) に示すように整
流回路10の整流器11によって交流電圧Vaをふつうは全波
整流し、脈動性の整流電圧をリアクトル12とキャパシタ
13を用いて平滑化, かつ安定化して安定化電源の直流の
入力電圧Viとする。この入力電圧Viを脈動がない安定化
した波形で取り出すためにキャパシタ13に静電容量が充
分大きく, ふつう100〜1000μＦのものを用いるのが通
例である。

【０００３】しかし、整流回路11による脈動性の整流電
圧は多くの高調波分を含んでおり、キャパシタ13のリア
クタンスは周波数が高いほど低くなるから、電源からそ
れに流れる電流Iaは図２(b) に示すように交流電圧Vaが
もつ正弦波形と大きく異なる鋭いピークをもち, 高調波
とくに奇数次の高調波を多量に含む変形波形となり、こ
の傾向はキャパシタ13の静電容量が大きいほど顕著にな
る。

【０００４】このように交流電源からとる電流Iaが変形
波形になると、電源からとる電力の力率が低下し, 電源
回路に高調波の悪影響を及ぼし, キャパシタ13内の高調
波による発熱が増加する等の問題が生じる。リアクトル
12にインダクタンスの大きなものを用いればこの問題は
若干軽減するが、その分高価に付くだけでなく, 交流電
圧Vaの直流の入力電圧Viへの変換効率が低下しやすい。
このため、図３に示すような一種のコンバータを整流回
路に付属して組み込むことにより交流電源からとる電流
Iaをほぼ正弦波形にする従来技術が知られている。

【０００５】図３に示すコンバータ70はいわゆる昇圧形
であり、整流器11による整流電圧をリアクトル71に受け
てそれに流す電流をトランジスタ72により断続させなが
ら、その出側の電圧をダイオード73を介して取り出しキ
ャパシタ13で平滑化した上で図示しない安定化電源に入
力電圧Viとして与えるものである。電流の断続周期はト
ランジスタ72のゲートを制御するフリップフロップ74に
与えられる発振器75による高調波パルスの周期により指
定される。入力電圧Viの値を一定に保つために差増幅器
76によりそれと基準値ｅとの差である差信号を作り、乗
算回路77に交流電圧Vaとほぼ同じ正弦波形をもつ整流器
11による全波整流電圧の各瞬時値とこの誤差信号値との
積を演算させて制御信号としてコンパレータ78に与え、
この制御信号値を電流検出抵抗79によりトランジスタ72
に流れる断続電流を検出した参照信号がもつ波形と比較
させる。

【０００６】フリップフロップ74は発振器75からパルス
を受けたときセットされてＱ出力によりトランジスタ72
をオンさせる。この後にトランジスタ72に流れる電流を
電流検出抵抗79により検出した参照信号がもつ波形を乗
算回路77による制御信号値が切るつどコンパレータ78の
出力によりフリップフロップ74がリセットされるのでト
ランジスタ72がオフする。乗算回路77による制御信号値
は整流器11による全波整流波形と入力電圧Viの基準値ｅ
との差信号の積であるから、トランジスタ72に流れる電
流は発振器75の発振周波数で指定されるごく短い周期で
全波整流波形がもつ正弦波形に沿うよう, かつ入力電圧
Viを常に一定値に保持するように細かく制御される。こ
のようにして、図３の従来回路により交流電源からとる
電流Iaの波形を交流電圧Vaと同相でかつその波形に相似
な正弦波形に制御しながら安定化電源に与える入力電圧
Viを一定に保つことができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術によれ
ば交流電源からとる電流を交流電圧と同様な正弦波形に
正確に制御して交流電源からとる電力の力率をほぼ正確
に１に保ちながら電流の高調波分をほぼ０にすることが
できるが、図３のようなコンバータと乗算回路を入力側
に組み込むので安定化電源の全体コストがかなり高くつ
き、入力側回路が電力を消費するのでそれだけ変換効率
が低下する問題がある。コスト面でとくに問題なのは乗
算回路であって、演算精度を充分高めるとコストが非常
に高くつくだけでなく、交流電圧が広範囲に変化した場
合にも必要精度を保とうとすると，動作に広いダイナミ
ックレンジを与えるために専用チップが必要になって安
定化電源の本体や入力側コンバータ用の集積回路装置に
組み込めなくなり、それだけコストがさらに掛かること
になる。

【０００８】本発明の課題はかかる問題点を解決して安
定化電源の入力側にコンバータ等をとくに組み込むこと
なく交流電源からとる電流の波形を改善して力率を向上
させ電流の高調波分を減少させることにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば上記課題
は、安定化電源の出力電圧の実際値の目標値との差を表
す誤差信号に交流電源の電圧と同相なほぼ正弦波形をも
つ補正信号を重畳した制御信号を作り、制御信号を安定
化電源のスイッチング周期に同期した脈動性の波形をも
つ参照信号と比較して制御信号値が参照信号の波形を切
るタイミングでスイッチングトランジスタの開閉状態を
制御することにより、交流電源からとる電流の波形を交
流電圧と同相の正弦波状に補正することにより解決され
る。

【００１０】上記の構成をもつ本発明は、安定化電源の
出力電圧を一定に保持する制御系を利用しながら入力側
にコンバータや乗算回路を用いることなく交流電源から
とる電流の波形をほぼ正弦波状に改善するもので、出力
電圧の一定制御にふつう用いられる出力電圧の目標値と
の差を表す誤差信号のかわりに, それに脈動性の整流電
圧等からとった交流電圧とほぼ同じ波形の補正信号を重
畳して交流電圧波形に応じて時間的に変化する制御信号
を作り、その瞬時値がスイッチング周期に同期した脈動
性波形の参照信号を切るタイミングでスイッチングトラ
ンジスタを開閉することにより電流の波形を正弦波状に
補正するものである。

【００１１】なお、本発明方式は安定化電源が電流モー
ド動作形のスイッチング電源である場合にとくに適し、
この場合には上記の構成にいう参照信号としてスイッチ
ングトランジスタに流れる脈動性電流の検出信号を用い
るのがよい。この参照信号の波形を制御信号の瞬時値が
切るタイミングにおけるスイッチングトランジスタに対
する開閉制御はふつうはオフ操作制御とすることでよ
い。

【００１２】本発明方式の実施に際しては、前述の補正
信号を交流電圧を整流した脈動性の電圧を受ける抵抗分
圧回路による分圧の形で作るのが最も簡単である。この
補正信号を誤差信号に重畳して制御信号を作るには、抵
抗分圧である補正信号に対し誤差信号を抵抗を介して結
合するのがよく、この結合抵抗の抵抗値により安定化電
源の出力電圧を一定制御するための制御ゲインを設定で
きる。

【００１３】本発明方式を交流電源の電圧や安定化電源
の負荷が広範囲, 例えば±20％程度以上変動する用途に
適用する場合は電流波形が正弦波からずれやすくなるの
で、上述の補正信号に対してその最大値ないし波高値の
付近の波形を鈍らせるように波形整形を施すのが望まし
い。このためには、ツェナーダイオードと抵抗を直列接
続した波形整形回路を抵抗分圧回路に並列にその受電側
の分圧抵抗の分割点に接続するのがよく、この波形整形
を細かく施すにはツェナー降伏電圧がそれぞれ異なる複
数個の波形整形回路を並列に接続, あるいは分圧抵抗を
細かく分割して分割点ごとに波形整形回路を接続するの
がよい。

【００１４】さらに、電流波形をできるだけ正確に正弦
波に近づけるために制御信号に負のバイアス値を重畳す
るのが望ましい。この負のバイアスは安定化電源の制御
系に対する給電用の補助電源電圧を作るため変圧器等に
設けられている補助コイルの誘起電圧を補助電源電圧と
逆の極性に整流することにより作るのが便利であり、こ
れを制御信号と重畳するには負のバイアスを補正信号と
抵抗を介して結合し,この結合抵抗の抵抗値によりバイ
アスを効かせる程度を設定するのがよい。

【００１５】

【発明の実施の形態】図１を参照して本発明の実施形態
を説明する。同図(a) は本発明の制御方式を適用した安
定化電源の構成例を示す回路図，同図(b) と同図(c) は
その波形整形回路の変形例を示す回路図，同図(d) は制
御信号の波形例を示す波形図であり、これらの図２や図
３と対応する部分には同じ符号が付けられている。

【００１６】図１(a) の左上部の整流回路10は整流器11
とリアクトル12とキャパシタ13から構成され、交流電源
の商用周波の交流電圧Vaを整流してその右側の安定化電
源に与える直流の入力電圧Viに変換するが、本発明方式
ではリアクトル12は必ずしも必要でなく適宜省略しても
大きな支障は生ぜず、キャパシタ13には従来より静電容
量がずっと小さな例えば１μＦ程度のものを用いるのが
よい。

【００１７】図示の安定化電源はスイッチング電源であ
って、通例のようにその変圧器１は一次コイル1aに入力
電圧Viを受け、スイッチングトランジスタ２によりこの
一次コイル1aに流れる電流が断続され、かつ図示の実施
例ではこの電流の波形が電流検出抵抗2aにより検出され
て脈動性の参照信号Srとして用いられる。図の例ではフ
ライバック形の変圧器１の二次コイル1bに誘起する電圧
がダイオード３により整流され, かつキャパシタ４によ
り安定化された上で安定化電源の出力電圧Voとして取り
出される。変圧器１は補助コイル1cを備えており、その
誘起電圧がダイオード５により整流されキャパシタ６に
より安定化された上で補助電源電圧Vdとして安定化電源
の制御系に給電されるが、安定化電源の起動時には入力
電圧Viにより起動抵抗７を介しキャパシタ６を充電する
ことによりこの補助電源電圧Vdを立ち上げるようになっ
ている

【００１８】図の左側に一点鎖線で囲んで示す制御回路
20はスイッチングトランジスタ２の開閉制御用であっ
て、上述の補助電源電圧Vdを受けて動作する発振器21と
コンパレータ22とフリップフロップ23がこれに含まれ
る。発振器21はその発振パルスによりフリップフロップ
23をセットしてそのＱ出力である開閉指令Ssによりトラ
ンジスタ２をオンさせ、コンパレータ22はそのハイの出
力でフリップフロップ23をリセットしてトランジスタ２
をオフさせる。発振器21の発振周波数で指定されるトラ
ンジスタ２のスイッチング周波数は商用交流電圧Vaの数
十Hzの周波数よりも３〜４桁程度高い数十〜数百ｋHzに
設定される。

【００１９】なお、図１(a) の安定化電源は電流モード
動作形のスイッチング電源なので、コンパレータ22によ
り後述の制御信号Scと比較すべき脈動性波形の参照信号
Srとして電流検出抵抗2aによるトランジスタ２に流れる
電流の検出信号を用い、参照信号Srの波形を制御信号Sc
の信号値が切るつどにコンパレータ22の出力をハイにし
てトランジスタ２をオフさせるようになっている。

【００２０】本発明では上述のコンパレータ22に与える
べき制御信号Scを安定化電源の出力電圧Voの実際値の目
標値との差を表す誤差信号Seに交流電源電圧Vaと同相な
ほぼ正弦波形をもつ補正信号Saを重畳して作る。図１
(a) の実施例では誤差信号Seをまず作るために誤差信号
回路30の一部として変圧器１の二次側に例えばシャント
レギュレータを電圧検出器31として設け、出力電圧Voの
実際値の目標値との差に比例した電流でフォトカプラ32
の発光部32ａを駆動して、アナログ電流値を表す光Ｌを
図１(a) の左下部に示すフォトダイオード32の受光部32
ｂに伝達させる。この受光部32ｂには制御回路20内の電
流源33から定電流を与えてそれによる電圧降下を誤差信
号Seとする。図示の例ではこの誤差信号Se中の脈動成分
を除去するため小容量のキャパシタ34が受光部32ｂに並
列接続される。なお、受光部32ｂの電圧降下は光Ｌが強
いほど低くなるから、誤差信号Seの信号値はこの実施例
では出力電圧Voが高いほど逆に低くなる。

【００２１】制御信号Scのもう一つの構成成分である補
正信号Saに交流電圧Vaと相似な正弦波形をもたせるた
め、この実施例では交流電圧Vaを整流した脈動性の整流
電圧,図の例では全波整流電圧を抵抗41〜43からなる分
圧回路40に与えて抵抗41, 42と抵抗43によるその分圧を
補正信号Saとする。前述の誤差信号Seが制御信号Sc中の
出力電圧Voの制御誤差を表すいわば直流成分であるに対
して, 補正信号Saは交流電圧Vaがもつ波形を代表する交
流成分であり、従ってその信号値は交流電圧Vaの瞬時値
に応じて時間的に変化する。これら両信号SeとSaを重畳
するために図示の例では誤差信号回路30を抵抗35を介し
抵抗分圧回路40と結合する。結合抵抗35の抵抗値により
制御信号Scの誤差信号Seの含有率が設定され、従って安
定化電源の出力電圧Voを一定に保持するための制御ゲイ
ンが設定される。

【００２２】本発明ではこのように出力電圧Voの実際値
に関する誤差信号Seに交流電圧Vaの波形から作った補正
信号Saを重畳して制御信号Scとし、これをコンパレータ
22に与えて脈動性の参照信号Srの波形と比較させる。こ
れによりスイッチングトランジスタ２のオフ動作のタイ
ミングが出力電圧Voに関する誤差をなくすよう, かつ交
流電源からとる電流Iaの値を正弦波形の交流電圧Vaがも
つそのときの瞬時値に合わせるよう調整されるので、本
発明方式では出力電圧Voを一定に保持しながら交流電源
からとる電流Iaをほぼ正弦波形に制御することができ
る。

【００２３】本発明方式を実施した結果では、交流電圧
Vaの電圧値が±20％以内の範囲内で一定であれば上述の
ように交流電源からとる電流Iaを正弦波形に制御する動
作が問題なく機能して交流電源からとる電力の力率をほ
ぼ１に高め, 電流Iaの高調波成分をほぼ０に減少させ得
るが、例えば交流電圧Vaが高くて安定化電源の負荷が軽
い場合には、電流Iaが正弦波形から若干ずれて交流電圧
Vaの波高値付近でやや鋭い波形になる傾向がある。波形
整形回路50はこのような場合にも電流Iaを正弦波形に正
確に制御するためのものである。

【００２４】図１(a) の波形整形回路50は抵抗51とツェ
ナーダイオード52を直列に接続してなり、抵抗分圧回路
40に対しその受電側の分圧抵抗41と42の相互接続点の電
位を受けるように接続される。これにより、補正信号Sa
が, 従って制御信号Scがその最大値付近の波形が鈍るよ
うに波形整形される。この波形整形をより精密に施すに
は、図１(b) のように降伏電圧が異なる抵抗51とツェナ
ーダイオード52の直列回路を複数個, 図の例では２個を
並列に接続し、さらには図１(c) のように分圧抵抗42を
部分抵抗42ａに適宜分割してそれらの接続点ごとに接続
するのがよい。図１(d) はこのように整形された制御信
号Scの波形を示すもので、比較のために交流電圧Vaの正
弦波形がそれに重ねて細線で示されており、図から制御
信号Scの波形が交流電圧Vaの波高値付近で鈍化している
ことがわかる。

【００２５】波形整形回路50によって交流電圧Vaがかな
り広範囲に変化しても電流Iaを正弦波形に制御できる
が、図１(a) のバイアス回路60は制御信号Scに負のバイ
アスを重畳することによって電流Iaの波形の制御可能範
囲を交流電圧Vaの変化に関してさらに拡大するためのも
のである。バイアス用の電圧源としては図のように制御
回路20等に給電する補助電源電圧Vdを作るための変圧器
１の補助コイル1cの誘起電圧を利用するのがよく、その
脈動電圧をダイオード61により補助電源電圧Vdに対し逆
の極性に整流し, かつキャパシタ62により平滑化して負
のバイアスとすることでよい。この負のバイアスは図示
の例では抵抗63を介して制御信号Scに重畳ないしは加算
合わされる。かかるバイアス回路60によって安定化電源
の同じ負荷条件では交流電圧Vaがより広範囲に変化して
も制御信号Scの信号値レベルが余り変動しないように安
定化され、電流Iaに対してそれを常に正弦波形に保つよ
うに安定した制御作用を施すことができる。

【００２６】以上の波形整形回路50とバイアス回路60と
を設けた場合は安定化電源を例えば100Vと200Vの交流電
圧Vaに対して共用とすることができる。本発明方式をか
かる安定化電源に適用した結果によれば、交流電圧Vaが
60〜240Vの広範囲に変化した場合でも電流Iaをほぼ正弦
波形に制御することができ、交流電源からとる電力の力
率を97％程度に保証することができる。

【００２７】最後に本発明では図３の従来例のように乗
算回路77を用いずに済ませる理由を念のため簡単に説明
する。従来例の場合は前述のように差増幅器76により安
定化電源に与えるべき入力電圧Viと所定の基準値ｅとの
差を表す差信号を作り, その信号値と交流電圧Vaの波形
を代表する整流器11による整流電圧の瞬時値との積を乗
算回路77に演算させて制御信号としてコンパレータ78に
与える。ここで、乗算対象としての差信号値には入力電
圧Viの現在値がもつ誤差のほかに一定の成分を含ませる
必要がある。すなわち、一定成分がなければ誤差が０の
とき乗算結果も０となり, 制御信号が交流電圧Vaの波形
を反映しなくなるからである。

【００２８】これに対し本発明では制御信号Scを誤差信
号Seに交流電圧Vaの波形を反映した補正信号Saを重畳し
て作る。これを従来例と対比すると、誤差信号Seは乗算
前の差信号値の誤差成分に, 補正信号Saは差信号値の一
定成分にそれぞれ対応する。つまり、本発明方式では補
正信号Saが従来の乗算後の差信号値の一定成分と同じ役
目を果たし、誤差信号Seが従来の乗算後の差信号値の誤
差成分と同様な役目を果たすが交流電圧Vaの波形を反映
しない点が異なる。制御上の観点からいえば、乗算後の
差信号値のようにその成分のいずれにも交流電圧Vaの波
形を反映させる必要はなく、むしろ本発明のように制御
信号Scを互いに独立した制御誤差成分と波形反映成分か
ら構成するのが望ましい。

【００２９】しかし、図３の従来例は安定化電源のいわ
ば入力側のコンバータであり, 交流電圧Vaに比例した入
力電圧Viを出力すれば済むに対し、本発明では安定化電
源の出力電圧Voの電圧制御系に交流電源からとる電流Ia
を正弦波形にする機能を組み込むので、交流電圧Vaの電
圧値や安定化電源の負荷が広範囲に変化する場合には電
流波形の制御機能がその悪影響を受けやすくなる。この
問題の解決には前述の波形整形回路50やバイアス回路60
を場合ないし必要に応じて適宜に採用するのが非常に有
効である。

【００３０】

【発明の効果】以上に述べたように本発明のスイッチン
グ制御方式では、交流電源電圧の整流電圧を直流の入力
電圧として受ける安定化電源の出力電圧の実際値の目標
値との差を表す誤差信号に電源の交流電圧と同相な正弦
波形をもつ補正信号を重畳して安定化電源のスイッチン
グ動作に対する制御信号とし、制御信号を安定化電源の
スイッチング周期に同期した脈動性の波形をもつ参照信
号と比較して制御信号の瞬時値が参照信号の脈動性波形
を切るタイミングでスイッチングトランジスタの開閉動
作を制御することにより、次の効果を挙げることができ
る。

【００３１】(a) 安定化電源が備えているその出力電圧
を一定値に保持する電圧制御機能を利用して従来のよう
に入力側にコンバータを組み込むことなく交流電源から
とる電流の波形を交流電圧と同相な正弦波状に制御し
て、電源からとる電力の力率を１近くにまで高め、電流
の高調波成分をほぼ０に減少させて電源回路に悪影響を
及ぼすおそれをなくすことができる。

【００３２】(b) 安定化電源のスイッチング動作用の制
御信号をその出力電圧に関する誤差信号に対し電源の交
流電圧波形を代表する補正信号を重畳して作ることによ
って従来のように乗算回路を用いる必要がなくなり、従
来より簡単な回路構成およびずっと低いコストで交流電
源からとる電流を正弦波状に制御でき、安定化電源の制
御系のすべてを小チップサイズの集積回路装置に集積化
できる。

【００３３】(c) 従来は安定化電源の出力電圧に関する
誤差成分を交流電圧波形を代表する信号値と乗算した後
に電圧制御に用いていたのに対して、本発明では乗算回
路を利用せず，従って制御信号を構成する誤差信号が交
流電圧の波形を代表する補正信号の干渉を受けないの
で、安定化電源の電圧制御系のゲインを交流電圧がもつ
波形の瞬時値に影響されることなく一定に保って安定化
電源の出力電圧制御系の動作を正確にしかつ安定化する
ことができる。

【００３４】(d) 本発明方式によって交流電源からとる
電流の波形を制御する際には安定化電源に与える入力電
圧の安定化のために従来用いられていた大容量キャパシ
タはむしろ邪魔になるので、整流回路にはその整流電圧
の脈動分を吸収できる程度のキャパシタを組み込めば充
分になり、キャパシタを静電容量が従来より２〜３桁小
さいもので済ませてコストを低減することができる。

【００３５】上述のような特長をもつ本発明方式は安定
化電源が電流モード形の動作をするスイッチング電源の
ときにとくに適し、この場合は参照信号としてスイッチ
ングトランジスタに流れる脈動性の電流を電流検出抵抗
で検出した信号を用い，この参照信号の波形を制御信号
の値が切るタイミングでスイッチングトランジスタをオ
フ動作させるのが回路構成を簡単化する上で有利であ
る。

【００３６】本発明の実施に際しては、補正信号として
交流電圧を整流した脈動性の電圧を受ける抵抗分圧回路
による分圧を用いる実施形態はごく簡単な回路により正
確な補正信号を作れる利点があり、この補正信号を誤差
信号と重畳するために両者を抵抗を介して結合する実施
形態は誤差信号に応じて出力電圧を一定に保つ安定化電
源の電圧制御系の制御ゲインをこの結合抵抗の抵抗値に
より容易にかつ正確に設定できる効果を有する。

【００３７】また、波形整形回路により補正信号に対し
てその最大値付近の波形を鈍らせるように整形を施す本
発明の実施形態は，交流電源電圧ないし安定化電源の負
荷がとくに広範囲に変化する場合に交流電源からとる電
流の波形を正弦波状に正確に制御できる効果を有し、こ
の波形整形のためにツェナーダイオードと抵抗の直列回
路を抵抗分圧回路の受電側の分圧抵抗の分割点に接続す
る実施形態は波形整形回路を簡単に構成できる利点があ
り、さらにツェナー降伏電圧がそれぞれ異なる複数個の
波形整形回路を用いる実施形態は，補正信号に対する波
形整形の精度を高めて電流波形をより正確な正弦波形に
制御できる効果を有する。

【００３８】さらに、制御信号に負のバイアス値を重畳
する本発明の実施形態は電流波形を正弦波状に制御可能
な交流電源電圧や安定化電源の負荷の変化範囲を拡大で
きる効果を有し、このための負のバイアス電圧を安定化
電源の制御系に給電する補助電源電圧を作るための脈動
電圧を補助電源電圧とは逆の極性に整流して作る実施形
態は，簡単な回路構成でバイアス値を補助電源電圧に対
して正確に設定できる利点があり、この負バイアスを抵
抗を介して制御信号と結合してそれと重畳する実施形態
は、この結合抵抗の抵抗値により負バイアスを効かせる
程度を容易かつ正確に設定できる効果がある。波形整形
回路およびバイアス回路を用いた安定化電源では交流電
源電圧が60〜240Vの広範囲に変っても電源からとる電力
の力率を97％程度に高めて電流の高調波分を数％以下に
減少させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による安定化電源のスイッチング制御方
式の実施例を示し、同図(a) は本発明方式を適用した安
定化電源を例示する回路図，同図(b) は波形整形回路の
異なる構成例を示す回路図、同図(c) は波形整形回路の
さらに別の構成例を示す回路図、同図(d) は制御信号の
波形例を示す波形図である。

【図２】安定化電源に対し整流電圧を給電する通常の整
流回路に関し、同図(a) は整流回路の回路図、同図(b)
は整流回路が受ける交流電圧の波形と交流電源からとる
電流の波形を示す波形図である。

【図３】交流電源からとる電流を正弦波形にするため安
定化電源の入力側に用いられる従来のコンバータを示す
回路図である。

【符号の説明】

２ スイッチングトランジスタ 10 安定化電源の入力電圧を作る整流回路 11 整流電圧の平滑化用キャパシタ 20 制御回路 30 誤差信号回路 31 誤差信号を作る電圧検出回路 32 誤差信号を伝達するフォトカプラ 35 誤差信号を補正信号に重畳する結合抵抗 40 補正信号用の抵抗分圧回路 50 補正信号に対する波形整形回路 51 波形整形用のツェナーダイオードの直列抵抗 52 波形整形用のツェナーダイオード 60 制御信号に対するバイアス回路 61 負バイアスを作る整流ダイオード 63 負バイアスを制御信号に重畳する結合抵抗 Ia 交流電源からとる電流 Sa 補正信号 Sc 制御信号 Se 誤差信号 Sr 参照信号 Ss スイッチングトランジスタに対するスイッチン
グ指令 Va 交流電源の交流電圧 Vd 安定化電源の制御系に対する補助電源電圧 Vi 安定化電源の入力電圧 Vo 安定化電源の出力電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｈ０２Ｍ 7/06 Ａ (56)参考文献 特開 平４−109866（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−7066（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−277172（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−54536（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−274574（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／34939（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/217 H02J 3/18 H02M 1/12 H02M 3/28 H02M 3/335 H02M 7/06

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源の整流電圧を変圧器の一次巻線を
   介してスイッチングトランジスタを開閉し、該変圧器の
   二次側に誘起される電圧を整流して出力電圧とする安定
   化電源のスイッチング動作を制御する方式であって、前
   記出力電圧の実際値の目標値との差を表す誤差信号に交
   流電源の電圧と同相なほぼ正弦波形をもつ補正信号を重
   畳した制御信号を作り、制御信号を安定化電源のスイッ
   チング周期に同期した脈動性の波形をもつ参照信号と比
   較して制御信号値が参照信号の波形を切るタイミングで
   前記スイッチングトランジスタの開閉状態を制御するこ
   とにより、交流電源からとる電流の波形を交流電圧と同
   相のほぼ正弦波状に補正するようにしたことを特徴とす
   る安定化電源のスイッチング制御方式。
2. 【請求項２】交流電源の整流電圧を直流入力電圧として
   受ける安定化電源のスイッチング動作を制御する方式で
   あって、出力電圧の実際値の目標値との差を誤差信号と
   し、交流電源の電圧と同相なほぼ正弦波形をもちその最
   大値付近の波形を鈍らせるように波形整形を施した補正
   信号を前記誤差信号に重畳して制御信号を作り、制御信
   号を安定化電源のスイッチング周期に同期した脈動性の
   波形をもつ参照信号と比較して制御信号値が参照信号の
   波形を切るタイミングでスイッチングトランジスタの開
   閉状態を制御することにより、交流電源からとる電流の
   波形を交流電圧と同相のほぼ正弦波状に補正するように
   したことを特徴とする安定化電源のスイッチング制御方
   式。
3. 【請求項３】請求項１または２に記載の方式において、
   交流電圧を整流した脈動性の電圧を受ける抵抗分圧回路
   による分圧を補正信号として用いるようにしたことを特
   徴とする安定化電源のスイッチング制御方式。
4. 【請求項４】請求項３に記載の方式において、誤差信号
   と抵抗分圧としての補正信号を抵抗を介する結合により
   重畳するようにした特徴とする安定化電源のスイッチン
   グ制御方式。
5. 【請求項５】請求項１に記載の方式において、補正信号
   に対しその最大値付近の波形を鈍らせるように波形整形
   を施すようにしたことを特徴とする安定化電源のスイッ
   チング制御方式。
6. 【請求項６】請求項２または５に記載の方式において、
   補正信号の波形整形用としてツェナーダイオードと抵抗
   を直列に接続してなる波形整形回路を抵抗分圧回路に並
   列に受電側の分圧抵抗の分割点に対して接続するように
   したことを特徴とする安定化電源のスイッチング制御方
   式。
7. 【請求項７】請求項６に記載の方式において、ツェナー
   降伏電圧がそれぞれ異なる複数個の波形整形回路を並列
   接続するようにしたことを特徴とする安定化電源のスイ
   ッチング制御方式。
8. 【請求項８】請求項１または２に記載の方式において、
   制御信号に負のバイアス値を重畳するようにしたことを
   特徴とする安定化電源のスイッチング制御方式。
9. 【請求項９】請求項８に記載の方式において、負のバイ
   アス値として安定化電源の制御系に給電する補助電源電
   圧を作るための脈動電圧を補助電源電圧とは逆の極性に
   整流して作るようにしたことを特徴とする安定化電源の
   スイッチング制御方式。
10. 【請求項１０】請求項１または２に記載の方式におい
    て、安定化電源が電流モード形の動作をするスイッチン
    グ電源であることを特徴とする安定化電源のスイッチン
    グ制御方式。
11. 【請求項１１】請求項10に記載の方式において、参照信
    号としてスイッチングトランジスタに流れる脈動性の電
    流の検出信号を用いるようにしたことを特徴とする安定
    化電源のスイッチング制御方式。