JP3556412B2 - デジタルオーディオ放送における受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はデジタルオーディオ放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ：ＤＡＢ）における受信装置に係わり、特に、２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、それぞれの乗算結果を所定サンプリング周波数でデジタルに変換後フーリエ変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力するデジタルオーディオ放送における受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
音声信号をデジタル化して直列データとし、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリアを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）が提案され欧州等において実用化に向けて検討されている。
【０００３】
このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数のキャリアを用いて変調を行ない（周波数インターリーブ）、いずれかのキャリアがフェージングを受けても全体として影響を少なくする方法であり、基本的に周波数分割多重（ＦＤＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式である。ところで、単なるＦＤＭの場合にはスペクトラムのオーバラップを避けるためにキャリアの間隔を十分に取らなければならなくなり、周波数利用効率があまり良くない。そこで、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式が提案されている。このＯＦＤＭの場合は各キャリアが直交条件を満たすように配置され、スペクトラムのオーバラップを許しており周波数利用効率が良い上に、変調器、復調器でＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ逆変換）、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）操作を利用することができハードウェアを非常に簡素化できる利点がある。
【０００４】
（ａ） ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の原理
図１３はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図である。１は伝送速度ｆｓ（＝２／Δｔ）で入力される直列データｄ（ｎ）（ａ（０），ｂ（０），ａ（１），ｂ（１），・・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２０〜２Ｎ−１はＮ個のキャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビットづつのＮ組ａ（０），ｂ（０）；ａ（１），ｂ（１）；・・・；ａ（Ｎ−１），ｂ（Ｎ−１）に分け、各組の第１ビットａ（０），ａ（１），・・ａ（Ｎ−１）に周波数がｆ０〜ｆＮ−１のキャリア（ｃｏｓωｎｔ）を乗算し、第２ビットｂ（０），ｂ（１），・・ｂ（Ｎ−１）に周波数ｆ０〜ｆＮ−１のキャリア（−ｓｉｎωｎｔ）を乗算するもの、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ（ｎ）ｃｏｓωｎｔ，−ｂ（ｎ）ｓｉｎωｎｔ（ｎ＝０〜Ｎ−１）を合成すると共に周波数多重して信号Ｄ（ｔ）を送出する周波数多重化部（ＭＵＸ）である。
【０００５】
周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ０〜ｆＮ−１のキャリアを４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の出力Ｄ（ｔ）は
Ｄ（ｔ）＝Σ｛ａ（ｎ）ｃｏｓωｎｔ−ｂ（ｎ）ｓｉｎωｎｔ｝ （ｎ＝０〜Ｎ−１）
となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、（ｎ＋１）番目のキャリア周波数ｆｎは
ｆｎ＝ｆ０＋ｎΔｆ
となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆｓ＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δｆは
Δｆ＝１／ＮΔｔ
となる。
【０００６】
図１４は周波数多重化部３の機能説明図であり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ０〜ｆＮ−１を２ビットづつのＮ組のデータａ（０），ｂ（０）；ａ（１），ｂ（１）；・・・；ａ（Ｎ−１），ｂ（Ｎ−１）で４φＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して伝送する。図１５はシンボルの説明図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シンボルの時間長をＴｓとすれば、
Ｔｓ＝ＮΔｔ
Δｆ＝１／Ｔｓ
となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳＫ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多重信号Ｄ（ｔ）が順次送信される。
【０００７】
図１６はデジタルオーディオ放送の受信機の原理的構成図である。４０〜４Ｎ−１はＮ個のキャリア乗算部で、受信信号Ｄ（ｔ）に周波数ｆ０〜ｆＮ−１のキャリア（ｃｏｓωｎｔ，−ｓｉｎωｎｔ，ｎ＝０〜Ｎ−１）をそれぞれ乗算するもの、５０〜５Ｎ−１は各乗算部の出力を積分してデータを復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換器）である。
各積分器５０〜５Ｎ−１は入力信号Ｄ（ｔ）に対して次式
【数１】
の演算を行なって、データａ（０），ｂ（０）；ａ（１），ｂ（１）；・・・；ａ（Ｎ−１），ｂ（Ｎ−１）を復調する。
【０００８】
（ｂ） ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式
ところで、ＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ（ｔ）を発生するためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎが大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
【０００９】
（ｂ−１） 変調部の構成
ＯＦＤＭのベースバンド信号は
【数２】
と表される。
ｄ（ｋ）＝ａ（ｋ）＋ｊｂ（ｋ）とすれば、（１）式は
【数３】
と表わされる。ここで、＊は複素数を意味し、Ｒ［ ］は［ ］の実数部を表わす。
【００１０】
【数４】
であるから、（３）式よりＤ（ｔ）は（２）式で表わされることは明らかである。（２）式において、ｔ＝ｍΔｔとすると、
【数５】
となる。ここで、Ｄ（ｍ）はｄ（ｋ）のＩＤＦＴ（離散フーリエ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。Ｄ（ｍ）をΔｔ毎にＤ（０），Ｄ（１），・・・Ｄ（Ｎ−１）として出力すると図１７に示すようになる。この信号は（２）式をΔｔ毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、図１８（ａ）に示す周波数特性と図１８（ｂ）に示すインパルス特性を備えた理想フィルタを通すと（２）式と同じものが得られる。
【００１１】
以上のことから、変調器としては入力データｄ（ｋ）（複素）をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ（０）からＤ（Ｎ−１）までをΔｔ毎に出力し、理想フィルタを通せば変調波（ベースバンド信号）が得られることになる。図１９はかかる点に着目して構成した送信機の要部構成図である。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ（ｋ），ｂ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎ）で複素表現した入力データｄ（ｋ）に離散フーリエ逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａは理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ（ｔ）にｃｏｓωｃｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
【００１２】
（ｂ−２） 復調部の構成
受信周波数変換においてＤ（ｔ）のみが得られた場合、２Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すことができない。これは、Ｄ（ｔ）がＮ点ＩＤＦＴの実数部だけになっているためである。又、図２０（ａ），（ｂ）に示すようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリング定理によれば帯域Ｎ・Δｆの信号は １／（２・Ｎ・Δｆ）の周波数でサンプリングしなければならない。
１／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２
であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリングしなければならない。このため、Ｔｓ区間（Ｎ・Δｔ）において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。
しかし、実数部Ｄ（ｔ）と虚数部Ｉ（ｔ）が得られた場合は次に示すようにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができる。
受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を（５）式に示す。
【００１３】
【数６】
右辺実数部、虚数部はそれぞれ伝送路、雑音によってＤ（ｔ），Ｉ（ｔ）が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ（ｔ），Ｉ（ｔ）に等しくなる。
【００１４】
【数７】
（６）式をｍΔｔ（ｍ＝０，１，２，・・・Ｎ−１）でサンプリングすれば、
【数８】
とすれば、（７）式は
【数９】
従って、ｄ（ｋ）は（８）式のＤＦＴで次のように得られる。
【００１５】
【数１０】
これより原信号ｄ（ｋ）の推定値が得られる。尚、参考までにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
【００１６】
【数１１】
以上から、受信信号Ｓ（ｔ）を周波数変換して得られた複素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ（ｋ）の推定値が得られる。図２１はかかる点に着目して構成した受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡＤ変換器、１８はＤＦＴ部である。
【００１７】
（ｃ） 送信側周波数変換
Ｄ（ｔ），Ｉ（ｔ）を用いた直交平衡変調方式は図２２に示すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡＤ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は周波数変換部であり、ｃｏｓωｃｔ，ｓｉｎωｃｔを乗算する乗算器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハイブリッド回路１４ｃで構成されている。
【００１８】
周波数変換部１４の出力信号Ｓ（ｔ）は
【数１２】
となり、下側波帯を含まない。従って両側波帯方式に比べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
【００１９】
（ｄ） 受信側周波数変換方式
図２３はｃｏｓωｃｔ，ｓｉｎωｃｔによる直交周波数変換部の構成図である。１５ａは受信信号ｓ（ｔ）（（１１）式参照）に次式で示す雑音信号ｎ（ｔ）
ｎ（ｔ）＝ｎｃ（ｋ）ｃｏｓ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ−ｎｓ（ｋ）ｓｉｎ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ
を加算して信号ｒ（ｔ）を出力する加算器（実際には存在しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５ｄはバンドパスフィルタ出力にｃｏｓωｃｔ，−ｓｉｎωｃｔを乗算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）となる。以下では、ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）として説明する。この直交周波数変換部の出力信号Ｄ′（ｔ），Ｉ′（ｔ）はそれぞれ次式
【数１３】
により表現される。尚、（１２），（１３）式において２ｆｃの項は無視している。この（１２），（１３）式は送信側複素ベースバンド信号を表わす（３）式の実数部と虚数部にそれぞれ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプリングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すことができる。
【００２０】
（ｅ） 差動符号化
（ｄ）において、受信側周波数変換方式について説明したが、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωｃに同期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大きさで情報を表わすようにする。このことを差動符号化といい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
【００２１】
（ｅ−１） 差動符号器
図２４は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器２１の論理式は
【数１４】
である。差動符号器２１は
【数１５】
で複素表現されたデータＤｌ（ｋ）を上記論理式でｄｌ（ｋ）に変換するものである。
【００２２】
差動符号は、
（１） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（１，１）の場合、
【数１６】
となり、（１４）式に代入すると
【数１７】
となり、位相変化しない。
【００２３】
（２） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（−１，−１）の場合は
【数１８】
となり、位相反転、すなわち、πシフトする。
【００２４】
（３） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（１，−１）の場合は
【数１９】
となり時計方向にπ／２シフトする。
【００２５】
（４） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（−１，１）の場合は
【数２０】
となり反時計方向にπ／２シフトする。
【００２６】
（ｅ−２） 差動復号器
（１４）式より、次式
【数２１】
が得られる。差動復号器２２は図２５に示すようにデータｄｌ（ｋ）を（１５）式の論理式に従ってＤｌ（ｋ）に変換するものである。従って、差動符号器の前記（１）〜（４）に対応して以下の（１）〜（４）の差動復号結果を出力する。
【００２７】
【数２２】
【００２８】
（ｆ） 送信系、受信系のブロック
以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送における送信系及び受信系は図２６（ａ），（ｂ）に示す構成となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４ｄは周波数ｆｃのｃｏｓ信号（ｃｏｓωｃｔ）を出力する発振器、１４ｅは該ｃｏｓ信号を−９００移相して−ｓｉｎωｃｔを出力する移相器である。又、受信系の周波数変換部１５において、１５ｅは周波数ｆｃのｃｏｓ信号（ｃｏｓωｃｔ）を出力する発振器、１５ｆは該ｃｏｓ信号を−９００移相して−ｓｉｎωｃｔを出力する移相器である。送信系のｃｏｓ波、ｓｉｎ波（キャリア）を送信ローカル信号、受信系のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を受信ローカル信号という。
送信側では、既知の位相基準シンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信ローカル周波数ｆｃのｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射する。
【００２９】
受信側では、空間に放射された信号を受信し、受信信号に受信ローカル周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１データ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づいてフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しないウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づいてフーリエ変換を実行する。
【００３０】
図２７はＤＡＢフレーム、ウィンドウ信号の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボル部分ＰＲＳ（Ｐｈａｓｅ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）とで構成され、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後にはマルチパスの影響を軽減するために６２μｓのガードインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネルの後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列され、各シンボルの前には６２μｓのガードインターバルが設けられている。ガードインターバルには対応シンボルの後半部の内容が繰り返し挿入されている。
【００３１】
ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を見つけるために設けられている。位相基準シンボル部分ＰＲＳは差動復号のためのリファレンス信号であり、毎フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。ＰＲＳウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、それを基準に所定の時間位置に設けられたウィンドウであり、ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイミングを示すものである。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
以上のＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の受信機において、ＡＤ変換器１７ａ、１７ｂ（図２６）のサンプリング周波数を送信側のデジタルオーディオデータの伝送速度（サンプリング信号周波数）ｆｓと正確に一致させる必要があり、周波数がずれたり、位相差が生じると正しく原オーディオデータを復調できなくなる。そこで、サンプリング周波数の誤差量を監視し、該誤差量が０となるようにフィードバック制御する必要がある。
しかし、車載用ＤＡＢ受信機では移動に伴ってマルチパスが発生する。このため、信号処理によって伝送路の特性を求めても、時間の経過とともに常に特性が変化すし、サンプリング周波数の誤差量を求めることが困難である。
以上から、本発明の目的は、マルチパスの発生環境下であってもサンプリング周波数の誤差量を検出し、該誤差量が０となるように制御し、これにより正しく原オーディオデータを復調することである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、本発明によれば、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の受信機において、ＤＡＢ放送局から空間に放射された信号を受信し、受信信号にキャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算してベースバンド信号を出力するＲＦ信号復調部、それぞれの乗算結果を所定サンプリング周波数でデジタルデータに変換するＡＤ変換器、ＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生部、シンボル毎に前記デジタルデータにフーリエ変換処理を施して原オーディオデータを復調するフーリエ変換部、位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算部、インパルス応答に含まれる各インパルスの位置及びレベルに基づいてＤＦＴウィンドウ内のインパルス重心位置を算出するインパルス重心位置演算部、前回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置と今回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置の偏差、前回のフレームにおけるインパルス重心位置、今回のフレームにおけるインパルス重心位置とから重心位置の変化量を計算し、該重心位置の変化量に基づいて前記サンプリングパルスの周波数誤差を検出し、該誤差が０となるように制御するサンプリング周波数制御手段とを備えたデジタルオーディオ放送の受信機により達成される。
【００３４】
【発明の実施の形態】
（Ａ） 本発明の原理
（ａ）送受信信号フレームのずれ量
ＤＡＢ受信機は、以下の方法で送信されたＤＡＢ信号フレームと受信したＤＡＢ信号フレームのずれ量を特定する。
図１は伝送路のモデルであり、５１はＤＡＢ信号送信機、５２はＤＡＢ受信機、５３は伝送路である。又、ｘ（ｎ）は送信信号、ｈ（ｎ）は伝送路の特性、ｙ（ｎ）は受信信号である。それぞれの信号は、以下の関係がある。
Ｘ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）
すなわち、
Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ） （１６）
の関係がある。ただし、Ｘ（ｋ）、Ｈ（ｋ），Ｙ（ｋ）はｘ（ｎ），ｈ（ｎ），ｙ（ｎ）をフーリエ変換したものである。
【００３５】
以上の関係があるため、ｘ（ｎ），ｙ（ｎ）、または、Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）が既知であれば、ｈ（ｎ）（インパルス応答）が導出され、このインパルス応答により送信された信号フレームと受信した信号フレームのずれ量を特定することができる。具体的には、図２７に示すフレームの先頭に含まれる同期捕捉用の基準位相シンボル（ＰＲＳ）をＸ（ｋ）、受信したＰＲＳをＹ（ｋ）とすることで、ｈ（ｎ）を導出する。
【００３６】
（ｂ）インパルス応答ｈ（ｎ）とフレームのずれ量の関係
次に、インパルス応答ｈ（ｎ）とフレームのずれ量の関係を説明する。マルチパスが発生していない状態で、送信機５１と受信機５２のサンプリング周波数が一致している場合には図２の様に例えばｎ＝０の位置でインパルス応答ＩＰＬが観測される。尚、図２においてＷＤＷはＤＦＴウィンドウである。以下にその理由を説明する。
ＤＡＢではＸ（ｋ）に次式に示す信号を使用する。
Ｘ（ｋ）＝ｅｊ π ｋ／４ （−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦ｍ）
０（ｍが上記以外）
この信号を図示すると図３の様になる（−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦ｍの範囲にキャリアが存在する）。従って、伝送路に遅延時間が無ければ、Ｈ（ｋ）は
Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ）＝１（−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦ｍ）
０（ｍが上記以外）
となる。上式において近似的にＨ（１）＝１とおくと、Ｈ（ｋ）の逆ＤＦＴが以下のｓｉｎｃ関数で与えられることは明らかである。
【００３７】
ｈ（ｎ）＝（ｍ／Ｎ）・［ｓｉｎ（ｎπｍ／Ｎ）／（ｎπｍ／Ｎ）］ （１７）
具体的にはＤＡＢのモードＩではｍ＝１５３６，Ｎ＝２０４８であるため、上記のｈ（ｎ）はｎ＝０の時ｈ（０）＝１，ｎ≠０の時ｈ（ｎ）≪１となり、図４に示すようにｈ（ｎ）が最大となるｎ（＝０）に鋭いピークが現れる。従って、伝送路に遅延時間がない場合には図５（ａ）に示すようなインパルス応答が得られる。しかし、伝送路にｎ０サンプリング分の遅延時間が存在する場合にはインパルス応答は、ｈ（ｎ−ｎ０）と表現される。このため、式（１７）において、ｎをｎ−ｎ０とおきかえると、インパルス応答は図５（ｂ）に示すようになりインパルスがｎ０ずれた位置に現れる。
【００３８】
以上のように、信号遅延によりインパルス位置がずれることから、送信機と受信機のサンプリング周波数が一致しない場合にもインパルス位置がずれる。例えば、マルチパスが発生していない状態で、送信機と受信機のサンプリング周波数が一致していない場合には、図６に示すようにインパルス応答が観測される。
従って、マルチパスが発生していない場合には、インパルス応答におけるインパルスがＤＦＴウィンドウの一定位置、例えばｎ＝０の位置で発生するように受信機のサンプリング周波数を制御すればよいことになる。
【００３９】
しかし、マルチパスが発生する場合には図７に示すようにインパルス応答に複数のインパルスが現れ、その数、位置、レベルが受信機の移動に伴うマルチパス環境の変動により刻々と変化する。更に、ＤＦＴウィンドウ位置がマルチパスの状態に応じて最もエラーレートが少なくなるようにシンボル区間内で前後にスライドされて変化する。図８はＤＦＴウィンドウ位置の制御法説明図である。Δはガードインターバル、ＴｓはシンボルＢの区間である。ガードインターバルΔにはシンボルＢの後半部が繰り返し挿入されている。受信機で受信される直接波のシンボル位置は（ａ）に示すようになり、マルチパスによる反射波１〜反射波３のシンボル位置は遅延により（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。この結果、直接波及び各反射波の合成波は（ｅ）に示すようなる。合成波において区間ａは隣接シンボルＡにより干渉を受けているガードインターバル区間、区間ｂは隣接シンボルＡの干渉を受けていないガードインターバル区間、ｃはシンボルＢの区間である。ＤＦＴウィンドウＷＤＷは隣接シンボルの影響を受けずに各シンボルをＤＦＴ復調できる位置に設定する必要があり、図示する位置になるように設定される。
以上のように、マルチパス環境下では、異なる位置とレベルを有するインパルスが存在するだけでなく、ＤＦＴウィンドウの位置が変化し、これにより、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御することが困難となる。
【００４０】
（ｃ）本発明の概略
▲１▼Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がない場合
マルチパスが発生している場合には、インパルスが複数存在するために、どのインパルスが直接波を示しているかを特定することは困難である。そこでＤＦＴウィンドウ内におけるインパルスの重心位置を計算し、その重心位置に基づいて制御を行う。図９に示すように、ＤＦＴウィンドウの始端位置を０、終端位置を（Ｎ−１）、Ｎをサンプル数（シンボルのデータ数）、ｉをＤＦＴウィンドウ内のサンプル位置、Ｄｉをサンプル位置ｉにおけるインパルスの振幅とすれば、インパルスの重心ｇは次式
【数２３】
により計算できる。
【００４１】
さて、マルチパス発生環境下においてＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がないものとすると、図１０（ａ）に示すようにマルチパスによりＤＦＴウィンドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、又、図１０（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が変化する。従って、第（Ｌ＋ｉ）フレームのＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）の始端位置をｘｉ，第（Ｌ＋ｉ）フレームのＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）内におけるインパルス重心位置をｇｉ、第（Ｌ＋ｉ）フレームと第（Ｌ＋ｉ−１）フレームにおけるＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）のずれ量をｐｉとすれば、フレーム間のインパルス重心位置の変化量Ｇｉは次式
ｐｉ＝ｘｉ−１−ｘｉ
Ｇｉ＝ｇｉ−ｇｉ−１−ｐｉ （１９）
で与えられる。
【００４２】
従って、各フレーム間のウィンドウ制御量ｐｉは
ｐ１＝ｘ０−ｘ１
ｐ２＝ｘ１−ｘ２
・
・
ｐＬ＝ｘＬ−１−ｘＬ
となり、又、フレーム間の重心位置変化量Ｇｉは
Ｇ１＝ｇ１−ｇ０−ｐ１
Ｇ２＝ｇ２−ｇ１−ｐ２
・
・
ＧＬ＝ｇＬ−ｇＬ−１−ｐＬ
となり、Ｌ個の各フレーム間の重心位置変化量の平均値Ｄは次式
Ｄ＝ΣＧｉ／Ｌ （ｉ＝１〜Ｌ） （２０）
より求まる。
【００４３】
この重心位置変化量の平均値を用いて周波数誤差量△Ｆは、
ΔＦ＝Ｄ×ｆｏｓｃ／Ｋ （２１）
Ｋ：１フレーム当たりのサンプル数
ｆＯＳＣ：ＶＣＯの周波数（サンプリング周波数）
となる。従って、（１８）、（１９）、（２０），（２１）式より、Ｌ個のフレーム毎に周波数誤差ΔＦを求め、該周波数誤差ΔＦが０となるようにＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御する。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がない図１０の場合において、重心位置変化量の平均値Ｄを計算すると
となる。従って、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を発生するＶＣＯの周波数誤差は０であることがわかる。
【００４５】
以上は、Ｌ個のフレーム毎にサンプリング周波数を制御する場合であるが、１フレーム毎にサンプリング周波数を制御することもできる。この場合、周波数誤差量△Ｆは、
ΔＦ＝Ｇｉ×ｆｏｓｃ／Ｋ （２１）′
で与えられる。従って、（１８），（１９），（２１）′に基づいて１フレーム毎の周波数誤差量△Ｆを演算してサンプリング周波数を制御する。
【００４６】
▲２▼Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がある場合
マルチパス発生環境下においてＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差があるものとすると、図１１（ａ）に示すようにマルチパス、周波数誤差によりＤＦＴウィンドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、又、図１１（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が変化する。
図１１において重心位置変化量の平均値Ｄを計算すると、
となり、１フレーム当たり２サンプルのずれ量が発生したことがわかる。
以上のように計算すれば、マルチパスによって複数のインパルスが発生し、又ＤＦＴウィンドウの位置が変化しても、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の誤差成分ΔＦを抽出することが出来、該誤差成分が０となるように制御することができる。
【００４７】
（Ｂ）本発明の実施例
図１２は本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。
６０は受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２はベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を所定サンプリング周波数でデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）に変換するＡＤ変換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプリングパルス発生部、６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するヌル信号検出部、６５はＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号及びＰＲＳウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生部である。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は図８で説明したようにマルチパスにより隣接シンボルの干渉を受けない区間にウィンドウ（ＤＦＴウィンドウ、ＰＲＳウィンドウ）を設定する。
【００４８】
６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）にフーリエ変換処理を施し、差動復号してＸ（ｋ）（（１６）式参照）、オーディオ符号データ（例えばＭＰＥＧオーディオデータ）を復調するフーリエ変換／差動復号部、６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータにデコードするオーディオ信号デコード部、６８はＰＣＭオーディオデータをアナログに変換するＤＡ変換部、６９は増幅器、７０はスピーカ、７１はＤＡＢ受信機の操作キー部、７２は表示部、７３は選局制御、その他の制御を行う制御部である。
８１はＰＲＳウィンドウ期間におけるフーリエ変換出力Ｘ（ｋ）を用いて（１６）式よりインパルス応答を演算するインパルス応答演算部、８２は（１８）式に基づいてインパルス重心位置ｇｉを演算するインパルス重心演算部、８３は（１９）〜（２１）式によりサンプリング周波数の誤差量△Ｆを演算して出力するサンプリング誤差抽出部である。
【００４９】
ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部６１は受信信号にキャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を出力し、ＡＤ変換器６２はサンプリングパルス発生部６３から出力されるサンプリングパルスに基づいてベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）をそれぞれデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）に変換してヌル信号検出部６４とフーリエ変換／差動復号部６６に入力する。ヌル信号検出部６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力する。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はヌル検出信号ＮＤＴが入力されると、マルチパス状況に応じて隣接シンボルに干渉されない位置にウィンドウを移動してフーリエ変換／差動復号部６６に入力し、又、ＰＲＳウィンドウをインパルス応答演算部８１に入力する。
【００５０】
フーリエ変換／差動復号部６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）にフーリエ変換処理を施した後、差動復号してＸ（ｋ）、オーディオ符号データ（ＭＰＥＧオーディオデータ）を復調して出力する。オーディオ信号デコード部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣＭオーディオデータをアナログに変換し、増幅器６９を介してスピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
インパルス応答演算部８１はＰＲＳウィンドウ期間におけるフーリエ変換出力Ｘ（ｋ）を用いて（１６）式によりインパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィンドウ発生部６５とインパルス重心算出部８２に入力する。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はインパルス応答（マルチパス）に基づいて次のＤＡＢフレームにおいてウィンドウを隣接シンボルに干渉されない位置に移動する。
【００５１】
インパルス重心算出部８２は（１８）式に基づいてインパルス重心位置ｇｉを演算し、サンプリング誤差抽出部８３は（１９）〜（２１）式によりＬ個のフレーム期間におけるサンプリング周波数の平均誤差量△Ｆを演算してサンプリングパルス発生部６３に入力する。サンプリングパルス発生部６３は平均誤差量△Ｆが０になるようにサンプリング周波数を制御してサンプリングパルスをＡＤ変換器６２に入力する。
以後、上記動作が繰り返され、サンプリング周波数は送信機と受信機で一致し、マルチパス発生環境下においても良好なオーディオ音声をスピーカから出力できる。
【００５２】
以上では、Ｌ個のフレーム期間におけるサンプリング周波数の平均誤差量△Ｆに基づいて該誤差量が０となるようにサンプリング周波数を制御した場合であるが、１フレーム毎にサンプリング周波数を制御することもできる。すなわち、サンプリング誤差抽出部８４は（１８），（１９），（２１）′に基づいて１フレーム毎のサンプリング周波数誤差量△Ｆを演算し、該誤差量をサンプリングパルス発生部６３に入力してサンプリング周波数を制御するように構成することもでいる。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００５３】
【発明の効果】
以上本発明によれば、ＤＡＢの信号フレーム毎にインパルス応答の重心を計算し、かつ、ＤＦＴウィンドウの位置を考慮してサンプリング周波数の誤差成分を抽出し、該誤差が０となるようにサンプリング周波数を制御するようにしたから、マルチパス環境下でもＤＡＢ受信機のサンプリング周波数を送信機のサンプリング周波数と一致させることができ、良好なＤＡＢ音声を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】伝送路のモデルである。
【図２】マルチパスが発生していない場合のインパルス応答である。
【図３】位相基準シンボルにおける信号説明図である。
【図４】インパルス応答図である。
【図５】遅延の有無によるインパルス応答説明図である。
【図６】マルチパスが発生していない状態でサンプリング周波数に誤差を含む場合のインパルス応答である。
【図７】マルチパスが発生した状態でＦＦＴウィンドウ位置を制御しながらインパルス応答を導出した場合の例である。
【図８】マルチパス環境下でのＦＦＴウィンドウ位置制御説明図である。
【図９】インパルス重心位置計算法説明図である。
【図１０】ＦＦＴウィンドウ位置と重心の位置関係（サンプリング周波数誤差が存在しない場合）である。
【図１１】ＦＦＴウィンドウ位置と重心の位置関係（ＶＣＯの周波数誤差が存在する場合）である。
【図１２】本発明のＤＡＢ受信機の構成である。
【図１３】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図である。
【図１４】周波数多重化部の機能説明図である。
【図１５】シンボル説明図である。
【図１６】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構成図である。
【図１７】Ｄ（ｍ）の説明図である。
【図１８】理想フィルタの特性である。
【図１９】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図である。
【図２０】サンプリング定理説明図である。
【図２１】ＤＦＴを用いた受信機の要点部構成である。
【図２２】直交平衡変調方式の構成である。
【図２３】直交周波数変換方式の構成である。
【図２４】差動符号器の説明図である。
【図２５】差動復号器の説明図である。
【図２６】送信系、受信系の構成である。
【図２７】ＤＡＢフレームの説明図である。
【符号の説明】
６０・・受信アンテナ
６１・・ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部
６２・・ＡＤ変換器
６３・・サンプリングパルス発生部
６４・・ヌル検出部
６５・・ＤＦＴウィンドウ発生部
６６・・フーリエ変換／差動復号部
６７・・オーディオ信号デコード部
８１・・インパルス応答演算部
８２・・インパルス重心演算部
８３・・るサンプリング誤差抽出部
【産業上の利用分野】
本発明はデジタルオーディオ放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ：ＤＡＢ）における受信装置に係わり、特に、２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、それぞれの乗算結果を所定サンプリング周波数でデジタルに変換後フーリエ変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力するデジタルオーディオ放送における受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
音声信号をデジタル化して直列データとし、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリアを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）が提案され欧州等において実用化に向けて検討されている。
【０００３】
このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数のキャリアを用いて変調を行ない（周波数インターリーブ）、いずれかのキャリアがフェージングを受けても全体として影響を少なくする方法であり、基本的に周波数分割多重（ＦＤＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式である。ところで、単なるＦＤＭの場合にはスペクトラムのオーバラップを避けるためにキャリアの間隔を十分に取らなければならなくなり、周波数利用効率があまり良くない。そこで、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式が提案されている。このＯＦＤＭの場合は各キャリアが直交条件を満たすように配置され、スペクトラムのオーバラップを許しており周波数利用効率が良い上に、変調器、復調器でＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ逆変換）、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）操作を利用することができハードウェアを非常に簡素化できる利点がある。
【０００４】
（ａ） ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の原理
図１３はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図である。１は伝送速度ｆｓ（＝２／Δｔ）で入力される直列データｄ（ｎ）（ａ（０），ｂ（０），ａ（１），ｂ（１），・・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２０〜２Ｎ−１はＮ個のキャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビットづつのＮ組ａ（０），ｂ（０）；ａ（１），ｂ（１）；・・・；ａ（Ｎ−１），ｂ（Ｎ−１）に分け、各組の第１ビットａ（０），ａ（１），・・ａ（Ｎ−１）に周波数がｆ０〜ｆＮ−１のキャリア（ｃｏｓωｎｔ）を乗算し、第２ビットｂ（０），ｂ（１），・・ｂ（Ｎ−１）に周波数ｆ０〜ｆＮ−１のキャリア（−ｓｉｎωｎｔ）を乗算するもの、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ（ｎ）ｃｏｓωｎｔ，−ｂ（ｎ）ｓｉｎωｎｔ（ｎ＝０〜Ｎ−１）を合成すると共に周波数多重して信号Ｄ（ｔ）を送出する周波数多重化部（ＭＵＸ）である。
【０００５】
周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ０〜ｆＮ−１のキャリアを４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の出力Ｄ（ｔ）は
Ｄ（ｔ）＝Σ｛ａ（ｎ）ｃｏｓωｎｔ−ｂ（ｎ）ｓｉｎωｎｔ｝ （ｎ＝０〜Ｎ−１）
となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、（ｎ＋１）番目のキャリア周波数ｆｎは
ｆｎ＝ｆ０＋ｎΔｆ
となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆｓ＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δｆは
Δｆ＝１／ＮΔｔ
となる。
【０００６】
図１４は周波数多重化部３の機能説明図であり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ０〜ｆＮ−１を２ビットづつのＮ組のデータａ（０），ｂ（０）；ａ（１），ｂ（１）；・・・；ａ（Ｎ−１），ｂ（Ｎ−１）で４φＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して伝送する。図１５はシンボルの説明図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シンボルの時間長をＴｓとすれば、
Ｔｓ＝ＮΔｔ
Δｆ＝１／Ｔｓ
となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳＫ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多重信号Ｄ（ｔ）が順次送信される。
【０００７】
図１６はデジタルオーディオ放送の受信機の原理的構成図である。４０〜４Ｎ−１はＮ個のキャリア乗算部で、受信信号Ｄ（ｔ）に周波数ｆ０〜ｆＮ−１のキャリア（ｃｏｓωｎｔ，−ｓｉｎωｎｔ，ｎ＝０〜Ｎ−１）をそれぞれ乗算するもの、５０〜５Ｎ−１は各乗算部の出力を積分してデータを復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換器）である。
各積分器５０〜５Ｎ−１は入力信号Ｄ（ｔ）に対して次式
【数１】
【０００８】
（ｂ） ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式
ところで、ＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ（ｔ）を発生するためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎが大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
【０００９】
（ｂ−１） 変調部の構成
ＯＦＤＭのベースバンド信号は
【数２】
ｄ（ｋ）＝ａ（ｋ）＋ｊｂ（ｋ）とすれば、（１）式は
【数３】
【００１０】
【数４】
【数５】
【００１１】
以上のことから、変調器としては入力データｄ（ｋ）（複素）をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ（０）からＤ（Ｎ−１）までをΔｔ毎に出力し、理想フィルタを通せば変調波（ベースバンド信号）が得られることになる。図１９はかかる点に着目して構成した送信機の要部構成図である。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ（ｋ），ｂ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎ）で複素表現した入力データｄ（ｋ）に離散フーリエ逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａは理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ（ｔ）にｃｏｓωｃｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
【００１２】
（ｂ−２） 復調部の構成
受信周波数変換においてＤ（ｔ）のみが得られた場合、２Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すことができない。これは、Ｄ（ｔ）がＮ点ＩＤＦＴの実数部だけになっているためである。又、図２０（ａ），（ｂ）に示すようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリング定理によれば帯域Ｎ・Δｆの信号は １／（２・Ｎ・Δｆ）の周波数でサンプリングしなければならない。
１／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２
であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリングしなければならない。このため、Ｔｓ区間（Ｎ・Δｔ）において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。
しかし、実数部Ｄ（ｔ）と虚数部Ｉ（ｔ）が得られた場合は次に示すようにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができる。
受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を（５）式に示す。
【００１３】
【数６】
【００１４】
【数７】
【数８】
【数９】
【００１５】
【数１０】
【００１６】
【数１１】
【００１７】
（ｃ） 送信側周波数変換
Ｄ（ｔ），Ｉ（ｔ）を用いた直交平衡変調方式は図２２に示すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡＤ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は周波数変換部であり、ｃｏｓωｃｔ，ｓｉｎωｃｔを乗算する乗算器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハイブリッド回路１４ｃで構成されている。
【００１８】
周波数変換部１４の出力信号Ｓ（ｔ）は
【数１２】
【００１９】
（ｄ） 受信側周波数変換方式
図２３はｃｏｓωｃｔ，ｓｉｎωｃｔによる直交周波数変換部の構成図である。１５ａは受信信号ｓ（ｔ）（（１１）式参照）に次式で示す雑音信号ｎ（ｔ）
ｎ（ｔ）＝ｎｃ（ｋ）ｃｏｓ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ−ｎｓ（ｋ）ｓｉｎ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ
を加算して信号ｒ（ｔ）を出力する加算器（実際には存在しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５ｄはバンドパスフィルタ出力にｃｏｓωｃｔ，−ｓｉｎωｃｔを乗算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）となる。以下では、ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）として説明する。この直交周波数変換部の出力信号Ｄ′（ｔ），Ｉ′（ｔ）はそれぞれ次式
【数１３】
【００２０】
（ｅ） 差動符号化
（ｄ）において、受信側周波数変換方式について説明したが、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωｃに同期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大きさで情報を表わすようにする。このことを差動符号化といい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
【００２１】
（ｅ−１） 差動符号器
図２４は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器２１の論理式は
【数１４】
【数１５】
【００２２】
差動符号は、
（１） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（１，１）の場合、
【数１６】
【数１７】
【００２３】
（２） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（−１，−１）の場合は
【数１８】
【００２４】
（３） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（１，−１）の場合は
【数１９】
【００２５】
（４） ［Ａｌ（ｋ），Ｂｌ（ｋ）］＝（−１，１）の場合は
【数２０】
【００２６】
（ｅ−２） 差動復号器
（１４）式より、次式
【数２１】
【００２７】
【数２２】
（ｆ） 送信系、受信系のブロック
以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送における送信系及び受信系は図２６（ａ），（ｂ）に示す構成となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４ｄは周波数ｆｃのｃｏｓ信号（ｃｏｓωｃｔ）を出力する発振器、１４ｅは該ｃｏｓ信号を−９００移相して−ｓｉｎωｃｔを出力する移相器である。又、受信系の周波数変換部１５において、１５ｅは周波数ｆｃのｃｏｓ信号（ｃｏｓωｃｔ）を出力する発振器、１５ｆは該ｃｏｓ信号を−９００移相して−ｓｉｎωｃｔを出力する移相器である。送信系のｃｏｓ波、ｓｉｎ波（キャリア）を送信ローカル信号、受信系のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を受信ローカル信号という。
送信側では、既知の位相基準シンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信ローカル周波数ｆｃのｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射する。
【００２９】
受信側では、空間に放射された信号を受信し、受信信号に受信ローカル周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１データ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づいてフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しないウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づいてフーリエ変換を実行する。
【００３０】
図２７はＤＡＢフレーム、ウィンドウ信号の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボル部分ＰＲＳ（Ｐｈａｓｅ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）とで構成され、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後にはマルチパスの影響を軽減するために６２μｓのガードインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネルの後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列され、各シンボルの前には６２μｓのガードインターバルが設けられている。ガードインターバルには対応シンボルの後半部の内容が繰り返し挿入されている。
【００３１】
ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を見つけるために設けられている。位相基準シンボル部分ＰＲＳは差動復号のためのリファレンス信号であり、毎フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。ＰＲＳウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、それを基準に所定の時間位置に設けられたウィンドウであり、ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイミングを示すものである。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
以上のＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の受信機において、ＡＤ変換器１７ａ、１７ｂ（図２６）のサンプリング周波数を送信側のデジタルオーディオデータの伝送速度（サンプリング信号周波数）ｆｓと正確に一致させる必要があり、周波数がずれたり、位相差が生じると正しく原オーディオデータを復調できなくなる。そこで、サンプリング周波数の誤差量を監視し、該誤差量が０となるようにフィードバック制御する必要がある。
しかし、車載用ＤＡＢ受信機では移動に伴ってマルチパスが発生する。このため、信号処理によって伝送路の特性を求めても、時間の経過とともに常に特性が変化すし、サンプリング周波数の誤差量を求めることが困難である。
以上から、本発明の目的は、マルチパスの発生環境下であってもサンプリング周波数の誤差量を検出し、該誤差量が０となるように制御し、これにより正しく原オーディオデータを復調することである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、本発明によれば、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の受信機において、ＤＡＢ放送局から空間に放射された信号を受信し、受信信号にキャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算してベースバンド信号を出力するＲＦ信号復調部、それぞれの乗算結果を所定サンプリング周波数でデジタルデータに変換するＡＤ変換器、ＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生部、シンボル毎に前記デジタルデータにフーリエ変換処理を施して原オーディオデータを復調するフーリエ変換部、位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算部、インパルス応答に含まれる各インパルスの位置及びレベルに基づいてＤＦＴウィンドウ内のインパルス重心位置を算出するインパルス重心位置演算部、前回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置と今回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置の偏差、前回のフレームにおけるインパルス重心位置、今回のフレームにおけるインパルス重心位置とから重心位置の変化量を計算し、該重心位置の変化量に基づいて前記サンプリングパルスの周波数誤差を検出し、該誤差が０となるように制御するサンプリング周波数制御手段とを備えたデジタルオーディオ放送の受信機により達成される。
【００３４】
【発明の実施の形態】
（Ａ） 本発明の原理
（ａ）送受信信号フレームのずれ量
ＤＡＢ受信機は、以下の方法で送信されたＤＡＢ信号フレームと受信したＤＡＢ信号フレームのずれ量を特定する。
図１は伝送路のモデルであり、５１はＤＡＢ信号送信機、５２はＤＡＢ受信機、５３は伝送路である。又、ｘ（ｎ）は送信信号、ｈ（ｎ）は伝送路の特性、ｙ（ｎ）は受信信号である。それぞれの信号は、以下の関係がある。
Ｘ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）
すなわち、
Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ） （１６）
の関係がある。ただし、Ｘ（ｋ）、Ｈ（ｋ），Ｙ（ｋ）はｘ（ｎ），ｈ（ｎ），ｙ（ｎ）をフーリエ変換したものである。
【００３５】
以上の関係があるため、ｘ（ｎ），ｙ（ｎ）、または、Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）が既知であれば、ｈ（ｎ）（インパルス応答）が導出され、このインパルス応答により送信された信号フレームと受信した信号フレームのずれ量を特定することができる。具体的には、図２７に示すフレームの先頭に含まれる同期捕捉用の基準位相シンボル（ＰＲＳ）をＸ（ｋ）、受信したＰＲＳをＹ（ｋ）とすることで、ｈ（ｎ）を導出する。
【００３６】
（ｂ）インパルス応答ｈ（ｎ）とフレームのずれ量の関係
次に、インパルス応答ｈ（ｎ）とフレームのずれ量の関係を説明する。マルチパスが発生していない状態で、送信機５１と受信機５２のサンプリング周波数が一致している場合には図２の様に例えばｎ＝０の位置でインパルス応答ＩＰＬが観測される。尚、図２においてＷＤＷはＤＦＴウィンドウである。以下にその理由を説明する。
ＤＡＢではＸ（ｋ）に次式に示す信号を使用する。
Ｘ（ｋ）＝ｅｊ π ｋ／４ （−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦ｍ）
０（ｍが上記以外）
この信号を図示すると図３の様になる（−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦ｍの範囲にキャリアが存在する）。従って、伝送路に遅延時間が無ければ、Ｈ（ｋ）は
Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ）＝１（−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦ｍ）
０（ｍが上記以外）
となる。上式において近似的にＨ（１）＝１とおくと、Ｈ（ｋ）の逆ＤＦＴが以下のｓｉｎｃ関数で与えられることは明らかである。
【００３７】
ｈ（ｎ）＝（ｍ／Ｎ）・［ｓｉｎ（ｎπｍ／Ｎ）／（ｎπｍ／Ｎ）］ （１７）
具体的にはＤＡＢのモードＩではｍ＝１５３６，Ｎ＝２０４８であるため、上記のｈ（ｎ）はｎ＝０の時ｈ（０）＝１，ｎ≠０の時ｈ（ｎ）≪１となり、図４に示すようにｈ（ｎ）が最大となるｎ（＝０）に鋭いピークが現れる。従って、伝送路に遅延時間がない場合には図５（ａ）に示すようなインパルス応答が得られる。しかし、伝送路にｎ０サンプリング分の遅延時間が存在する場合にはインパルス応答は、ｈ（ｎ−ｎ０）と表現される。このため、式（１７）において、ｎをｎ−ｎ０とおきかえると、インパルス応答は図５（ｂ）に示すようになりインパルスがｎ０ずれた位置に現れる。
【００３８】
以上のように、信号遅延によりインパルス位置がずれることから、送信機と受信機のサンプリング周波数が一致しない場合にもインパルス位置がずれる。例えば、マルチパスが発生していない状態で、送信機と受信機のサンプリング周波数が一致していない場合には、図６に示すようにインパルス応答が観測される。
従って、マルチパスが発生していない場合には、インパルス応答におけるインパルスがＤＦＴウィンドウの一定位置、例えばｎ＝０の位置で発生するように受信機のサンプリング周波数を制御すればよいことになる。
【００３９】
しかし、マルチパスが発生する場合には図７に示すようにインパルス応答に複数のインパルスが現れ、その数、位置、レベルが受信機の移動に伴うマルチパス環境の変動により刻々と変化する。更に、ＤＦＴウィンドウ位置がマルチパスの状態に応じて最もエラーレートが少なくなるようにシンボル区間内で前後にスライドされて変化する。図８はＤＦＴウィンドウ位置の制御法説明図である。Δはガードインターバル、ＴｓはシンボルＢの区間である。ガードインターバルΔにはシンボルＢの後半部が繰り返し挿入されている。受信機で受信される直接波のシンボル位置は（ａ）に示すようになり、マルチパスによる反射波１〜反射波３のシンボル位置は遅延により（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。この結果、直接波及び各反射波の合成波は（ｅ）に示すようなる。合成波において区間ａは隣接シンボルＡにより干渉を受けているガードインターバル区間、区間ｂは隣接シンボルＡの干渉を受けていないガードインターバル区間、ｃはシンボルＢの区間である。ＤＦＴウィンドウＷＤＷは隣接シンボルの影響を受けずに各シンボルをＤＦＴ復調できる位置に設定する必要があり、図示する位置になるように設定される。
以上のように、マルチパス環境下では、異なる位置とレベルを有するインパルスが存在するだけでなく、ＤＦＴウィンドウの位置が変化し、これにより、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御することが困難となる。
【００４０】
（ｃ）本発明の概略
▲１▼Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がない場合
マルチパスが発生している場合には、インパルスが複数存在するために、どのインパルスが直接波を示しているかを特定することは困難である。そこでＤＦＴウィンドウ内におけるインパルスの重心位置を計算し、その重心位置に基づいて制御を行う。図９に示すように、ＤＦＴウィンドウの始端位置を０、終端位置を（Ｎ−１）、Ｎをサンプル数（シンボルのデータ数）、ｉをＤＦＴウィンドウ内のサンプル位置、Ｄｉをサンプル位置ｉにおけるインパルスの振幅とすれば、インパルスの重心ｇは次式
【数２３】
【００４１】
さて、マルチパス発生環境下においてＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がないものとすると、図１０（ａ）に示すようにマルチパスによりＤＦＴウィンドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、又、図１０（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が変化する。従って、第（Ｌ＋ｉ）フレームのＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）の始端位置をｘｉ，第（Ｌ＋ｉ）フレームのＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）内におけるインパルス重心位置をｇｉ、第（Ｌ＋ｉ）フレームと第（Ｌ＋ｉ−１）フレームにおけるＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）のずれ量をｐｉとすれば、フレーム間のインパルス重心位置の変化量Ｇｉは次式
ｐｉ＝ｘｉ−１−ｘｉ
Ｇｉ＝ｇｉ−ｇｉ−１−ｐｉ （１９）
で与えられる。
【００４２】
従って、各フレーム間のウィンドウ制御量ｐｉは
ｐ１＝ｘ０−ｘ１
ｐ２＝ｘ１−ｘ２
・
・
ｐＬ＝ｘＬ−１−ｘＬ
となり、又、フレーム間の重心位置変化量Ｇｉは
Ｇ１＝ｇ１−ｇ０−ｐ１
Ｇ２＝ｇ２−ｇ１−ｐ２
・
・
ＧＬ＝ｇＬ−ｇＬ−１−ｐＬ
となり、Ｌ個の各フレーム間の重心位置変化量の平均値Ｄは次式
Ｄ＝ΣＧｉ／Ｌ （ｉ＝１〜Ｌ） （２０）
より求まる。
【００４３】
この重心位置変化量の平均値を用いて周波数誤差量△Ｆは、
ΔＦ＝Ｄ×ｆｏｓｃ／Ｋ （２１）
Ｋ：１フレーム当たりのサンプル数
ｆＯＳＣ：ＶＣＯの周波数（サンプリング周波数）
となる。従って、（１８）、（１９）、（２０），（２１）式より、Ｌ個のフレーム毎に周波数誤差ΔＦを求め、該周波数誤差ΔＦが０となるようにＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御する。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がない図１０の場合において、重心位置変化量の平均値Ｄを計算すると
【００４５】
以上は、Ｌ個のフレーム毎にサンプリング周波数を制御する場合であるが、１フレーム毎にサンプリング周波数を制御することもできる。この場合、周波数誤差量△Ｆは、
ΔＦ＝Ｇｉ×ｆｏｓｃ／Ｋ （２１）′
で与えられる。従って、（１８），（１９），（２１）′に基づいて１フレーム毎の周波数誤差量△Ｆを演算してサンプリング周波数を制御する。
【００４６】
▲２▼Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がある場合
マルチパス発生環境下においてＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差があるものとすると、図１１（ａ）に示すようにマルチパス、周波数誤差によりＤＦＴウィンドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、又、図１１（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が変化する。
図１１において重心位置変化量の平均値Ｄを計算すると、
以上のように計算すれば、マルチパスによって複数のインパルスが発生し、又ＤＦＴウィンドウの位置が変化しても、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の誤差成分ΔＦを抽出することが出来、該誤差成分が０となるように制御することができる。
【００４７】
（Ｂ）本発明の実施例
図１２は本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。
６０は受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２はベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を所定サンプリング周波数でデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）に変換するＡＤ変換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプリングパルス発生部、６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するヌル信号検出部、６５はＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号及びＰＲＳウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生部である。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は図８で説明したようにマルチパスにより隣接シンボルの干渉を受けない区間にウィンドウ（ＤＦＴウィンドウ、ＰＲＳウィンドウ）を設定する。
【００４８】
６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）にフーリエ変換処理を施し、差動復号してＸ（ｋ）（（１６）式参照）、オーディオ符号データ（例えばＭＰＥＧオーディオデータ）を復調するフーリエ変換／差動復号部、６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータにデコードするオーディオ信号デコード部、６８はＰＣＭオーディオデータをアナログに変換するＤＡ変換部、６９は増幅器、７０はスピーカ、７１はＤＡＢ受信機の操作キー部、７２は表示部、７３は選局制御、その他の制御を行う制御部である。
８１はＰＲＳウィンドウ期間におけるフーリエ変換出力Ｘ（ｋ）を用いて（１６）式よりインパルス応答を演算するインパルス応答演算部、８２は（１８）式に基づいてインパルス重心位置ｇｉを演算するインパルス重心演算部、８３は（１９）〜（２１）式によりサンプリング周波数の誤差量△Ｆを演算して出力するサンプリング誤差抽出部である。
【００４９】
ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部６１は受信信号にキャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を出力し、ＡＤ変換器６２はサンプリングパルス発生部６３から出力されるサンプリングパルスに基づいてベースバンドアナログ信号Ｄ（ｔ）、Ｉ（ｔ）をそれぞれデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）に変換してヌル信号検出部６４とフーリエ変換／差動復号部６６に入力する。ヌル信号検出部６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力する。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はヌル検出信号ＮＤＴが入力されると、マルチパス状況に応じて隣接シンボルに干渉されない位置にウィンドウを移動してフーリエ変換／差動復号部６６に入力し、又、ＰＲＳウィンドウをインパルス応答演算部８１に入力する。
【００５０】
フーリエ変換／差動復号部６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ（ｍ）、Ｉ（ｍ）にフーリエ変換処理を施した後、差動復号してＸ（ｋ）、オーディオ符号データ（ＭＰＥＧオーディオデータ）を復調して出力する。オーディオ信号デコード部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣＭオーディオデータをアナログに変換し、増幅器６９を介してスピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
インパルス応答演算部８１はＰＲＳウィンドウ期間におけるフーリエ変換出力Ｘ（ｋ）を用いて（１６）式によりインパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィンドウ発生部６５とインパルス重心算出部８２に入力する。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はインパルス応答（マルチパス）に基づいて次のＤＡＢフレームにおいてウィンドウを隣接シンボルに干渉されない位置に移動する。
【００５１】
インパルス重心算出部８２は（１８）式に基づいてインパルス重心位置ｇｉを演算し、サンプリング誤差抽出部８３は（１９）〜（２１）式によりＬ個のフレーム期間におけるサンプリング周波数の平均誤差量△Ｆを演算してサンプリングパルス発生部６３に入力する。サンプリングパルス発生部６３は平均誤差量△Ｆが０になるようにサンプリング周波数を制御してサンプリングパルスをＡＤ変換器６２に入力する。
以後、上記動作が繰り返され、サンプリング周波数は送信機と受信機で一致し、マルチパス発生環境下においても良好なオーディオ音声をスピーカから出力できる。
【００５２】
以上では、Ｌ個のフレーム期間におけるサンプリング周波数の平均誤差量△Ｆに基づいて該誤差量が０となるようにサンプリング周波数を制御した場合であるが、１フレーム毎にサンプリング周波数を制御することもできる。すなわち、サンプリング誤差抽出部８４は（１８），（１９），（２１）′に基づいて１フレーム毎のサンプリング周波数誤差量△Ｆを演算し、該誤差量をサンプリングパルス発生部６３に入力してサンプリング周波数を制御するように構成することもでいる。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００５３】
【発明の効果】
以上本発明によれば、ＤＡＢの信号フレーム毎にインパルス応答の重心を計算し、かつ、ＤＦＴウィンドウの位置を考慮してサンプリング周波数の誤差成分を抽出し、該誤差が０となるようにサンプリング周波数を制御するようにしたから、マルチパス環境下でもＤＡＢ受信機のサンプリング周波数を送信機のサンプリング周波数と一致させることができ、良好なＤＡＢ音声を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】伝送路のモデルである。
【図２】マルチパスが発生していない場合のインパルス応答である。
【図３】位相基準シンボルにおける信号説明図である。
【図４】インパルス応答図である。
【図５】遅延の有無によるインパルス応答説明図である。
【図６】マルチパスが発生していない状態でサンプリング周波数に誤差を含む場合のインパルス応答である。
【図７】マルチパスが発生した状態でＦＦＴウィンドウ位置を制御しながらインパルス応答を導出した場合の例である。
【図８】マルチパス環境下でのＦＦＴウィンドウ位置制御説明図である。
【図９】インパルス重心位置計算法説明図である。
【図１０】ＦＦＴウィンドウ位置と重心の位置関係（サンプリング周波数誤差が存在しない場合）である。
【図１１】ＦＦＴウィンドウ位置と重心の位置関係（ＶＣＯの周波数誤差が存在する場合）である。
【図１２】本発明のＤＡＢ受信機の構成である。
【図１３】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図である。
【図１４】周波数多重化部の機能説明図である。
【図１５】シンボル説明図である。
【図１６】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構成図である。
【図１７】Ｄ（ｍ）の説明図である。
【図１８】理想フィルタの特性である。
【図１９】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図である。
【図２０】サンプリング定理説明図である。
【図２１】ＤＦＴを用いた受信機の要点部構成である。
【図２２】直交平衡変調方式の構成である。
【図２３】直交周波数変換方式の構成である。
【図２４】差動符号器の説明図である。
【図２５】差動復号器の説明図である。
【図２６】送信系、受信系の構成である。
【図２７】ＤＡＢフレームの説明図である。
【符号の説明】
６０・・受信アンテナ
６１・・ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部
６２・・ＡＤ変換器
６３・・サンプリングパルス発生部
６４・・ヌル検出部
６５・・ＤＦＴウィンドウ発生部
６６・・フーリエ変換／差動復号部
６７・・オーディオ信号デコード部
８１・・インパルス応答演算部
８２・・インパルス重心演算部
８３・・るサンプリング誤差抽出部
Claims (2)
- １つの既知の位相基準シンボルとＭ個のデータシンボルとでフレームを構成し、データシンボルを構成する２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数のｃｏｓ波、ｓｉｎ波を乗算し、それぞれの乗算結果をＡＤ変換器において所定サンプリング周波数でデジタルに変換してフーリエ変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力するデジタル放送における受信装置において、
サンプリングパルスを発生してＡＤ変換器に入力するサンプリングパルス発生部と、
各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生部と、
位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算部と、
インパルス応答に含まれる各インパルスの位置及びレベルに基づいてＤＦＴウィンドウ内のインパルス重心位置を算出するインパルス重心位置演算部と、
前回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置と今回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置の偏差と、前回のフレームにおけるインパルス重心位置と、今回のフレームにおけるインパルス重心位置とから重心位置の変化量を計算し、該重心位置の変化量に基づいて前記サンプリングパルスの周波数を制御するサンプリング周波数制御手段を備えたことを特徴とするデジタルオーディオ放送における受信装置。 - 前記サンプリング周波数制御手段はＬ個のフレームの重心位置の平均変化量に基づいてサンプリング周波数を制御することを特徴とする請求項１記載のデジタルオーディオ放送における受信装置。
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