JPH10126372A - デジタルオーディオ放送における受信装置 - Google Patents
デジタルオーディオ放送における受信装置Info
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- JPH10126372A JPH10126372A JP8275969A JP27596996A JPH10126372A JP H10126372 A JPH10126372 A JP H10126372A JP 8275969 A JP8275969 A JP 8275969A JP 27596996 A JP27596996 A JP 27596996A JP H10126372 A JPH10126372 A JP H10126372A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 26
- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 6
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信モード識別処理に要する時間を短縮して
ＤＡＢ放送音声を短時間で出力する。 【解決手段】 第１の送信モード決定部８１は、送信モ
ードによりＤＡＢフレーム周期が異なる点に着目し、複
数の送信モードのフレーム周期のうち最小のフレーム周
期でヌルウィンドウを発生し、該ヌルウィンドウの発生
数ａとヌルウィンドウが発生している時に検出されたヌ
ル信号の検出数ｂとの比に基づいてＤＡＢ放送局の送信
モードを識別する。又、フレーム周期が同一の送信モー
ドが２つ存在して第１の送信モード識別部で送信モード
を特定できない場合、第２の送信モード決定部８２は一
方の送信モードでＤＡＢ放送電波が送信されているもの
としてＤＦＴ復調処理を行って得られる復調結果と既知
の位相基準シンボルとの相関を演算し、相関値が設定レ
ベル以上であれば送信モードは前記一方の送信モードで
あると判定し、設定レベル以下であれば送信モードは他
方のモードであると判定する。
ＤＡＢ放送音声を短時間で出力する。 【解決手段】 第１の送信モード決定部８１は、送信モ
ードによりＤＡＢフレーム周期が異なる点に着目し、複
数の送信モードのフレーム周期のうち最小のフレーム周
期でヌルウィンドウを発生し、該ヌルウィンドウの発生
数ａとヌルウィンドウが発生している時に検出されたヌ
ル信号の検出数ｂとの比に基づいてＤＡＢ放送局の送信
モードを識別する。又、フレーム周期が同一の送信モー
ドが２つ存在して第１の送信モード識別部で送信モード
を特定できない場合、第２の送信モード決定部８２は一
方の送信モードでＤＡＢ放送電波が送信されているもの
としてＤＦＴ復調処理を行って得られる復調結果と既知
の位相基準シンボルとの相関を演算し、相関値が設定レ
ベル以上であれば送信モードは前記一方の送信モードで
あると判定し、設定レベル以下であれば送信モードは他
方のモードであると判定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタルオーディオ放送
（Digital Audio Broadcast:DAB)における受信装置に係
わり、特に、ＤＡＢ放送局の送信モードを自動的に識別
し、該送信モードに応じたＤＡＢ放送受信ができるデジ
タルオーディオ放送における受信装置に関する。
（Digital Audio Broadcast:DAB)における受信装置に係
わり、特に、ＤＡＢ放送局の送信モードを自動的に識別
し、該送信モードに応じたＤＡＢ放送受信ができるデジ
タルオーディオ放送における受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】音声信号をデジタル化して直列データと
し、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジ
タルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの
１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリ
アを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送
信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調
信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ
放送（ＤＡＢ)が提案され欧州等において実用化に向け
て検討されている。
し、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジ
タルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの
１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリ
アを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送
信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調
信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ
放送（ＤＡＢ)が提案され欧州等において実用化に向け
て検討されている。
【０００３】このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない、いずれかのキャリア
がフェージングを受けても全体として影響を少なくする
方法であり、基本的に周波数分割多重（ＦＤＭ：Freque
ncy Division Multiplex)方式である。ところで、単な
るＦＤＭの場合にはスペクトラムのオーバラップを避け
るためにキャリアの間隔を十分に取らなければならなく
なり、周波数利用効率があまり良くない。そこで、ＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式
が提案されている。このＯＦＤＭの場合は各キャリアが
直交条件を満たすように配置され、スペクトラムのオー
バラップを許しており周波数利用効率が良い上に、変調
器、復調器でＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Tra
nsform:離散フーリエ逆変換)、ＤＦＴ（Discrete Fouri
er Transform:離散フーリエ変換)操作を利用することが
できハードウェアを非常に簡素化できる利点がある。
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない、いずれかのキャリア
がフェージングを受けても全体として影響を少なくする
方法であり、基本的に周波数分割多重（ＦＤＭ：Freque
ncy Division Multiplex)方式である。ところで、単な
るＦＤＭの場合にはスペクトラムのオーバラップを避け
るためにキャリアの間隔を十分に取らなければならなく
なり、周波数利用効率があまり良くない。そこで、ＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式
が提案されている。このＯＦＤＭの場合は各キャリアが
直交条件を満たすように配置され、スペクトラムのオー
バラップを許しており周波数利用効率が良い上に、変調
器、復調器でＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Tra
nsform:離散フーリエ逆変換)、ＤＦＴ（Discrete Fouri
er Transform:離散フーリエ変換)操作を利用することが
できハードウェアを非常に簡素化できる利点がある。
【０００４】(a) ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディ
オ放送の原理 図６はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図
である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力される
直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・・
・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパラ
レル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２0〜２N-1はＮ個のキャ
リア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビットづ
つのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N-
1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ0〜ｆN-1のキャリア（cosω
nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（−sinωnt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
nt，−ｂ(n)sinωnt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。
オ放送の原理 図６はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図
である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力される
直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・・
・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパラ
レル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２0〜２N-1はＮ個のキャ
リア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビットづ
つのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N-
1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ0〜ｆN-1のキャリア（cosω
nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（−sinωnt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
nt，−ｂ(n)sinωnt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。
【０００５】周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosωnt−ｂ(n)sinωnt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ0＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosωnt−ｂ(n)sinωnt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ0＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。
【０００６】図７は周波数多重化部３の機能説明図であ
り、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ 0〜ｆN-1を２ビット
づつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・
・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信号
を周波数多重して伝送する。図８はシンボルの説明図で
あり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シンボ
ルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。
り、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ 0〜ｆN-1を２ビット
づつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・
・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信号
を周波数多重して伝送する。図８はシンボルの説明図で
あり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シンボ
ルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。
【０００７】図９はデジタルオーディオ放送の受信機の
原理的構成図である。４0〜４N-1はＮ個のキャリア乗算
部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（c
osω nt,−sinωnt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算するも
の、５0〜５N-1は各乗算部の出力を積分してデータを復
調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列デ
ータに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５0〜５N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式
原理的構成図である。４0〜４N-1はＮ個のキャリア乗算
部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（c
osω nt,−sinωnt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算するも
の、５0〜５N-1は各乗算部の出力を積分してデータを復
調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列デ
ータに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５0〜５N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式
【数１】 の演算を行なって、データａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。
【０００８】(b) ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式 ところで、ＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ(t)を発生す
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎ
が大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用
いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎ
が大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用
いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
【０００９】(b-1) 変調部の構成 ＯＦＤＭのベースバンド信号は
【数２】 と表される。 ｄ(k)＝ａ(k)＋ｊｂ(k)とすれば、(1)式は
【数３】 と表わされる。ここで、＊は複素数を意味し、Ｒ[ ］は
[ ]の実数部を表わす。
[ ]の実数部を表わす。
【００１０】
【数４】 であるから、(3)式よりＤ(t)は(2)式で表わされること
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、
【数５】 となる。ここで、Ｄ(m)はｄ(k)のＩＤＦＴ（離散フーリ
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１０に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１１(a)に示す周波数特性と図１１(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１０に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１１(a)に示す周波数特性と図１１(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。
【００１１】以上のことから、変調器としては入力デー
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１２は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ωcｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１２は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ωcｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
【００１２】(b-2) 復調部の構成 受信周波数変換においてＤ(t)のみが得られた場合、２
Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すこと
ができない。これは、Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だ
けになっているためである。又、図１３(a),(b)に示す
ようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリ
ング定理によれば帯域N・Δfの信号は１／（２・Ｎ・Δ
ｆ）の周波数でサンプリングしなければならない。 １／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。
Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すこと
ができない。これは、Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だ
けになっているためである。又、図１３(a),(b)に示す
ようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリ
ング定理によれば帯域N・Δfの信号は１／（２・Ｎ・Δ
ｆ）の周波数でサンプリングしなければならない。 １／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。
【００１３】
【数６】 右辺実数部、虚数部はそれぞれ伝送路、雑音によってＤ
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。
【００１４】
【数７】 (6)式をｍΔｔ（ｍ＝0,1,2,・・・N-1）でサンプリングす
れば、
れば、
【数８】 とすれば、(7)式は
【数９】 従って、ｄ(k)は(8)式のＤＦＴで次のように得られる。
【００１５】
【数１０】 これより原信号ｄ(k)の推定値が得られる。尚、参考ま
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
【００１６】
【数１１】 以上から、受信信号Ｓ(t)を周波数変換して得られた複
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図１４はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図１４はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。
【００１７】(c) 送信側周波数変換 Ｄ(t），Ｉ(t）を用いた直交平衡変調方式は図１５に示
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosωct，sinωctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosωct，sinωctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。
【００１８】周波数変換部１４の出力信号Ｓ(t)は
【数１２】 となり、下側波帯を含まない。従って両側波帯方式に比
べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
【００１９】(d) 受信側周波数変換方式 図１６はcosωct，sinωctによる直交周波数変換部の構
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎc(k)cos2π（ｆc+ｆk）ｔ-ｎs(k)sin2π（ｆc+
ｆk）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosωct，−sinω ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎc(k)cos2π（ｆc+ｆk）ｔ-ｎs(k)sin2π（ｆc+
ｆk）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosωct，−sinω ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式
【数１３】 により表現される。尚、(12)，(13)式において２ｆcの
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すこと
ができる。
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すこと
ができる。
【００２０】(e) 差動符号化 (d)において、受信側周波数変換方式について説明した
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωcに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωcに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
【００２１】(e-1) 差動符号器 図１７は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器
２１の論理式は
２１の論理式は
【数１４】 である。差動符号器２１は
【数１５】 で複素表現されたデータＤl(k)を上記論理式でｄl(k)に
変換するものである。
変換するものである。
【００２２】差動符号は、 (1) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（１，１）の場合、
【数１６】 となり、(14)式に代入すると
【数１７】 となり、位相変化しない。
【００２３】(2) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（-１，-１）の場
合は
合は
【数１８】 となり、位相反転、すなわち、πシフトする。
【００２４】(3) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（１，-１）の場
合は
合は
【数１９】 となり時計方向にπ／２シフトする。
【００２５】(4) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（-１，１）の場
合は
合は
【数２０】 となり反時計方向にπ／２シフトする。
【００２６】(e-2) 差動復号器 (14)式より、次式
【数２１】 が得られる。差動復号器２２は図１８に示すようにデー
タｄl(k)を(15)式の論理式に従ってＤl(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。
タｄl(k)を(15)式の論理式に従ってＤl(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。
【００２７】
【数２２】
【００２８】(f) 送信系、受信系のブロック 以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送
における送信系及び受信系は図１９(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。
における送信系及び受信系は図１９(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。
【００２９】受信側では、空間に放射された信号を受信
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。
【００３０】図２０はＤＡＢフレーム、ウィンドウ信号
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)とで構成さ
れ、位相基準シンボル部分ＰＲＳの前にはマルチパスの
影響を軽減するために62μs（モード２の場合）のガー
ドインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネル
の後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列され、各シン
ボルの前には同様にマルチパスの影響を軽減するために
62μsのガードインターバルが設けられ、各ガードイン
ターバルには対応シンボルの後半部と同一の内容が繰り
返し挿入されている。
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)とで構成さ
れ、位相基準シンボル部分ＰＲＳの前にはマルチパスの
影響を軽減するために62μs（モード２の場合）のガー
ドインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネル
の後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列され、各シン
ボルの前には同様にマルチパスの影響を軽減するために
62μsのガードインターバルが設けられ、各ガードイン
ターバルには対応シンボルの後半部と同一の内容が繰り
返し挿入されている。
【００３１】ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を
見つけるためのもの、位相基準シンボル部分ＰＲＳは差
動復号のためのリファレンス信号として使用するもの
で、毎フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて
来る。ＰＲＳウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出
し、それを基準に所定の時間位置に設けられたウィンド
ウであり、ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算
のタイミングを示すものである。尚、実際には、マルチ
パスの発生状況に応じてＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィ
ンドウ位置はマルチパスによる隣接シンボルの影響を受
けない位置にシフトされる。
見つけるためのもの、位相基準シンボル部分ＰＲＳは差
動復号のためのリファレンス信号として使用するもの
で、毎フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて
来る。ＰＲＳウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出
し、それを基準に所定の時間位置に設けられたウィンド
ウであり、ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算
のタイミングを示すものである。尚、実際には、マルチ
パスの発生状況に応じてＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィ
ンドウ位置はマルチパスによる隣接シンボルの影響を受
けない位置にシフトされる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】ＤＡＢ放送では、送信
モードとしてモードＩ〜モードIVがあり、それぞれの送
信モードにおけるＤＡＢフレーム長ＴF、ヌル信号幅Ｔ
NULL、シンボル長ＴS、ガードインターバル長Δは異な
る。図２１（ａ）はＤＡＢフレームの構成図、図２１
（ｂ）は各送信モードにおける(1) ＤＡＢフレーム長Ｔ
F、(2) ヌル信号幅ＴN ULL、(3) シンボル長ＴS、(4) ガ
ードインターバル長Δ、(5) シンボル長とガードインタ
ーバルの和ＴUの説明図である。図２１（ｂ）より明ら
かなように、モードＩ、モードII/III、モードIVとでは
フレーム長ＴFが異なる。又、モードII，モードIIIのフ
レーム長ＴF（＝24msec)は同じであるが、シンボル長Ｔ
S、ガードインターバル長Δ、シンボル長とガードイン
ターバルの和ＴUが異なっている。すなわち、モードII,
IIIのフレーム周期は最小の２４msであるが、モードＩ
のフレーム周期は９６msで最小フレーム周期の４倍、モ
ードIVのフレーム周期は４８msで最小フレーム周期の２
倍である。
モードとしてモードＩ〜モードIVがあり、それぞれの送
信モードにおけるＤＡＢフレーム長ＴF、ヌル信号幅Ｔ
NULL、シンボル長ＴS、ガードインターバル長Δは異な
る。図２１（ａ）はＤＡＢフレームの構成図、図２１
（ｂ）は各送信モードにおける(1) ＤＡＢフレーム長Ｔ
F、(2) ヌル信号幅ＴN ULL、(3) シンボル長ＴS、(4) ガ
ードインターバル長Δ、(5) シンボル長とガードインタ
ーバルの和ＴUの説明図である。図２１（ｂ）より明ら
かなように、モードＩ、モードII/III、モードIVとでは
フレーム長ＴFが異なる。又、モードII，モードIIIのフ
レーム長ＴF（＝24msec)は同じであるが、シンボル長Ｔ
S、ガードインターバル長Δ、シンボル長とガードイン
ターバルの和ＴUが異なっている。すなわち、モードII,
IIIのフレーム周期は最小の２４msであるが、モードＩ
のフレーム周期は９６msで最小フレーム周期の４倍、モ
ードIVのフレーム周期は４８msで最小フレーム周期の２
倍である。
【００３３】以上から、正しくＤＡＢ放送信号を復調す
るためには、送信モードを識別し、該送信モードに応じ
たＤＦＴ復調処理を行う必要がある。現在、送信モード
の判別のために有効な手段が存在せず、一通り全てのモ
ードで復調して正しく復調できた場合の送信モードを識
別し、以後、該送信モードで復調することが行われてい
る。しかし、かかる従来方法では送信モードの識別処理
が複雑になり、ＤＡＢ放送音声を出力するまでに相当の
時間が必要となる問題がある。以上から、本発明の目的
は、モード識別処理を簡単に行え、しかも、モード識別
時間を短縮でき、ＤＡＢ放送受信操作後にＤＡＢ放送音
声を短時間で出力できるようにすることである。
るためには、送信モードを識別し、該送信モードに応じ
たＤＦＴ復調処理を行う必要がある。現在、送信モード
の判別のために有効な手段が存在せず、一通り全てのモ
ードで復調して正しく復調できた場合の送信モードを識
別し、以後、該送信モードで復調することが行われてい
る。しかし、かかる従来方法では送信モードの識別処理
が複雑になり、ＤＡＢ放送音声を出力するまでに相当の
時間が必要となる問題がある。以上から、本発明の目的
は、モード識別処理を簡単に行え、しかも、モード識別
時間を短縮でき、ＤＡＢ放送受信操作後にＤＡＢ放送音
声を短時間で出力できるようにすることである。
【００３４】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によれ
ば、ヌル信号部分を検出するヌル信号検出部と、複数の
送信モードのフレーム周期のうち最小のフレーム周期で
ヌルウィンドウを発生し、該ヌルウィンドウの発生数と
ヌルウィンドウ期間に発生したヌル検出信号数との比に
基づいてＤＡＢ放送局の送信モードを識別する第１の送
信モード識別部と、識別された送信モードに基づいて、
各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴ
ウィンドウを発生してフーリエ変換部に入力するＤＦＴ
ウィンドウ発生部を備えたデジタルオーディオ放送にお
ける受信装置により達成される。
ば、ヌル信号部分を検出するヌル信号検出部と、複数の
送信モードのフレーム周期のうち最小のフレーム周期で
ヌルウィンドウを発生し、該ヌルウィンドウの発生数と
ヌルウィンドウ期間に発生したヌル検出信号数との比に
基づいてＤＡＢ放送局の送信モードを識別する第１の送
信モード識別部と、識別された送信モードに基づいて、
各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴ
ウィンドウを発生してフーリエ変換部に入力するＤＦＴ
ウィンドウ発生部を備えたデジタルオーディオ放送にお
ける受信装置により達成される。
【００３５】又、上記課題は本発明によれば、フレーム
周期が同一の送信モードが２つ存在することにより第１
の送信モード識別部でＤＡＢ放送局の送信モードを特定
できない場合、該２つの送信モードのうち一方の送信モ
ードでＤＡＢ放送電波が送信されているものとしてＤＦ
Ｔ復調処理を行って得られる復調結果と既知の位相基準
シンボルとの相関を演算し、相関値が設定レベル以上で
あればＤＡＢ放送局の送信モードは前記一方の送信モー
ドであると判定し、相関値が設定レベル以下であればＤ
ＡＢ放送局の送信モードは他方の送信モードであると判
定する第２の送信モード識別部を備えたデジタルオーデ
ィオ放送における受信装置により達成される。
周期が同一の送信モードが２つ存在することにより第１
の送信モード識別部でＤＡＢ放送局の送信モードを特定
できない場合、該２つの送信モードのうち一方の送信モ
ードでＤＡＢ放送電波が送信されているものとしてＤＦ
Ｔ復調処理を行って得られる復調結果と既知の位相基準
シンボルとの相関を演算し、相関値が設定レベル以上で
あればＤＡＢ放送局の送信モードは前記一方の送信モー
ドであると判定し、相関値が設定レベル以下であればＤ
ＡＢ放送局の送信モードは他方の送信モードであると判
定する第２の送信モード識別部を備えたデジタルオーデ
ィオ放送における受信装置により達成される。
【００３６】
（ａ）本発明の概略 図２１より明らかなように、モードＩ、モードII/III、
モードIVとではフレーム長ＴFが異なり、モードII，モ
ードIIIのフレーム長ＴF（＝24msec)は同じであるがシ
ンボル長ＴSは異なる。そこで、ＤＡＢ受信機において
送信モードを判別するために、まずフレーム長ＴFを測
定する。これによりモードI、IVを判定することができ
る。しかし、モードII，IIIは両方ともフレーム長が２
４msであるため、フレーム長ＴFを測定するだけではモ
ードの判定が出来ない。このため、フレーム長ＴFが24m
sであることが分かった段階で、暫定的にモードIIで受
信信号をいったん復調し、復調により得られた復調結果
と、受信機が予め持っているモードIIの位相基準シンボ
ルＰＲＳとの相関値を演算し、相関値に基づいてモード
IIとIIIを判別する。すなわち、相関値が設定値より大
きければＤＡＢ放送局の送信モードはモードIIであると
判定し、相関値が設定値より小さければＤＡＢ放送局の
送信モードはモードIIIであると判定する。これは、Ｄ
ＡＢ放送局の送信モードがモードIIの場合、モードIIで
復調した結果はモードIIの位相基準シンボルＰＲＳと相
関がとれて相関値が大きくなるが、ＤＡＢ放送局の送信
モードがモードIIIの場合は相関がとれず相関値が小さ
くなるからである。
モードIVとではフレーム長ＴFが異なり、モードII，モ
ードIIIのフレーム長ＴF（＝24msec)は同じであるがシ
ンボル長ＴSは異なる。そこで、ＤＡＢ受信機において
送信モードを判別するために、まずフレーム長ＴFを測
定する。これによりモードI、IVを判定することができ
る。しかし、モードII，IIIは両方ともフレーム長が２
４msであるため、フレーム長ＴFを測定するだけではモ
ードの判定が出来ない。このため、フレーム長ＴFが24m
sであることが分かった段階で、暫定的にモードIIで受
信信号をいったん復調し、復調により得られた復調結果
と、受信機が予め持っているモードIIの位相基準シンボ
ルＰＲＳとの相関値を演算し、相関値に基づいてモード
IIとIIIを判別する。すなわち、相関値が設定値より大
きければＤＡＢ放送局の送信モードはモードIIであると
判定し、相関値が設定値より小さければＤＡＢ放送局の
送信モードはモードIIIであると判定する。これは、Ｄ
ＡＢ放送局の送信モードがモードIIの場合、モードIIで
復調した結果はモードIIの位相基準シンボルＰＲＳと相
関がとれて相関値が大きくなるが、ＤＡＢ放送局の送信
モードがモードIIIの場合は相関がとれず相関値が小さ
くなるからである。
【００３７】（ｂ）ＤＡＢ受信機の構成 図１は本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。図中、６
０は受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数の
cos波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ
(t)、Ｉ(t)を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２は
ベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を所定サンプリ
ング周波数でデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換するＡ
Ｄ変換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプ
リングパルス発生部、６４は受信電力に基づいてＤＡＢ
フレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤ
Ｔを出力するヌル信号検出部、６５はＤＡＢ放送局の送
信モードに基づいて、ＤＡＢフレームを構成する各シン
ボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィン
ドウ信号（ＰＲＳウィンドウ信号を含む）を出力するＤ
ＦＴウィンドウ発生部である。
０は受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数の
cos波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ
(t)、Ｉ(t)を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２は
ベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を所定サンプリ
ング周波数でデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換するＡ
Ｄ変換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプ
リングパルス発生部、６４は受信電力に基づいてＤＡＢ
フレーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤ
Ｔを出力するヌル信号検出部、６５はＤＡＢ放送局の送
信モードに基づいて、ＤＡＢフレームを構成する各シン
ボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィン
ドウ信号（ＰＲＳウィンドウ信号を含む）を出力するＤ
ＦＴウィンドウ発生部である。
【００３８】６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、Ｄ
ＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフー
リエ変換処理を施し、差動復号してオーディオ符号デー
タ（例えばＭＰＥＧオーディオデータ）を復調するフー
リエ変換／差動復号部、６７はＭＰＥＧオーディオデー
タをＰＣＭオーディオデータにデコードするオーディオ
信号デコード部、６８はＰＣＭオーディオデータをアナ
ログに変換するＤＡ変換部、６９は増幅器、７０はスピ
ーカ、７１はＤＡＢ受信機の操作キー部、７２は表示
部、７３は選局制御、その他の制御を行う制御部であ
る。８１は送信モードのフレーム周期ＴFの相違に基づ
いてＤＡＢ放送局の送信モード(モードＩ、モードII/II
I、モードIV)を識別する第１の送信モード決定部、８２
は同一フレーム周期の送信モード(モードII、モードII
I)が２以上存在する場合、相関演算によりＤＡＢ放送局
の送信モードを決定する第２の送信モード決定部であ
る。
ＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフー
リエ変換処理を施し、差動復号してオーディオ符号デー
タ（例えばＭＰＥＧオーディオデータ）を復調するフー
リエ変換／差動復号部、６７はＭＰＥＧオーディオデー
タをＰＣＭオーディオデータにデコードするオーディオ
信号デコード部、６８はＰＣＭオーディオデータをアナ
ログに変換するＤＡ変換部、６９は増幅器、７０はスピ
ーカ、７１はＤＡＢ受信機の操作キー部、７２は表示
部、７３は選局制御、その他の制御を行う制御部であ
る。８１は送信モードのフレーム周期ＴFの相違に基づ
いてＤＡＢ放送局の送信モード(モードＩ、モードII/II
I、モードIV)を識別する第１の送信モード決定部、８２
は同一フレーム周期の送信モード(モードII、モードII
I)が２以上存在する場合、相関演算によりＤＡＢ放送局
の送信モードを決定する第２の送信モード決定部であ
る。
【００３９】（ｃ）第１の送信モード決定部 図２は第１の送信モード決定部の構成図、図３は第１の
送信モード決定部の動作説明図である。第1の送信モー
ド決定部８１において、８１ａはヌルウィンドウ発生部
であり、複数の送信モード（モードＩ〜モードIV)のフ
レーム周期のうち最小のフレーム周期（＝24msec)で所
定幅のヌルウィンドウ(ヌルウィンドウ信号)ＮＷＤを発
生するもので、ＤＡＢ放送受信操作がされた後の最初の
ヌル検出信号ＮＤＴによりヌルウィンドウＮＷＤを発生
する。８１ｂはカウンタ部であり、２つのカウンタ９
１、９２を備えている。カウンタ９１は入力されたヌル
ウィンドウＮＷＤを計数して、その計数値をヌルウィン
ドウ数ａとして出力し、カウンタ９２はヌルウィンドウ
ＮＷＤのハイレベル時(ヌルウィンドウ期間中)に発生し
たヌル検出信号ＮＤＴを計数し、その計数値をヌル検出
信号数ｂとして出力する。なお、カウンタ９２はヌルウ
ィンドウＮＷＤのローレベル時に発生したヌル検出信号
ＮＤＴを計数しない。その理由は、ＤＡＢ放送の受信状
態により正規のヌル信号部分以外で受信電力が弱くなっ
てヌル検出信号ＮＤＴが発生するため、このヌル検出信
号の計数を除外するためである。
送信モード決定部の動作説明図である。第1の送信モー
ド決定部８１において、８１ａはヌルウィンドウ発生部
であり、複数の送信モード（モードＩ〜モードIV)のフ
レーム周期のうち最小のフレーム周期（＝24msec)で所
定幅のヌルウィンドウ(ヌルウィンドウ信号)ＮＷＤを発
生するもので、ＤＡＢ放送受信操作がされた後の最初の
ヌル検出信号ＮＤＴによりヌルウィンドウＮＷＤを発生
する。８１ｂはカウンタ部であり、２つのカウンタ９
１、９２を備えている。カウンタ９１は入力されたヌル
ウィンドウＮＷＤを計数して、その計数値をヌルウィン
ドウ数ａとして出力し、カウンタ９２はヌルウィンドウ
ＮＷＤのハイレベル時(ヌルウィンドウ期間中)に発生し
たヌル検出信号ＮＤＴを計数し、その計数値をヌル検出
信号数ｂとして出力する。なお、カウンタ９２はヌルウ
ィンドウＮＷＤのローレベル時に発生したヌル検出信号
ＮＤＴを計数しない。その理由は、ＤＡＢ放送の受信状
態により正規のヌル信号部分以外で受信電力が弱くなっ
てヌル検出信号ＮＤＴが発生するため、このヌル検出信
号の計数を除外するためである。
【００４０】８１ｃはヌルウィンドウ数ａとヌル検出信
号数ｂとの比に基づいてＤＡＢ放送局の送信モード（モ
ードＩ、モードII/III、モードIV)を識別する送信モー
ド識別部である。図４は第１の送信モード決定部８１の
モード決定処理フローである。所定のＤＡＢ放送局の受
信が操作キー部７１により指示されると制御部７３は選
局制御を行なう。これにより、ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部
６１は選択されたＤＡＢ放送局に同調し、ベースバンド
アナログ信号Ｄ（ｔ），Ｉ（ｔ）を出力し、ＡＤ変換器
６２はサンプリングパルス発生部６３から出力されるサ
ンプリングパルスに基づいてベースバンドアナログ信号
Ｄ(t)、Ｉ(t)をそれぞれデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に
変換してヌル信号検出部６４とフーリエ変換／差動復号
部６６に入力する。ヌル信号検出部６４は受信電力が一
旦設定レベル以上になったことを確認してから、以後、
受信電力が設定値以下になる毎にヌル検出信号ＮＤＴを
出力する。第１の送信モード決定部８１のヌルウィンド
ウ発生部８１ａ(図２）はヌル検出信号ＮＤＴが入力さ
れたか監視しており（ステップ１０１）、時刻ｔ1（図
３参照）においてヌル検出信号ＮＤＴが入力されると、
以後、送信モード（モードＩ〜モードIV)のフレーム周
期のうち最小のフレーム周期24msecで所定幅Ｗのヌルウ
ィンドウＮＷＤを発生する(ステップ１０２）。
号数ｂとの比に基づいてＤＡＢ放送局の送信モード（モ
ードＩ、モードII/III、モードIV)を識別する送信モー
ド識別部である。図４は第１の送信モード決定部８１の
モード決定処理フローである。所定のＤＡＢ放送局の受
信が操作キー部７１により指示されると制御部７３は選
局制御を行なう。これにより、ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部
６１は選択されたＤＡＢ放送局に同調し、ベースバンド
アナログ信号Ｄ（ｔ），Ｉ（ｔ）を出力し、ＡＤ変換器
６２はサンプリングパルス発生部６３から出力されるサ
ンプリングパルスに基づいてベースバンドアナログ信号
Ｄ(t)、Ｉ(t)をそれぞれデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に
変換してヌル信号検出部６４とフーリエ変換／差動復号
部６６に入力する。ヌル信号検出部６４は受信電力が一
旦設定レベル以上になったことを確認してから、以後、
受信電力が設定値以下になる毎にヌル検出信号ＮＤＴを
出力する。第１の送信モード決定部８１のヌルウィンド
ウ発生部８１ａ(図２）はヌル検出信号ＮＤＴが入力さ
れたか監視しており（ステップ１０１）、時刻ｔ1（図
３参照）においてヌル検出信号ＮＤＴが入力されると、
以後、送信モード（モードＩ〜モードIV)のフレーム周
期のうち最小のフレーム周期24msecで所定幅Ｗのヌルウ
ィンドウＮＷＤを発生する(ステップ１０２）。
【００４１】以後、カウンタ９１はヌルウィンドウＮＷ
Ｄが発生する毎に計数値（初期値は０）をインクリメン
トして発生したヌルウィンドウ数ａを出力する（ステッ
プ１０３）。又、カウンタ９２はヌルウィンドウＮＷＤ
がハイレベルの時にヌル検出信号ＮＤＴが入力されると
（ステップ１０４）、計数値（初期値は０）をインクリ
メントしてヌル検出信号数ｂを出力する（ステップ１０
５）。尚、カウンタ９２はヌルウィンドウＮＷＤがロー
レベルの時にヌル検出信号ＮＤＴが発生しても計数しな
い。送信モード識別部８１ｃはヌルウィンドウ数ａが設
定値になったかチェックし（ステップ１０６）、設定値
になっていない場合には、ステップ１０３以降の処理に
より各カウンタ９１、９２はヌルウィンドウ数ａ、ヌル
検出信号数ｂのインクリメントを行う。
Ｄが発生する毎に計数値（初期値は０）をインクリメン
トして発生したヌルウィンドウ数ａを出力する（ステッ
プ１０３）。又、カウンタ９２はヌルウィンドウＮＷＤ
がハイレベルの時にヌル検出信号ＮＤＴが入力されると
（ステップ１０４）、計数値（初期値は０）をインクリ
メントしてヌル検出信号数ｂを出力する（ステップ１０
５）。尚、カウンタ９２はヌルウィンドウＮＷＤがロー
レベルの時にヌル検出信号ＮＤＴが発生しても計数しな
い。送信モード識別部８１ｃはヌルウィンドウ数ａが設
定値になったかチェックし（ステップ１０６）、設定値
になっていない場合には、ステップ１０３以降の処理に
より各カウンタ９１、９２はヌルウィンドウ数ａ、ヌル
検出信号数ｂのインクリメントを行う。
【００４２】ヌルウィンドウ数ａが設定値になれば、送
信モード識別部８１ｃは ａ／４−ｂ＝０であるか
チェックする（ステップ１０７）。判定式においてヌル
ウィンドウ数ａを４で除算しているのは、モードＩのフ
レーム周期が９６msで最小フレーム周期（ヌルウィンド
ウ周期）２４msの４倍であるからである。尚、計数誤差
を考慮して許容誤差εを定め、｜ａ／４−ｂ｜＜εであ
るかチェックする。｜ａ／４−ｂ｜＜εであれば、フレ
ーム長ＴFはヌルウィンドウ周期２４msの約４倍である
ため、送信モードはモードＩであると判定する（ステッ
プ１０８）。｜ａ／４−ｂ｜＜εでなければ、送信モー
ド識別部８１ｃはａ／２−ｂ＝０であるかチェックする
（ステップ１０９）。判定式においてヌルウィンドウ数
ａを２で除算しているのは、モードIVのフレーム周期が
４８msで最小フレーム周期（ヌルウィンドウ周期）２４
msの２倍であるからである。尚、計数誤差を考慮して許
容誤差εを定め、｜ａ／２−ｂ｜＜εであるかチェック
する。｜ａ／２−ｂ｜＜εであれば、フレーム長ＴFは
ヌルウィンドウ周期２４msの約２倍であるため、送信モ
ードはモードIVであると判定する（ステップ１１０）。
｜ａ／２−ｂ｜＜εでなければ、送信モードはモードII
またはモードIIIであると判定する（ステップ１１
１）。
信モード識別部８１ｃは ａ／４−ｂ＝０であるか
チェックする（ステップ１０７）。判定式においてヌル
ウィンドウ数ａを４で除算しているのは、モードＩのフ
レーム周期が９６msで最小フレーム周期（ヌルウィンド
ウ周期）２４msの４倍であるからである。尚、計数誤差
を考慮して許容誤差εを定め、｜ａ／４−ｂ｜＜εであ
るかチェックする。｜ａ／４−ｂ｜＜εであれば、フレ
ーム長ＴFはヌルウィンドウ周期２４msの約４倍である
ため、送信モードはモードＩであると判定する（ステッ
プ１０８）。｜ａ／４−ｂ｜＜εでなければ、送信モー
ド識別部８１ｃはａ／２−ｂ＝０であるかチェックする
（ステップ１０９）。判定式においてヌルウィンドウ数
ａを２で除算しているのは、モードIVのフレーム周期が
４８msで最小フレーム周期（ヌルウィンドウ周期）２４
msの２倍であるからである。尚、計数誤差を考慮して許
容誤差εを定め、｜ａ／２−ｂ｜＜εであるかチェック
する。｜ａ／２−ｂ｜＜εであれば、フレーム長ＴFは
ヌルウィンドウ周期２４msの約２倍であるため、送信モ
ードはモードIVであると判定する（ステップ１１０）。
｜ａ／２−ｂ｜＜εでなければ、送信モードはモードII
またはモードIIIであると判定する（ステップ１１
１）。
【００４３】（ｄ）第２の送信モード決定部 図５は第１の送信モード決定部８１により送信モードが
モードIIまたはモードIIIであると判定された場合の送
信モード決定の処理フローである。第１の送信モード決
定部８１により送信モードがモードIIまたはモードIII
であると判定されると（ステップ２０１）、ＤＦＴウィ
ンドウ発生部６５(図１）は所定の送信モード、例えば
モードIIでＤＡＢ放送電波が送信されているものとして
ＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウを含む）を発生す
る。これにより、フーリエ変換／差動復号部６６はＰＲ
Ｓウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ
(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、差動復号し
て出力する。
モードIIまたはモードIIIであると判定された場合の送
信モード決定の処理フローである。第１の送信モード決
定部８１により送信モードがモードIIまたはモードIII
であると判定されると（ステップ２０１）、ＤＦＴウィ
ンドウ発生部６５(図１）は所定の送信モード、例えば
モードIIでＤＡＢ放送電波が送信されているものとして
ＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウを含む）を発生す
る。これにより、フーリエ変換／差動復号部６６はＰＲ
Ｓウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ
(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、差動復号し
て出力する。
【００４４】第２の送信モード決定部８２は、モードII
で復調した復調結果と既知のＰＲＳデータの相関値を演
算する。すなわち、差動復号した２ビットを１組とする
Ｎ組のデータ系列をｖm（ｍ＝０〜Ｎ−１）、既知のＰ
ＲＳデータにおける２ビットを１組とするＮ組のデータ
系列をｄm（ｍ＝０〜Ｎ−１）として、ｖmとｄmの相関
値を演算する（ステップ２０２）。ＤＡＢ放送局の送信
モードがモード２であれば、ｖmとｄmの相関値は最大に
なり、設定値以上になる。そこで、第２の送信モード決
定部８２は相関値が設定値以上であるかチェックし（ス
テップ２０３）、設定値以上であれば、送信モードはモ
ードIIであると判定し(ステップ２０４）、設定値以下
の場合にはモードIIIであると判定する(ステップ２０
５）。
で復調した復調結果と既知のＰＲＳデータの相関値を演
算する。すなわち、差動復号した２ビットを１組とする
Ｎ組のデータ系列をｖm（ｍ＝０〜Ｎ−１）、既知のＰ
ＲＳデータにおける２ビットを１組とするＮ組のデータ
系列をｄm（ｍ＝０〜Ｎ−１）として、ｖmとｄmの相関
値を演算する（ステップ２０２）。ＤＡＢ放送局の送信
モードがモード２であれば、ｖmとｄmの相関値は最大に
なり、設定値以上になる。そこで、第２の送信モード決
定部８２は相関値が設定値以上であるかチェックし（ス
テップ２０３）、設定値以上であれば、送信モードはモ
ードIIであると判定し(ステップ２０４）、設定値以下
の場合にはモードIIIであると判定する(ステップ２０
５）。
【００４５】(e)モード決定後の動作 第１の送信モード決定部８１は送信モードがモードＩま
たはモードIVの場合には、該識別した送信モードをＤＦ
Ｔウィンドウ発生部６５に入力し、送信モードがモード
IIまたはモードIIIの場合には、その旨を第２の送信モ
ード決定部８２に入力する。第２の送信モード決定部８
２は送信モードを識別し、識別したモード(モードIIま
たはモードIII)をＤＦＴウィンドウ発生部６５に入力す
る。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は入力された送信モー
ドに基づいてＤＦＴウィンドウ信号を発生してフーリエ
変換／差動復号部６６に入力する。フーリエ変換／差動
復号部６６はシンボル毎にＤＦＴウィンドウ内のデジタ
ルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、
差動復号してオーディオ符号データ（ＭＰＥＧオーディ
オデータ）を復調して出力する。オーディオ信号デコー
ド部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディ
オデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣＭオーデ
ィオデータをアナログに変換し、増幅器６９を介してス
ピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
たはモードIVの場合には、該識別した送信モードをＤＦ
Ｔウィンドウ発生部６５に入力し、送信モードがモード
IIまたはモードIIIの場合には、その旨を第２の送信モ
ード決定部８２に入力する。第２の送信モード決定部８
２は送信モードを識別し、識別したモード(モードIIま
たはモードIII)をＤＦＴウィンドウ発生部６５に入力す
る。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は入力された送信モー
ドに基づいてＤＦＴウィンドウ信号を発生してフーリエ
変換／差動復号部６６に入力する。フーリエ変換／差動
復号部６６はシンボル毎にＤＦＴウィンドウ内のデジタ
ルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、
差動復号してオーディオ符号データ（ＭＰＥＧオーディ
オデータ）を復調して出力する。オーディオ信号デコー
ド部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディ
オデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣＭオーデ
ィオデータをアナログに変換し、増幅器６９を介してス
ピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
【００４６】以上では、ＤＡＢフレーム周期が同一の送
信モード（モードII、モードIII)が存在する場合につい
て説明したが、存在しない場合には第１の送信モード決
定部のみにより送信モードを決定することができる。以
上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の
範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能で
あり、本発明はこれらを排除するものではない。
信モード（モードII、モードIII)が存在する場合につい
て説明したが、存在しない場合には第１の送信モード決
定部のみにより送信モードを決定することができる。以
上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の
範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能で
あり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４７】
【発明の効果】以上本発明によれば、送信モードにより
ＤＡＢフレーム周期（ヌル信号部分の間隔）が異なるこ
とに着目し、複数の送信モードのフレーム周期のうち最
小のフレーム周期でヌルウィンドウＮＷＤを発生し、該
ヌルウィンドウの発生数ａとヌル信号部分の検出数との
比に基づいてＤＡＢ放送局の送信モードを識別するよう
にしたから、簡単な処理、構成により短時間で送信モー
ドを識別してＤＡＢ放送音声を出力することができる。
ＤＡＢフレーム周期（ヌル信号部分の間隔）が異なるこ
とに着目し、複数の送信モードのフレーム周期のうち最
小のフレーム周期でヌルウィンドウＮＷＤを発生し、該
ヌルウィンドウの発生数ａとヌル信号部分の検出数との
比に基づいてＤＡＢ放送局の送信モードを識別するよう
にしたから、簡単な処理、構成により短時間で送信モー
ドを識別してＤＡＢ放送音声を出力することができる。
【００４８】又、フレーム周期が同一の送信モードが２
つ存在することによりフレーム周期の差に基づいてＤＡ
Ｂ局の送信モードを特定できない場合には、これら２つ
の送信モードのうち一方の送信モードでＤＡＢ放送電波
が送信されているものとしてＤＦＴ復調処理を行って得
られる復調結果と既知の位相基準シンボルとの相関を演
算し、相関値が設定レベル以上であればＤＡＢ放送局の
送信モードは前記一方の送信モードであると判定し、相
関値が設定レベル以下であればＤＡＢ放送局の送信モー
ドは他方の送信モードであると判定するようにしたか
ら、フレーム周期が同一のモードが２つ存在しても一回
の相関演算を行うだけで良く、短時間で送信モードを識
別してＤＡＢ放送音声を出力することができる。
つ存在することによりフレーム周期の差に基づいてＤＡ
Ｂ局の送信モードを特定できない場合には、これら２つ
の送信モードのうち一方の送信モードでＤＡＢ放送電波
が送信されているものとしてＤＦＴ復調処理を行って得
られる復調結果と既知の位相基準シンボルとの相関を演
算し、相関値が設定レベル以上であればＤＡＢ放送局の
送信モードは前記一方の送信モードであると判定し、相
関値が設定レベル以下であればＤＡＢ放送局の送信モー
ドは他方の送信モードであると判定するようにしたか
ら、フレーム周期が同一のモードが２つ存在しても一回
の相関演算を行うだけで良く、短時間で送信モードを識
別してＤＡＢ放送音声を出力することができる。
【図１】本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。
【図２】第１の送信モード決定部の構成図である。
【図３】第１の送信モード決定部の動作説明図である。
【図４】第１の送信モード決定部の処理フローである。
【図５】第２の送信モード決定部の処理フローである。
【図６】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。
図である。
【図７】周波数多重化部の機能説明図である。
【図８】シンボル説明図である。
【図９】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構成
図である。
図である。
【図１０】Ｄ（ｍ）の説明図である。
【図１１】理想フィルタの特性である。
【図１２】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図であ
る。
る。
【図１３】サンプリング定理説明図である。
【図１４】ＤＦＴを用いた受信機の要部構成である。
【図１５】直交平衡変調方式の構成である。
【図１６】直交周波数変換方式の構成である。
【図１７】差動符号器の説明図である。
【図１８】差動復号器の説明図である。
【図１９】送信系、受信系の構成である。
【図２０】ＤＡＢフレームの説明図である。
【図２１】各送信モードにおけるフレーム長、シンボル
長等の説明図である。
長等の説明図である。
６０・・受信アンテナ ６１・・ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部 ６２・・ＡＤ変換器 ６３・・サンプリングパルス発生部 ６４・・ヌル信号検出部 ６５・・ＤＦＴウィンドウ発生部 ６６・・フーリエ変換／差動復号部 ６７・・オーディオ信号デコード部 ８１・・第１の送信モード決定部 ８２・・第２の送信モード決定部
Claims (2)
- 【請求項１】 既知の位相基準シンボルと複数のデータ
シンボルでフレームを構成すると共にフレーム間にヌル
信号部を挿入し、シンボルを構成する２Ｎ個のデジタル
データを２ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを
実数部、第２データを虚数部として順次フーリエ逆変換
部に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数
部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリ
ア周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成
して空間に放射し、空間に放射された信号を受信し、受
信信号に前記キャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、
それぞれの乗算結果をＡＤ変換器において所定サンプリ
ング周波数でデジタルに変換してフーリエ変換部に入力
し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を
前記第１データ、第２データとして出力するデジタルオ
ーディオ放送における受信装置において、 ヌル信号部分を検出してヌル検出信号を出力するヌル信
号検出部と、 複数の送信モードのフレーム周期のうち最小のフレーム
周期でヌルウィンドウを発生し、該ヌルウィンドウの発
生数とヌルウィンドウ期間に発生したヌル信号数との比
に基づいてＤＡＢ放送局の送信モードを識別する第１の
送信モード識別部と、 識別された送信モードに基づいて、各シンボルのフーリ
エ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウを発生し
てフーリエ変換部に入力するＤＦＴウィンドウ発生部を
備えたデジタルオーディオ放送における受信装置。 - 【請求項２】 フレーム周期が同一の送信モードが２つ
存在することにより第１の送信モード識別部でＤＡＢ放
送局の送信モードを特定できない場合、該２つの送信モ
ードのうち一方の送信モードでＤＡＢ放送電波が送信さ
れているものとしてＤＦＴ復調処理を行って得られる復
調結果と既知の位相基準シンボルとの相関を演算し、相
関値が設定レベル以上であればＤＡＢ放送局の送信モー
ドは前記一方の送信モードであると判定し、相関値が設
定レベル以下であればＤＡＢ放送局の送信モードは他方
の送信モードであると判定する第２の送信モード識別部
を備えたことを特徴とする請求項１記載のデジタルオー
ディオ放送における受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27596996A JP3386668B2 (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27596996A JP3386668B2 (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126372A true JPH10126372A (ja) | 1998-05-15 |
| JP3386668B2 JP3386668B2 (ja) | 2003-03-17 |
Family
ID=17562948
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27596996A Expired - Fee Related JP3386668B2 (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3386668B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002538670A (ja) * | 1999-02-24 | 2002-11-12 | ザ・ボード・オブ・トラスティーズ・レランド・スタンフォード・ジュニア・ユニバーシティ | マルチキャリア伝送システムにおける高速ビットスワッピング |
| EP1098437A3 (en) * | 1999-03-15 | 2002-12-11 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Channel selection method and channel selection apparatus |
| CN100452862C (zh) * | 2006-04-24 | 2009-01-14 | 上海交通大学 | 适用于数字电视地面广播传输的传输模式判别方法 |
| CN111077370A (zh) * | 2020-01-02 | 2020-04-28 | 哈尔滨理工大学 | 一种改进的递归离散傅里叶变换检测法 |
-
1996
- 1996-10-18 JP JP27596996A patent/JP3386668B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002538670A (ja) * | 1999-02-24 | 2002-11-12 | ザ・ボード・オブ・トラスティーズ・レランド・スタンフォード・ジュニア・ユニバーシティ | マルチキャリア伝送システムにおける高速ビットスワッピング |
| EP1098437A3 (en) * | 1999-03-15 | 2002-12-11 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Channel selection method and channel selection apparatus |
| CN100452862C (zh) * | 2006-04-24 | 2009-01-14 | 上海交通大学 | 适用于数字电视地面广播传输的传输模式判别方法 |
| CN111077370A (zh) * | 2020-01-02 | 2020-04-28 | 哈尔滨理工大学 | 一种改进的递归离散傅里叶变换检测法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3386668B2 (ja) | 2003-03-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20021217 |
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