JP3576005B2 - ２バンドチューナ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＭチューナの如く、中波放送および短波放送の２バンドの放送信号を受信可能な２バンドチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の２バンドチューナであるＡＭチューナを図４および図５を参照して説明する。先ず、図４の構成において、前置増幅器３１には、図示しないアンテナから中波放送の放送信号（以下、第一の放送信号という）または短波放送の放送信号（以下、第二の放送信号という）が択一的に入力される。中波放送の周波数帯域はおよそ５２２ＫＨｚから１７１０ＫＨｚまでとなっており、短波放送の周波数帯域はおよそ３．５ＭＨｚから２１ＭＨｚまでとなっている。従って、中波放送および短波放送の周波数帯域における最高周波数と最低周波数との比は、それぞれ、３、６となっている。
【０００３】
第一の放送信号または第二の放送信号は前置増幅器３１で増幅された後に第一の切替回路３２の共通入力端３２ａに入力される。第一の切替回路３２は二つの出力端子を有し、一方の出力端子３２ｂには第一の複同調回路３３が接続され、他方の出力端子３２ｃには第二の複同調回路３４が接続される。第一の切替回路３２は選局回路３５から出力される切替制御信号Ｓｃによって切替制御され、前置増幅器３１で増幅された第一の放送信号は第一の複同調回路３３に出力され、第二の放送信号は第二の複同調回路３４に出力される。第一の複同調回路３３は、便宜上図４では一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３３ａとバラクタダイオード３３ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３３ｂには選局回路３５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第一の放送信号の周波数に対応して第一の複同調回路３３の同調周波数が変化する。
【０００４】
同様に、第二の複同調回路３４も、図４では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３４ａとバラクタダイオード３４ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３４ｂには選局回路３５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第二の放送信号の周波数に対応して第二の複同調回路３４の同調周波数が変化する。
【０００５】
第一の複同調回路３３を通過した第一の放送信号および第二の複同調回路３４を通過した第二の放送信号は、それぞれ第二の切替回路３６の一方の入力端子３６ａおよび他方の入力端子３６ｂに入力される。第二の切替回路３６の共通出力端子３６ｃは主増幅器３７の入力端に接続される
第二の切替回路３６も第一の切替回路３２と同様に選局回路３５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御される。そして、第一の放送信号または第二の放送信号が択一的に主増幅器３７に入力される。
【０００６】
主増幅器３７で増幅された第一の放送信号または第二の放送信号は混合器３８に入力され、局部発振器３９から入力された局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号は復調器４０によって復調され、復調器４０から音声信号が出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記に説明したＡＭチューナにおける第一および第二の複同調回路３３、３４の負荷Ｑは、同調周波数が低くなると大きくなる。
例えば、第一の複同調回路３３の負荷Ｑは、インダクタ３３ａのインダクタンスをＬとしバラクタダイオード３３ｂの容量をＣとした場合、Ｑ＝ωＣＲ＝Ｒ／ωＬで示され、周波数が低くなるに従って大きくなる。ここで、Ｒは第一の複同調回路に並列に接続される抵抗であり、この抵抗にはインダクタ３３ａの抵抗分の他に前置増幅器３１の出力インピーダンスや主増幅器３７の入力インピーダンスが含まれる。従って、第一の複同調回路３３の挿入損失は、周波数が低くなるほど大きくなる。
第二の複同調回路３４においても同様である。
【０００８】
そして、第一の放送信号が属する中波放送の周波数帯域ａと第二の放送信号が属する短波放送の周波数低域ｂとにおける利得（例えば、前置増幅器３１の入力端から混合器３８の出力端までの利得）を比較すると、図５に示すように、中波放送の周波数帯域ａにおける利得偏差Ａ（Ａ２−Ａ１）よりも短波放送の周波数帯域ｂにおける利得偏差Ｂ（Ｂ２−Ｂ１）が大きくなる。この理由は、中波放送の周波数帯域ａよりも短波放送の周波数帯域ｂが広いためである。
利得偏差が大きい場合は、利得が大きくなる高域の放送信号は、自動利得制御の動作によって前置増幅器３１の利得が大きく制御される。この結果、利得が大きくなる高域の放送信号を受信した場合にはＮＦ（雑音指数）が劣化する。従って、利得偏差が少ないのが望ましい。
【０００９】
そこで、本発明の２バンドチューナは、周波数帯域の広いバンドにおける利得偏差を少なくすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の２バンドチューナは、第一の周波数帯域の第一の放送信号または前記第一の周波数帯域よりも周波数が高く、且つ、周波数帯域が広い第二の周波数帯域の第二の放送信号を増幅する高周波増幅器を備え、前記高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、前記基準端子とグランドとの間に接続されて前記基準端子と前記グランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、前記第一の放送信号または前記第二の放送信号は前記入力端子に入力され、前記バイアス電圧発生手段には前記基準端子から前記増幅素子の動作電流を流して前記バイアス電圧を発生させ、前記バイアス電圧によって前記増幅素子に負帰還をかけるようにし、前記第一の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、前記第二の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにした。
【００１１】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタと抵抗との直列回路で前記バイアス電圧発生手段を構成し、前記インダクタのリアクタンスは前記第一の周波数帯域の周波数において前記抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、前記第二の放送信号を受信するときには前記抵抗の両端を短絡した。
【００１２】
また、本発明の２バンドチューナは、前記インダクタを前記増幅素子側に接続するとともに、前記抵抗を前記グランド側に接続し、前記抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方を前記インダクタと前記抵抗との接続点に接続し、前記コレクタまたは前記エミッタの他方を前記グランドに接続し、前記第二の放送信号を受信するときには前記スイッチトランジスタのベースに印加する電圧によって前記スイッチトランジスタをＯＮするようにした。
【００１３】
また、本発明の２バンドチューナは、周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを前記抵抗に並列に接続した。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の２バンドチューナであるＡＭチューナを図１乃至図３を参照して説明する。先ず、図１の構成において、高周波増幅器である前置増幅器１には、図示しないアンテナから第一の周波数帯域である中波放送帯域の放送信号（以下、第一の放送信号という）または第二の周波数帯域である短波放送帯域の放送信号（以下、第二の放送信号）が択一的に入力される。中波放送帯域はおよそ５２２ＫＨｚから１７１０ＫＨｚまでとなっており、短波放送帯域はおよそ３．５ＭＨｚから２１ＭＨｚまでとなっている。従って、中波放送帯域および短波放帯域における最高周波数と最低周波数との比は、それぞれ、およそ３、６となっている。
【００１５】
第一の放送信号または第二の放送信号は前置増幅器１で増幅された後に第一の切替回路２の共通入力端２ａに入力される。第一の切替回路２は二つの出力端子を有し、一方の出力端子２ｂには第一の複同調回路３が接続され、他方の出力端子２ｃには第二の複同調回路４が接続される。第一の切替回路２は選局回路５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御され、第一の放送信号を受信するときには共通入力端子２ａと一方の出力端子２ｂとが互いに接続され、第二の放送信号を受信するときには共通入力端子２ａと他方の出力端子２ｃとが互いに接続される。そして、前置増幅器１で増幅された第一の放送信号は第一の複同調回路３に入力され、第二の放送信号は第二の複同調回路４に入力される。
【００１６】
第一の複同調回路３は、図１では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３ａとバラクタダイオード３ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３ｂには選局回路５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第一の放送信号の周波数に対応して第一の複同調回路３の同調周波数が変化するようになっている。
【００１７】
同様に、第二の複同調回路４も、図１では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ４ａとバラクタダイオード４ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード４ｂには選局回路５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第二の放送信号の周波数に対応して第二の複同調回路４の同調周波数が変化するようになっている。
【００１８】
第一の複同調回路３を通過した第一の放送信号および第二の複同調回路４を通過した第二の放送信号は、それぞれ第二の切替回路６の一方の入力端子６ａおよび他方の入力端子６ｂに入力される。第二の切替回路６の共通出力端子６ｃは主増幅器７の入力端に接続される
第二の切替回路６も第一の切替回路２と同様に選局回路５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御される。即ち、第一の放送信号を受信するときには一方の入力端子６ａと共通出力端子６ｃとが互いに接続され、第二の放送信号を受信するときには他方の入力端子６ｂと共通出力端子６ｃとが互いに接続される。そして、第一の複同調回路３を通過した第一の放送信号または第二の複同調回路４を通過した第二の放送信号が高周波増幅器である主増幅器７に択一的に入力される。
【００１９】
主増幅器７は、増幅素子であるジャンクションＦＥＴ８とジャンクションＦＥＴ８のゲートにバイアス電圧を与えるバイアス電圧発生手段９とを有している。ジャンクションＦＥＴ８はゲートが入力端子、ドレインが出力端子、ソースが基準端子となるソース接地型の増幅器として使用され、ゲート及びドレインがそれぞれ主増幅器７の入力端子及び出力端子となる。そして、ドレインにはチョークインダクタ１０を介して電圧Ｅが印加され、ソースとグランドとの間にバイアス電圧発生手段９が接続される。また、ゲートは抵抗１１を介してグランドに接続されることによってグランドと同電位となっている。
【００２０】
バイアス電圧発生手段９は、インダクタ９ａと抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとを有し、インダクタ９ａの一端がジャンクションＦＥＴ８のソースに接続され、その他端が抵抗９ａを介してグランドに接続され、抵抗９ｂに並列にサーミスタ９ｃが接続されて構成されている。サーミスタ９ｃは周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性を有している。
そして、ジャンクションＦＥＴ８のドレイン電流（動作電流）がソースからインダクタ９ａ、抵抗９ｂ、サーミスタ９ｃに流れると、バイアス電圧発生手段９の両端には電圧が発生する。この電圧のうちの直流成分によってゲートにはソースに対して負のバイアス電圧が印加される。なお、ソースは高周波的には接地されないので、バイアス電圧発生手段９に生じる電圧のうちの高周波成分によってジャンクションＦＥＴ８には負帰還がかかる。
【００２１】
バイアス電圧発生手段９におけるインダクタ９ａのインダクタンスは１０μＨ（マイクロヘンリー）乃至１２μＨ程度に設定され、抵抗９ｂの抵抗値はおよそ６８０Ω（オーム）に設定される。また、サーミスタ９ｃの抵抗値（常温での抵抗値）もおよそ６８０Ωに設定される。この結果、図２に示すように、抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列抵抗値は、周波数に無関係におよそ３４０Ωとなり（図２Ｘ参照）、また、インダクタ９ａのリアクタンスは、中波放送帯域では３０Ω乃至１００Ω、短波放送帯域では２００Ω乃至１２５０Ωとなる（図２Ｙ参照）。
【００２２】
バイアス電圧発生手段９におけるインダクタ９ａと抵抗９ｂとの接続点にはＮＰＮ型のスイッチトランジスタ１２のコレクタが接続され、そのエミッタはグランドに接続される。スイッチトランジスタ１２のベースには選局回路５か出力される切替信号Ｓｃが入力され、スイッチトランジスタ１２は第一の放送信号を受信するときにはＯＦＦとなり、第二の放送信号を受信するときにＯＮとなるように制御される。
従って、第一の放送信号を受信するときのバイアス電圧発生回路９は、抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列抵抗にインダクタ９ａが直列接続されたものとなり、そのリアクタンスは図２のＺに示すように中波放送帯域ａにおいて３４１Ω（５２２ＫＨｚでの絶対値）から３５４Ω（１７１０ＫＨｚでの絶対値で）まで僅かに変化し、実質的に抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列回路による抵抗素子の抵抗値となる。
一方、第二の放送信号を受信するときのバイアス電圧発生回路９は、インダクタンス素子であるインダクタ９ａのみとなり（正確にはスイッチトランジスタ１２の飽和抵抗が加算される）、そのリアクタンスは短波放送帯域ｂにおいて２００Ω（３．５ＭＨｚ）から１２５０Ω（２１ＭＨｚ）まで大きく変化する。
【００２３】
この結果、主増幅器７においては、特に、第二の放送信号を受信する場合、低域での負帰還量は高域での負帰還量に比較して少なくなる。従って、従来の利得特性と比較した場合、低域での利得が大きくなり、高域での利得が小さくなる。図３はこの様子を示し、α、βはそれぞれ従来の中波放送帯域ａ、短波放送帯域ｂにおける利得特性であり、図５に示したものと同じである。また、図３のγは本発明による利得特性であり、短波放送帯域では利得偏差Ｃ（Ｃ２−Ｃ１）が小さくなっている。
なお、中波放送帯域ａではバイアス電圧発生手段９のリアクタンスの変化は少ないので、負帰還量はほぼ一定となり、利得特性は従来とほぼ同じである。
また、ジャンクションＦＥＴ８は周囲温度が高くなると利得が低下するので、サーミスタ９ｃの抵抗値変化によって負帰還量を減らし、利得の変動を防ぐようにしている。
【００２４】
主増幅器７で増幅された第一の放送信号または第二の放送信号は混合器１３に入力され、局部発振器１４から入力された局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号は復調器１５によって復調され、復調器１５から音声信号が出力される。
【００２５】
【発明の効果】
以上のように、本発明の２バンドチューナは、高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、基準端子とグランドとの間に接続されて基準端子とグランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、第一の放送信号または第二の放送信号は入力端子に入力され、バイアス電圧発生手段には基準端子から増幅素子の動作電流を流してバイアス電圧を発生させ、バイアス電圧によって増幅素子に負帰還をかけるようにし、第一の放送信号を受信するときにはバイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、第二の放送信号を受信するときにはバイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにしたので、低域での負帰還量は高域での負帰還量に比較して少なくなる。従って、従来の利得特性と比較した場合、低域での利得が大きくなり、高域での利得が小さくなる。その結果、帯域の広い第二の周波数帯域での利得偏差が小さくなる。
【００２６】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタと抵抗との直列回路でバイアス電圧発生手段を構成し、インダクタのリアクタンスは第一の周波数帯域の周波数において抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、第二の放送信号を受信するときには抵抗の両端を短絡したので、バイアス電圧発生手段の抵抗の両端の短絡のみで第二の周波数帯域の利得偏差を小さくできる。
【００２７】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタを増幅素子側に接続するとともに、抵抗をグランド側に接続し、抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方をインダクタと抵抗との接続点に接続し、コレクタまたはエミッタの他方をグランドに接続し、第二の放送信号を受信するときにはスイッチトランジスタのベースに印加する電圧によってスイッチトランジスタをＯＮするようにしたので、選局回路の切替信号によって抵抗の両端を短絡できる。
【００２８】
また、本発明の２バンドチューナは、周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを抵抗に並列に接続したので、周囲温度の変化に関わらず利得変化をふせぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の２バンドチューナの回路構成図である。
【図２】本発明の２バンドチューナにおけるバイアス電圧発生手段のリアクタンス特性図である。
【図３】本発明の２バンドチューナの利得を説明する特性図である。
【図４】従来の２バンドチューナの回路構成図である。
【図５】従来の２バンドチューナの利得を説明する特性図である。
【符号の説明】
１ 前置増幅器
２ 第一の切替回路
２ａ 共通入力端子
２ｂ、２ｃ 出力端子
３ 第一の複同調回路
３ａ インダクタ
３ｂ バラクタダイオード
４ 第二の複同調回路
４ａ インダクタ
４ｂ バラクタダイオード
５ 選局回路
６ 第二の切替回路
６ａ、６ｂ 入力端子
６ｃ 共通出力端子
７ 主増幅器
８ ジャンクションＦＥＴ
９ バイアス電圧発生手段
９ａ インダクタ
９ｂ 抵抗
９ｃ サーミスタ
１０ インダクタ
１１ 抵抗
１２ スイッチトランジスタ
１３ 混合器
１４ 局部発振器
１５ 復調器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＭチューナの如く、中波放送および短波放送の２バンドの放送信号を受信可能な２バンドチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の２バンドチューナであるＡＭチューナを図４および図５を参照して説明する。先ず、図４の構成において、前置増幅器３１には、図示しないアンテナから中波放送の放送信号（以下、第一の放送信号という）または短波放送の放送信号（以下、第二の放送信号という）が択一的に入力される。中波放送の周波数帯域はおよそ５２２ＫＨｚから１７１０ＫＨｚまでとなっており、短波放送の周波数帯域はおよそ３．５ＭＨｚから２１ＭＨｚまでとなっている。従って、中波放送および短波放送の周波数帯域における最高周波数と最低周波数との比は、それぞれ、３、６となっている。
【０００３】
第一の放送信号または第二の放送信号は前置増幅器３１で増幅された後に第一の切替回路３２の共通入力端３２ａに入力される。第一の切替回路３２は二つの出力端子を有し、一方の出力端子３２ｂには第一の複同調回路３３が接続され、他方の出力端子３２ｃには第二の複同調回路３４が接続される。第一の切替回路３２は選局回路３５から出力される切替制御信号Ｓｃによって切替制御され、前置増幅器３１で増幅された第一の放送信号は第一の複同調回路３３に出力され、第二の放送信号は第二の複同調回路３４に出力される。第一の複同調回路３３は、便宜上図４では一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３３ａとバラクタダイオード３３ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３３ｂには選局回路３５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第一の放送信号の周波数に対応して第一の複同調回路３３の同調周波数が変化する。
【０００４】
同様に、第二の複同調回路３４も、図４では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３４ａとバラクタダイオード３４ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３４ｂには選局回路３５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第二の放送信号の周波数に対応して第二の複同調回路３４の同調周波数が変化する。
【０００５】
第一の複同調回路３３を通過した第一の放送信号および第二の複同調回路３４を通過した第二の放送信号は、それぞれ第二の切替回路３６の一方の入力端子３６ａおよび他方の入力端子３６ｂに入力される。第二の切替回路３６の共通出力端子３６ｃは主増幅器３７の入力端に接続される
第二の切替回路３６も第一の切替回路３２と同様に選局回路３５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御される。そして、第一の放送信号または第二の放送信号が択一的に主増幅器３７に入力される。
【０００６】
主増幅器３７で増幅された第一の放送信号または第二の放送信号は混合器３８に入力され、局部発振器３９から入力された局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号は復調器４０によって復調され、復調器４０から音声信号が出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記に説明したＡＭチューナにおける第一および第二の複同調回路３３、３４の負荷Ｑは、同調周波数が低くなると大きくなる。
例えば、第一の複同調回路３３の負荷Ｑは、インダクタ３３ａのインダクタンスをＬとしバラクタダイオード３３ｂの容量をＣとした場合、Ｑ＝ωＣＲ＝Ｒ／ωＬで示され、周波数が低くなるに従って大きくなる。ここで、Ｒは第一の複同調回路に並列に接続される抵抗であり、この抵抗にはインダクタ３３ａの抵抗分の他に前置増幅器３１の出力インピーダンスや主増幅器３７の入力インピーダンスが含まれる。従って、第一の複同調回路３３の挿入損失は、周波数が低くなるほど大きくなる。
第二の複同調回路３４においても同様である。
【０００８】
そして、第一の放送信号が属する中波放送の周波数帯域ａと第二の放送信号が属する短波放送の周波数低域ｂとにおける利得（例えば、前置増幅器３１の入力端から混合器３８の出力端までの利得）を比較すると、図５に示すように、中波放送の周波数帯域ａにおける利得偏差Ａ（Ａ２−Ａ１）よりも短波放送の周波数帯域ｂにおける利得偏差Ｂ（Ｂ２−Ｂ１）が大きくなる。この理由は、中波放送の周波数帯域ａよりも短波放送の周波数帯域ｂが広いためである。
利得偏差が大きい場合は、利得が大きくなる高域の放送信号は、自動利得制御の動作によって前置増幅器３１の利得が大きく制御される。この結果、利得が大きくなる高域の放送信号を受信した場合にはＮＦ（雑音指数）が劣化する。従って、利得偏差が少ないのが望ましい。
【０００９】
そこで、本発明の２バンドチューナは、周波数帯域の広いバンドにおける利得偏差を少なくすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の２バンドチューナは、第一の周波数帯域の第一の放送信号または前記第一の周波数帯域よりも周波数が高く、且つ、周波数帯域が広い第二の周波数帯域の第二の放送信号を増幅する高周波増幅器を備え、前記高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、前記基準端子とグランドとの間に接続されて前記基準端子と前記グランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、前記第一の放送信号または前記第二の放送信号は前記入力端子に入力され、前記バイアス電圧発生手段には前記基準端子から前記増幅素子の動作電流を流して前記バイアス電圧を発生させ、前記バイアス電圧によって前記増幅素子に負帰還をかけるようにし、前記第一の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、前記第二の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにした。
【００１１】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタと抵抗との直列回路で前記バイアス電圧発生手段を構成し、前記インダクタのリアクタンスは前記第一の周波数帯域の周波数において前記抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、前記第二の放送信号を受信するときには前記抵抗の両端を短絡した。
【００１２】
また、本発明の２バンドチューナは、前記インダクタを前記増幅素子側に接続するとともに、前記抵抗を前記グランド側に接続し、前記抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方を前記インダクタと前記抵抗との接続点に接続し、前記コレクタまたは前記エミッタの他方を前記グランドに接続し、前記第二の放送信号を受信するときには前記スイッチトランジスタのベースに印加する電圧によって前記スイッチトランジスタをＯＮするようにした。
【００１３】
また、本発明の２バンドチューナは、周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを前記抵抗に並列に接続した。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の２バンドチューナであるＡＭチューナを図１乃至図３を参照して説明する。先ず、図１の構成において、高周波増幅器である前置増幅器１には、図示しないアンテナから第一の周波数帯域である中波放送帯域の放送信号（以下、第一の放送信号という）または第二の周波数帯域である短波放送帯域の放送信号（以下、第二の放送信号）が択一的に入力される。中波放送帯域はおよそ５２２ＫＨｚから１７１０ＫＨｚまでとなっており、短波放送帯域はおよそ３．５ＭＨｚから２１ＭＨｚまでとなっている。従って、中波放送帯域および短波放帯域における最高周波数と最低周波数との比は、それぞれ、およそ３、６となっている。
【００１５】
第一の放送信号または第二の放送信号は前置増幅器１で増幅された後に第一の切替回路２の共通入力端２ａに入力される。第一の切替回路２は二つの出力端子を有し、一方の出力端子２ｂには第一の複同調回路３が接続され、他方の出力端子２ｃには第二の複同調回路４が接続される。第一の切替回路２は選局回路５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御され、第一の放送信号を受信するときには共通入力端子２ａと一方の出力端子２ｂとが互いに接続され、第二の放送信号を受信するときには共通入力端子２ａと他方の出力端子２ｃとが互いに接続される。そして、前置増幅器１で増幅された第一の放送信号は第一の複同調回路３に入力され、第二の放送信号は第二の複同調回路４に入力される。
【００１６】
第一の複同調回路３は、図１では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３ａとバラクタダイオード３ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３ｂには選局回路５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第一の放送信号の周波数に対応して第一の複同調回路３の同調周波数が変化するようになっている。
【００１７】
同様に、第二の複同調回路４も、図１では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ４ａとバラクタダイオード４ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード４ｂには選局回路５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第二の放送信号の周波数に対応して第二の複同調回路４の同調周波数が変化するようになっている。
【００１８】
第一の複同調回路３を通過した第一の放送信号および第二の複同調回路４を通過した第二の放送信号は、それぞれ第二の切替回路６の一方の入力端子６ａおよび他方の入力端子６ｂに入力される。第二の切替回路６の共通出力端子６ｃは主増幅器７の入力端に接続される
第二の切替回路６も第一の切替回路２と同様に選局回路５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御される。即ち、第一の放送信号を受信するときには一方の入力端子６ａと共通出力端子６ｃとが互いに接続され、第二の放送信号を受信するときには他方の入力端子６ｂと共通出力端子６ｃとが互いに接続される。そして、第一の複同調回路３を通過した第一の放送信号または第二の複同調回路４を通過した第二の放送信号が高周波増幅器である主増幅器７に択一的に入力される。
【００１９】
主増幅器７は、増幅素子であるジャンクションＦＥＴ８とジャンクションＦＥＴ８のゲートにバイアス電圧を与えるバイアス電圧発生手段９とを有している。ジャンクションＦＥＴ８はゲートが入力端子、ドレインが出力端子、ソースが基準端子となるソース接地型の増幅器として使用され、ゲート及びドレインがそれぞれ主増幅器７の入力端子及び出力端子となる。そして、ドレインにはチョークインダクタ１０を介して電圧Ｅが印加され、ソースとグランドとの間にバイアス電圧発生手段９が接続される。また、ゲートは抵抗１１を介してグランドに接続されることによってグランドと同電位となっている。
【００２０】
バイアス電圧発生手段９は、インダクタ９ａと抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとを有し、インダクタ９ａの一端がジャンクションＦＥＴ８のソースに接続され、その他端が抵抗９ａを介してグランドに接続され、抵抗９ｂに並列にサーミスタ９ｃが接続されて構成されている。サーミスタ９ｃは周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性を有している。
そして、ジャンクションＦＥＴ８のドレイン電流（動作電流）がソースからインダクタ９ａ、抵抗９ｂ、サーミスタ９ｃに流れると、バイアス電圧発生手段９の両端には電圧が発生する。この電圧のうちの直流成分によってゲートにはソースに対して負のバイアス電圧が印加される。なお、ソースは高周波的には接地されないので、バイアス電圧発生手段９に生じる電圧のうちの高周波成分によってジャンクションＦＥＴ８には負帰還がかかる。
【００２１】
バイアス電圧発生手段９におけるインダクタ９ａのインダクタンスは１０μＨ（マイクロヘンリー）乃至１２μＨ程度に設定され、抵抗９ｂの抵抗値はおよそ６８０Ω（オーム）に設定される。また、サーミスタ９ｃの抵抗値（常温での抵抗値）もおよそ６８０Ωに設定される。この結果、図２に示すように、抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列抵抗値は、周波数に無関係におよそ３４０Ωとなり（図２Ｘ参照）、また、インダクタ９ａのリアクタンスは、中波放送帯域では３０Ω乃至１００Ω、短波放送帯域では２００Ω乃至１２５０Ωとなる（図２Ｙ参照）。
【００２２】
バイアス電圧発生手段９におけるインダクタ９ａと抵抗９ｂとの接続点にはＮＰＮ型のスイッチトランジスタ１２のコレクタが接続され、そのエミッタはグランドに接続される。スイッチトランジスタ１２のベースには選局回路５か出力される切替信号Ｓｃが入力され、スイッチトランジスタ１２は第一の放送信号を受信するときにはＯＦＦとなり、第二の放送信号を受信するときにＯＮとなるように制御される。
従って、第一の放送信号を受信するときのバイアス電圧発生回路９は、抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列抵抗にインダクタ９ａが直列接続されたものとなり、そのリアクタンスは図２のＺに示すように中波放送帯域ａにおいて３４１Ω（５２２ＫＨｚでの絶対値）から３５４Ω（１７１０ＫＨｚでの絶対値で）まで僅かに変化し、実質的に抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列回路による抵抗素子の抵抗値となる。
一方、第二の放送信号を受信するときのバイアス電圧発生回路９は、インダクタンス素子であるインダクタ９ａのみとなり（正確にはスイッチトランジスタ１２の飽和抵抗が加算される）、そのリアクタンスは短波放送帯域ｂにおいて２００Ω（３．５ＭＨｚ）から１２５０Ω（２１ＭＨｚ）まで大きく変化する。
【００２３】
この結果、主増幅器７においては、特に、第二の放送信号を受信する場合、低域での負帰還量は高域での負帰還量に比較して少なくなる。従って、従来の利得特性と比較した場合、低域での利得が大きくなり、高域での利得が小さくなる。図３はこの様子を示し、α、βはそれぞれ従来の中波放送帯域ａ、短波放送帯域ｂにおける利得特性であり、図５に示したものと同じである。また、図３のγは本発明による利得特性であり、短波放送帯域では利得偏差Ｃ（Ｃ２−Ｃ１）が小さくなっている。
なお、中波放送帯域ａではバイアス電圧発生手段９のリアクタンスの変化は少ないので、負帰還量はほぼ一定となり、利得特性は従来とほぼ同じである。
また、ジャンクションＦＥＴ８は周囲温度が高くなると利得が低下するので、サーミスタ９ｃの抵抗値変化によって負帰還量を減らし、利得の変動を防ぐようにしている。
【００２４】
主増幅器７で増幅された第一の放送信号または第二の放送信号は混合器１３に入力され、局部発振器１４から入力された局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号は復調器１５によって復調され、復調器１５から音声信号が出力される。
【００２５】
【発明の効果】
以上のように、本発明の２バンドチューナは、高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、基準端子とグランドとの間に接続されて基準端子とグランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、第一の放送信号または第二の放送信号は入力端子に入力され、バイアス電圧発生手段には基準端子から増幅素子の動作電流を流してバイアス電圧を発生させ、バイアス電圧によって増幅素子に負帰還をかけるようにし、第一の放送信号を受信するときにはバイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、第二の放送信号を受信するときにはバイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにしたので、低域での負帰還量は高域での負帰還量に比較して少なくなる。従って、従来の利得特性と比較した場合、低域での利得が大きくなり、高域での利得が小さくなる。その結果、帯域の広い第二の周波数帯域での利得偏差が小さくなる。
【００２６】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタと抵抗との直列回路でバイアス電圧発生手段を構成し、インダクタのリアクタンスは第一の周波数帯域の周波数において抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、第二の放送信号を受信するときには抵抗の両端を短絡したので、バイアス電圧発生手段の抵抗の両端の短絡のみで第二の周波数帯域の利得偏差を小さくできる。
【００２７】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタを増幅素子側に接続するとともに、抵抗をグランド側に接続し、抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方をインダクタと抵抗との接続点に接続し、コレクタまたはエミッタの他方をグランドに接続し、第二の放送信号を受信するときにはスイッチトランジスタのベースに印加する電圧によってスイッチトランジスタをＯＮするようにしたので、選局回路の切替信号によって抵抗の両端を短絡できる。
【００２８】
また、本発明の２バンドチューナは、周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを抵抗に並列に接続したので、周囲温度の変化に関わらず利得変化をふせぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の２バンドチューナの回路構成図である。
【図２】本発明の２バンドチューナにおけるバイアス電圧発生手段のリアクタンス特性図である。
【図３】本発明の２バンドチューナの利得を説明する特性図である。
【図４】従来の２バンドチューナの回路構成図である。
【図５】従来の２バンドチューナの利得を説明する特性図である。
【符号の説明】
１ 前置増幅器
２ 第一の切替回路
２ａ 共通入力端子
２ｂ、２ｃ 出力端子
３ 第一の複同調回路
３ａ インダクタ
３ｂ バラクタダイオード
４ 第二の複同調回路
４ａ インダクタ
４ｂ バラクタダイオード
５ 選局回路
６ 第二の切替回路
６ａ、６ｂ 入力端子
６ｃ 共通出力端子
７ 主増幅器
８ ジャンクションＦＥＴ
９ バイアス電圧発生手段
９ａ インダクタ
９ｂ 抵抗
９ｃ サーミスタ
１０ インダクタ
１１ 抵抗
１２ スイッチトランジスタ
１３ 混合器
１４ 局部発振器
１５ 復調器
Claims (4)
- 第一の周波数帯域の第一の放送信号または前記第一の周波数帯域よりも周波数が高く、且つ、周波数帯域が広い第二の周波数帯域の第二の放送信号を増幅する高周波増幅器を備え、前記高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、前記基準端子とグランドとの間に接続されて前記基準端子と前記グランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、前記第一の放送信号または前記第二の放送信号は前記入力端子に入力され、前記バイアス電圧発生手段には前記基準端子から前記増幅素子の動作電流を流して前記バイアス電圧を発生させ、前記バイアス電圧によって前記増幅素子に負帰還をかけるようにし、前記第一の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、前記第二の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにしたことを特徴とする２バンドチューナ。
- インダクタと抵抗との直列回路で前記バイアス電圧発生手段を構成し、前記インダクタのリアクタンスは前記第一の周波数帯域の周波数において前記抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、前記第二の放送信号を受信するときには前記抵抗の両端を短絡したことを特徴とする請求項１記載の２バンドチューナ。
- 前記インダクタを前記増幅素子側に接続するとともに、前記抵抗を前記グランド側に接続し、前記抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方を前記インダクタと前記抵抗との接続点に接続し、前記コレクタまたは前記エミッタの他方を前記グランドに接続し、前記第二の放送信号を受信するときには前記スイッチトランジスタのベースに印加する電圧によって前記スイッチトランジスタをＯＮするようにしたことを特徴とする請求項２記載の２バンドチューナ。
- 周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを前記抵抗に並列に接続したことを特徴とする請求項２または３記載の２バンドチューナ。
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