JP3664012B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくともエネルギ源となる入力直流電源間にトランスまたはリアクトルからなる誘導性手段を介し接続された半導体スイッチ素子を、ＰＷＭ制御された駆動パルスによって繰り返し開閉し、安定化された直流電源を生成して外部に供給する電源装置としての、いわゆるスイッチング電源装置であって、
特に半導体スイッチ素子をそのオフ時に発生するサージ電圧から保護するスナバコンデンサが、半導体スイッチ素子のオン時点に放電することによる半導体スイッチ素子のスイッチング損失を最小限に抑えて半導体スイッチ素子の発熱を防ぎ、装置の効率を改善するようにしたスイッチング電源装置に関する。
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。
【０００２】
【従来の技術】
図６はフライバック方式のトランス１２を用いた従来のスイッチング電源装置の回路構成の一例を示す。同図において、８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチ素子（単にスイッチ素子とも略す）、５はこのスイッチング電源装置が外部の負荷１５に供給する直流電圧を検出しつつ、この供給直流電圧を一定とするようにスイッチ素子８をＰＷＭ（パルス幅変調）制御された駆動パルスとしてのＰＷＭ出力７によってオン／オフ駆動する制御回路としての電源制御回路である。
【０００３】
また、電源制御回路５内において、３は発振コンデンサ２を用いて後述の発振波（この場合、三角波状）を発振出力する発振器、４はこの発振器３の発振出力と、このスイッチング電源装置が外部の負荷１５に供給する直流電圧の検出値としての出力電圧検出入力６とを入力とし、スイッチ素子８をオン／オフ駆動するＰＷＭ出力７を生成するＰＷＭ制御部である。
【０００４】
この構成により、スイッチ素子８は、入力直流電源１を発振器３の周波数で、且つフライバックトランス１２の２次巻線１１側の直流出力電圧、従って出力電圧検出入力６が一定となるようなデューテイ、即ちＯＮ比率＝ＯＮ期間／（ＯＮ期間＋ＯＦＦ期間）により断続してトランス１２の１次巻線１０に印加する。
トランス１２の２次巻線１１には、スイッチ素子８のオフ時に、それまで１次巻線１０を流れていた電流を維持する方向に対応する極性の電圧が発生することから、ダイオード１３が導通し、この電圧はコンデンサ１４により平滑化され、スイッチング電源装置の出力電圧として外部の負荷１５に供給される。
【０００５】
ところで、スイッチ素子８に並列に接続されたコンデンサ９は、スナバコンデンサと呼ばれ、スイッチ素子８がオフする際に発生するサージ電圧とこれに伴うノイズを抑制している。
図７は図６の各部の動作波形の例を示す。ここで、図７，ａ）は電源制御回路５内の発振器３の出力波形としての発振コンデンサ２の電圧波形を示し、図７，ｂ）は電源制御回路５がスイッチ素子８に与えるゲート駆動パルスであるＰＷＭ出力７（この信号７は同時に、スイッチ素子８のオン，オフの状態を示す信号でもある）を示し、図７，ｃ）はスナバコンデンサ９の両端電圧としてのスナバ電圧を示す。
【０００６】
この電源制御回路５では、スイッチ素子８がオン／オフを繰り返す周波数を、発振コンデンサ２の充放電を利用した発振器３で決定している。
図８は発振器３の原理的な回路構成の１例を示す。同図において、３６は定電圧の内部電源、２７は発振コンデンサ２の充電用の定電流源（なお、この定電流源２７の代わりに抵抗２８を用いてもよい）、２９はコンデンサ２の放電用の定電流源（なお、この定電流源２９の代わりに抵抗３０を用いてもよい）、３４はヒステリシスを持つコンパレータ、３５は上限値ＶＵと下限値ＶＬとに切り替えられる基準電圧、３３はコンパレータ３４の出力を反転してスイッチ３１に与えるインバータ素子、３１と３２はトランジスタからなりコンパレータ３４の出力によって交互に開閉されるスイッチである。
【０００７】
次に図７，ａ）を参照しつつ、図８の動作を説明する。いまコンパレータ３４の出力によりスイッチ３１が閉、３２が開の状態であるものとする。このときコンパレータ３４に入力される基準電圧３５は上限値ＶＵになっている。そして発振コンデンサ２は定電流源２７を介して（または内部電源３６から抵抗２８を介して）充電され、コンデンサ２の電圧が上昇する。
【０００８】
やがてコンデンサ２の電圧が上限値ＶＵに達すると、コンパレータ３４の出力は反転し、スイッチ３１が開、３２が閉となり、また基準電圧３５は下限値ＶＬに切り替わる。これによりコンデンサ２は定電流源２９を介して（またはグランド電位へ抵抗３０を介して）放電され、コンデンサ２の電圧が下降する。
この後コンデンサ２の電圧が下限値ＶＬに達すると、コンパレータ３４の出力は再び反転し、スイッチ３１が閉、３２が開となり、基準電圧３５は上限値ＶＵに切り替わる。
【０００９】
このような充放電の動作が繰り返されることで、図７，ａ）に示す三角波の発振波形が生成され、この発振波、つまり発振コンデンサ２の両端電圧が発振器３の出力として、ＰＷＭ制御部４へ送られる。そして充電期間Ｔc と放電期間Ｔdcとからなる発振周期Ｔosc に同期してスイッチ素子８がオン／オフを繰り返す。
ＰＷＭ制御部４内では、出力電圧検出入力６と、この検出入力６に対応するスイッチング電源装置出力電圧の基準値との偏差の電圧を０とするように、図７，ｂ）に示すような可変のオン期間Ｔonのパルス幅をもつＰＷＭ出力７を生成出力する。
【００１０】
この場合、オン期間Ｔonの始端は前記の充電期間Ｔc の開始時点（換言すれば放電期間Ｔdcの終了時点）に設定されている。また、オン期間Ｔonの終端はスイッチング電源装置出力電圧の制御によって変動するが、本装置では異常時の保護などを目的として、前記の放電期間Ｔdcをスイッチ素子８が必ずオフする期間（デッドタイム）としているので、最大のオン期間Ｔon maxは充電期間Ｔc に等しくなるように設定されている。
【００１１】
従って、常時のオン期間Ｔonは最大オン期間Ｔon max内において、このスイッチング電源装置の出力電圧が基準値に対比して下がり過ぎようとするとオン期間Ｔonが増加するように、他方、スイッチング電源の出力電圧が基準値に対比して上がり過ぎようとするとオン期間Ｔonが減少するように制御される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
前記したように図７，ｃ）は図６のスイッチング電源装置における、スナバコンデンサ９の両端電圧の例を示す。即ち、スイッチ素子８がオフした後、トランス１２が２次側ヘエネルギを放出し終わると、トランス１２のインダクタンスとスナバコンデンサ９等によってＬＣ共振を生じ、電圧が振動する。
【００１３】
この振動中にスイッチ素子８がオン（ターンオン）する。この時、スナバコンデンサ９はその両端電圧に応じた蓄積エネルギをすべてスイッチ素子８のスイッチング損失として放出する。
またこのターンオンのタイミングは、電源制御回路５の発振器３で決定され電圧振動とは無関係である。このため、スナバコンデンサ９の電圧が大きい時にターンオンすることも多く、この場合、スイッチ素子８の損失が非常に大きくなり、スナバコンデンサ９の存在がサージ電圧およぴノイズの抑制には効果があるものの、他方ではスイッチ素子８の発熱を増加し、スイッチング電源装置の効率を低下させるという問題があった。
【００１４】
そこで本発明は、上記したスナバコンデンサ９の電圧の振動中、常に電圧が最も小さくなった時点にスイッチ素子８をターンオンさせることで、スナバコンデンサ９によるスイッチ素子８の損失を最小限に抑えることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために、請求項１のスイッチング電源装置では、
所定の最高電圧（最高値ＶM ）に充電されたのち、所定の最低電圧（下限値ＶL ）に放電されることを繰り返す発振コンデンサ（２）と、
入力直流電源（入力電圧１）間にトランス（１２）又はリアクトル（１８）からなる誘導性手段と直列、且つスナバコンデンサ（９）と並列に接続され、前記発振コンデンサの充放電の各期間ごとに、該発振コンデンサの電圧が前記最低電圧に到達した時点をオン時点とするようにオン／オフされる半導体スイッチ素子（８）とを備え、
該半導体スイッチ素子のオフ時に前記誘導性手段から放出されるエネルギを用いて外部の負荷に供給すべき所定電圧の直流電源が（平滑用コンデンサ１４の両端に）生成されるように、前記半導体スイッチ素子のオン期間とオフ期間との割合が（ＰＷＭ制御部４によって）制御されるスイッチング電源装置において、
前記誘導性手段に補助巻線（１６）を設け、前記半導体スイッチ素子のオフ期間に該補助巻線に発生する電圧をダイオード（１７）を介し前記発振コンデンサに印加して該発振コンデンサを前記誘導性手段とスナバコンデンサによる共振動作が開始するまでの期間前記最高電圧に充電し、
少なくともこの充電の期間内に前記発振コンデンサに定電流源（２９）又は所定の抵抗（３０）を直列に持つ定電圧源（グランド電位）からなる放電電源を接続し、
前記発振コンデンサの電圧が前記充電の期間終了後に前記放電電源を介し前記最高電圧から最低電圧に下降するまでの時間（電圧下降時間ＴF ）を前記誘導性手段とスナバコンデンサの共振動作による電圧振動の周期の１／２となるようにする。
【００１６】
また請求項２のスイッチング電源装置では、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記補助巻線が当該のスイッチング電源装置内の電源（制御回路用電源２２など）を生成するために兼用されてなるようにする。
本発明の作用は以下の如くである。即ち、スイッチ素子８によって電流が断続されるトランス１２またはリアクトル等の誘導性手段に補助巻線を設け、スイッチ素子８のオフ時に発生する電圧によって発振コンデンサをプルアップ充電する。
【００１７】
そして発振コンデンサの電圧が、放電電源によってプルアップ充電後の最高値から下限値まで下降する時間を、誘導性手段とスナバコンデンサ９とによって生ずる電圧振動（ＬＣ共振）の周期の１／２となるようすることで、スイッチ素子８をオン（ターンオン）する時点としての、発振コンデンサの電圧が下限値に達した時点にはスナバコンデンサ９の振動電圧も最小となっているようにする。
【００１８】
これにより、スイッチ素子８のターンオン時におけるスナバコンデンサ９の放電によるスイッチング損失や発熱を低減し、スイッチング電源装置の効率を改善する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施例としてのスイッチング電源装置の要部の回路構成を示し、この図１は図６に対応している。また、図３は図１の発振器３の部分の原理的な回路図で、この図３は図８に対応している。
図１においては図６に対し、トランス１２に補助巻線１６が付加され、この補助巻線１６の電圧が、図３にも示すようにダイオード１７を介して発振コンデンサ２に加えられている。なお、図３における発振器３の内部の構成は図８と同じである。
【００２０】
図２は図１の各部の動作波形を示す。次に図２を参照しつつ、図１，図３の要部の動作を説明する。補助巻線１６は、スイッチ素子８がオフすると発振コンデンサ２を充電する極性に、換言すれば図２，ｂ）に示す電圧の正極性部分がコンデンサ２に印加されるように接続されている。
この補助巻線１６の電圧を発振コンデンサ２に加えることで、スイッチ素子８がオフすると、発振器３の出力電圧としての発振コンデンサ２の電圧は、定電流源２７からの（または抵抗２８を介する内部電源３６からの）充電による従来の上昇カーブを補助巻線１６の電圧が上回る時点ｔ１から、補助巻線１６の電圧によって図２，ｃ）に示すプルアップ期間Ｔpuの間、さらにプルアップされる。
【００２１】
発振コンデンサ２の電圧が、その上昇中に時点ｔ２において、図３のコンパレータ３４に入力されている基準電圧３５の上限値ＶU に達するとコンパレータ３４の出力は反転し、図３のスイッチ３１は開、３２は閉となり、コンデンサ２には放電用の電源として定電流源２９（または抵抗３０を介してグランド電位）が接続される。
【００２２】
しかしその後も、図２，ｃ）に示すように時点ｔ３に至るまでの、トランス１２が２次側ヘエネルギを放出している期間内では補助巻線１６のプルアップによりコンデンサ２の電圧は下がらない。なお、発振コンデンサ２の電圧の最高値ＶM （平坦部分）は、この時、導通状態にある２次巻線１１の電圧、つまり２次平滑コンデンサ１４の電圧、従って本スイッチング電源装置から外部の負荷１５へ供給される定電圧制御された出力直流電圧に比例しており、実際上、一定である。
【００２３】
時点ｔ３においてトランス１２が２次側ヘエネルギを放出し終わると、スナバコンデンサ９の電圧の振動が始まる。すると補助巻線１６の電圧も振動により低下する。そのため補助巻線１６はダイオード１７によって、発振コンデンサ２から切り離され、コンデンサ２の電圧は前記した放電用電源によって低下を始める。
【００２４】
このようにして、時点ｔ４において発振コンデンサ２の電圧が、コンパレータ３４に入力されている基準電圧３５の下限値ＶL に達するとコンパレータ３４の出力は再び反転し、発振コンデンサ２には前述した充電のための電源が接続され、同時にスイッチ素子８がオンされる。
本発明では、発振コンデンサ２の容量等の調整により、補助巻線１６のプルアップが外れた時点ｔ３から、スイッチ素子８がオンする時点ｔ４まで（換言すれば、放電用電源によって発振コンデンサ２の電圧が最高値ＶM から下限値ＶL に下降するまで）の電圧下降時間ＴF が、スナバコンデンサ９のＬＣ共振による電圧振動の１／２周期と一致するようにする。
【００２５】
すると、時点ｔ４ではスナバコンデンサ９の振動電圧も最小となり、この時点でスイッチ素子８がオンするため、スナバコンデンサ９の放電によるスイッチ素子８のターンオン損失（スイッチング損失）を最小限に抑えることが可能になる。
またこの電圧振動の周期は、トランス１２やスナバコンデンサ９などの回路のインダクタンスＬとキャパシタンスＣで決まり、入力電圧や負荷に依存しないため、入力や負荷が変化してもこの効果は変化しない。
【００２６】
図４は本発明の第２の実施例としての要部の回路構成を示す。同図においては、図１のトランス１２の代わりにリアクトル１８を用い、スイッチング電源装置が昇圧チョッパ方式に構成されている。そして、補助巻線１６がリアクトル１８に巻かれている。このように本発明はトランスを用いない方式のスイッチング電源装置にも実施可能である。
【００２７】
図５は本発明の第３の実施例としての要部の回路構成を示す。本例では商用電源１９をダイオードブリッジ回路２０を介して整流し、コンデンサ２１を介し平滑化してスイッチング電源装置の入力直流電圧としている。
図５の場合のように、一般にスイッチング電源装置の入力直流電圧が高いような場合、電源制御回路５の電源２２はトランス１２の補助巻線を使用して生成する。そこで本実施例では、電源２２を生成する補助巻線を本発明で使用する補助巻線１６と兼用している。
【００２８】
即ち、電源制御回路５の電源２２は、補助巻線１６の電圧をダイオード２３を介し整流し、コンデンサ２４を介し平滑化して作られる。他方、本発明の実施のため、補助巻線１６の電圧はダイオード１７と抵抗２５を介して発振コンデンサ２に加えられる。なお、発振コンデンサ２に並列にツェナーダイオード２６が挿入されている。
【００２９】
この抵抗２５とツェナーダイオード２６は、本来この動作のためには必要ないが、電源制御回路５の電源の生成用と本発明のために補助巻線１６を兼用するため、補助巻線１６から発振コンデンサ２に加わる電圧が発振器３の定格電圧を超えないよう保護のために使用されている。
【００３０】
【発明の効果】
所定の最高電圧と最低電圧との間で充放電が繰り返される発振コンデンサの充放電に同期し、この発振コンデンサの電圧が前記最低電圧に到達した時点をオン時点とするように、
入力直流電源間にトランス又はリアクトルからなる誘導性手段と直列、且つスナバコンデンサと並列に接続された半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御によってオン／オフし、
この半導体スイッチ素子のオフ時に誘導性手段から放出されるエネルギを用いて外部の負荷に所定電圧の直流電源を供給するスイッチング電源装置において、
誘導性手段に補助巻線を設け、半導体スイッチ素子のオフ期間にこの補助巻線に発生する電圧をダイオードを介し発振コンデンサに印加して発振コンデンサを前記最高電圧に充電し、
少なくともこの充電の期間内に発振コンデンサに定電流源又は所定の抵抗を直列に持つ定電圧源からなる放電電源を接続し、
発振コンデンサの電圧がこの放電電源を介し前記最高電圧から最低電圧に下降するまでの時間を前記誘導性手段とスナバコンデンサとによって生ずる電圧振動の周期の１／２となるようにしたので、
半導体スイッチ素子がターンオンする際のスナバコンデンサの電圧が最小となり、スナバコンデンサの放電による半導体スイッチ素子のスイッチング損失を最小限に抑え、半導体スイッチ素子の発熱を減らし、スイッチング電源装置の効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図２】図１の各部の動作波形図
【図３】図１の発振器部分の原理的な構成を示す回路図
【図４】本発明の第２の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図５】本発明の第３の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図６】図１に対応する従来の回路図
【図７】図６の各部の動作波形図
【図８】図６の発振器部分の原理的な構成を示す回路図
【符号の説明】
１ 入力電圧
２ 発振コンデンサ
３ 発振器
４ ＰＷＭ制御部
５ 電源制御回路
６ 出力電圧検出入力
７ ＰＷＭ出力
８ 半導体スイッチ素子（スイッチ素子）
９ スナバコンデンサ
１０ １次巻線
１１ ２次巻線
１２ トランス
１３ ダイオード
１４ 平滑用コンデンサ
１５ 負荷
１６ 補助巻線
１７ ダイオード
１８ リアクトル
１９ 商用電源
２０ ダイオードブリッジ回路
２１ 平滑用コンデンサ
２２ 制御回路電源
２３ ダイオード
２４ 平滑用コンデンサ
２５ 抵抗
２６ ツェナーダイオード
２７ 定電流源
２８ 抵抗
２９ 定電流源
３０ 抵抗
３１，３２ スイッチ
３３ インバータ
３４ コンパレータ
３５ 基準電圧
３６ 内部電源
ＶU 基準電圧の上限値
ＶL 基準電圧の下限値
ＶM 発振コンデンサの電圧の最高値
ＴF 発振コンデンサの電圧下降時間

Claims (1)

1. 所定の最高電圧に充電されたのち、所定の最低電圧に放電されることを繰り返す発振コンデンサと、
   入力直流電源間にトランス又はリアクトルからなる誘導性手段と直列、且つスナバコンデンサと並列に接続され、前記発振コンデンサの充放電の各期間ごとに、該発振コンデンサの電圧が前記最低電圧に到達した時点をオン時点とするようにオン／オフされる半導体スイッチ素子とを備え、
   該半導体スイッチ素子のオフ時に前記誘導性手段から放出されるエネルギを用いて外部の負荷に供給すべき所定電圧の直流電源が生成されるように、前記半導体スイッチ素子のオン期間とオフ期間との割合が制御されるスイッチング電源装置において、
   前記誘導性手段に補助巻線を設け、前記半導体スイッチ素子のオフ期間に該補助巻線に発生する電圧をダイオードを介し前記発振コンデンサに印加して該発振コンデンサを前記誘導性手段とスナバコンデンサによるＬＣ共振が開始するまでの期間前記最高電圧に充電し、
   少なくともこの充電の期間内に前記発振コンデンサに定電流源又は所定の抵抗を直列に持つ定電圧源からなる放電電源を接続し、
   前記発振コンデンサの電圧が前記充電の期間終了後に前記放電電源を介し前記最高電圧から最低電圧に下降するまでの時間を前記誘導性手段とスナバコンデンサのＬＣ共振による電圧振動の周期の１／２となるようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。

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