JPH0750987B2 - 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法Info
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- JPH0750987B2 JPH0750987B2 JP16241489A JP16241489A JPH0750987B2 JP H0750987 B2 JPH0750987 B2 JP H0750987B2 JP 16241489 A JP16241489 A JP 16241489A JP 16241489 A JP16241489 A JP 16241489A JP H0750987 B2 JPH0750987 B2 JP H0750987B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，共振形DC−DCコンバータの効率を改善し得る
その制御方法に関する。
その制御方法に関する。
DC−DCコンバータの効率を向上し小型化する目的で，ス
イッチング半導体素子のスイッチング損失を低減するた
め，インダクタンス（Ｌ）とキャパシタンス（Ｃ）との
振動現象を利用して，スイッチング半導体素子のスイッ
チング時にそれに電流と電圧とが同時にかからないよう
にし，これによりスイッチング損失の低減を図った共振
形コンバータが提案されている。
イッチング半導体素子のスイッチング損失を低減するた
め，インダクタンス（Ｌ）とキャパシタンス（Ｃ）との
振動現象を利用して，スイッチング半導体素子のスイッ
チング時にそれに電流と電圧とが同時にかからないよう
にし，これによりスイッチング損失の低減を図った共振
形コンバータが提案されている。
これら共振形コンバータは，そのスイッチング動作点の
近傍でスイッチング半導体素子を流れる電流とそれに印
加される電圧の状態から３種類に大別される。その第１
は，スイッチング半導体素子のターンオン直後とターン
オフ直前の電流がほぼゼロであるゼロ電流スイッチング
型，第２はターンオン直前とターンオフ直後の電圧がほ
ぼゼロのゼロ電圧スイッチング型，第３は電流・電圧が
スイッチング動作点前後において共にほぼゼロのゼロ電
流・ゼロ電圧スイッチング型である。
近傍でスイッチング半導体素子を流れる電流とそれに印
加される電圧の状態から３種類に大別される。その第１
は，スイッチング半導体素子のターンオン直後とターン
オフ直前の電流がほぼゼロであるゼロ電流スイッチング
型，第２はターンオン直前とターンオフ直後の電圧がほ
ぼゼロのゼロ電圧スイッチング型，第３は電流・電圧が
スイッチング動作点前後において共にほぼゼロのゼロ電
流・ゼロ電圧スイッチング型である。
高周波コンバータのスイッチング半導体素子の電力損失
の主要要因として，そのスイッチング半導体素子の主端
子間容量Cosとスイッチング特性の関係，オン電圧，コ
ンバータの動作力率がある。
の主要要因として，そのスイッチング半導体素子の主端
子間容量Cosとスイッチング特性の関係，オン電圧，コ
ンバータの動作力率がある。
従来のゼロ電流スイッチング型は，共振用コンデンサの
電圧をダイオードでクランプするなどして動作力率の良
い回路を実現できるが，ゼロ電圧スイッチングでないた
め，容量Cosに伴う電力損失があり，周波数が高くなる
につれてこの電力損失の問題が大きくなる。
電圧をダイオードでクランプするなどして動作力率の良
い回路を実現できるが，ゼロ電圧スイッチングでないた
め，容量Cosに伴う電力損失があり，周波数が高くなる
につれてこの電力損失の問題が大きくなる。
また，ゼロ電圧スイッチング型は容量Cosに伴う電力損
失はないが，広い電力制御範囲で動作を行うとスイッチ
ング半導体素子のターンオフ時の電流と入力電源に回生
される電流が増大して動作力率が低下し，高い効率で動
作させることは難しい。また従来のゼロ電流・ゼロ電圧
スイッチング型は，電力制御を行うとゼロ電流・ゼロ電
圧スイッチングのモードから外れ，ゼロ電流スイッチン
グ型又はゼロ電圧スイッチング型の動作を行うので，動
作力率の低下やスイッチング損失が増大する。従って，
この方式は大電力を比較的広い範囲で制御するDC−DCコ
ンバータには適さない。
失はないが，広い電力制御範囲で動作を行うとスイッチ
ング半導体素子のターンオフ時の電流と入力電源に回生
される電流が増大して動作力率が低下し，高い効率で動
作させることは難しい。また従来のゼロ電流・ゼロ電圧
スイッチング型は，電力制御を行うとゼロ電流・ゼロ電
圧スイッチングのモードから外れ，ゼロ電流スイッチン
グ型又はゼロ電圧スイッチング型の動作を行うので，動
作力率の低下やスイッチング損失が増大する。従って，
この方式は大電力を比較的広い範囲で制御するDC−DCコ
ンバータには適さない。
そのため従来，大電力容量の場合にはIGBTなどを用いて
これらを比較的低い周波数で動作させるゼロ電流スイッ
チング型コンバータが使用され，また小電力容量ではMO
SFETを用いて高周波で動作させるゼロ電圧スイッチング
型コンバータが使用されていた。従って，大電力容量の
DC−DCコンバータを高周波化すると同時に小型化し，且
つ高い効率で動作させることは極めて困難であった。
これらを比較的低い周波数で動作させるゼロ電流スイッ
チング型コンバータが使用され，また小電力容量ではMO
SFETを用いて高周波で動作させるゼロ電圧スイッチング
型コンバータが使用されていた。従って，大電力容量の
DC−DCコンバータを高周波化すると同時に小型化し，且
つ高い効率で動作させることは極めて困難であった。
ここではゼロ電圧スイッチング型でない，或いはゼロ電
圧スイッチング型動作モードから外れて動作する共振型
コンバータの電力損失について説明する。
圧スイッチング型動作モードから外れて動作する共振型
コンバータの電力損失について説明する。
表１は，スイッチング半導体素子としてMOSFET,IGBTを
用い，これらのスイッチング時にかかる電圧に対するそ
れらの主端子間容量の充放電電荷量を示す。なお,MOSFE
Tは２個並列接続した場合であり,MOSFETもIGBTも１アー
ム分の電荷量である。
用い，これらのスイッチング時にかかる電圧に対するそ
れらの主端子間容量の充放電電荷量を示す。なお,MOSFE
Tは２個並列接続した場合であり,MOSFETもIGBTも１アー
ム分の電荷量である。
次にスイッチング半導体素子のこのような主端子間容量
の充放電に伴う電力損失は，最悪の動作モードでは入力
電圧と電荷量と周波数の積となり，第７図（Ａ），
（Ｂ）に動作周波数と電力損失との関係をそれぞれ示
す。この図から，スイッチング半導体素子の動作周波数
及び主端子間電圧の増大に伴い，主端子間容量の充放電
による電力損失が増大することが明らかである。
の充放電に伴う電力損失は，最悪の動作モードでは入力
電圧と電荷量と周波数の積となり，第７図（Ａ），
（Ｂ）に動作周波数と電力損失との関係をそれぞれ示
す。この図から，スイッチング半導体素子の動作周波数
及び主端子間電圧の増大に伴い，主端子間容量の充放電
による電力損失が増大することが明らかである。
本発明では上述のような従来の欠点を除去するため，ス
イッチング半導体素子の交互の開閉に伴い生ずる共振用
コンデンサと共振用インダクタとの直列共振を利用して
出力を発生するDC−DCコンバータにおいて，スイッチン
グ半導体素子の一方のターンオフ後，その導通期間中に
インダクタンスに蓄えられた磁気エネルギにより，スイ
ッチング半導体素子の一方の寄生容量にエネルギを蓄え
ると共に，スイッチング半導体素子の他方の寄生容量に
蓄えられたエネルギを放電し，そしてスイッチング半導
体素子の他方の両端の電圧が十分低い設定電圧以下に低
下した時点でスイッチング半導体素子の他方をターンオ
ン駆動することを特徴としている。従って，この発明に
よるコンバータではスイッチング半導体素子の主端子間
寄生容量に伴う電力損失は実用上無視できる程小さい。
イッチング半導体素子の交互の開閉に伴い生ずる共振用
コンデンサと共振用インダクタとの直列共振を利用して
出力を発生するDC−DCコンバータにおいて，スイッチン
グ半導体素子の一方のターンオフ後，その導通期間中に
インダクタンスに蓄えられた磁気エネルギにより，スイ
ッチング半導体素子の一方の寄生容量にエネルギを蓄え
ると共に，スイッチング半導体素子の他方の寄生容量に
蓄えられたエネルギを放電し，そしてスイッチング半導
体素子の他方の両端の電圧が十分低い設定電圧以下に低
下した時点でスイッチング半導体素子の他方をターンオ
ン駆動することを特徴としている。従って，この発明に
よるコンバータではスイッチング半導体素子の主端子間
寄生容量に伴う電力損失は実用上無視できる程小さい。
本発明は，共振型コンバータを広い電力制御範囲にわた
って実質的にゼロ電流・ゼロ電圧スイッチング動作させ
得る制御方法を提供するものである。
って実質的にゼロ電流・ゼロ電圧スイッチング動作させ
得る制御方法を提供するものである。
以下図面により本発明の実施例について説明する。
第１図は，本発明の制御方法を実現するための共振型DC
−DCコンバータの概略回路構成を示す。この図におい
て,1と２は直流入力電源,3と４はMOSFET,IGBTのような
スイッチング半導体素子を示すスイッチ,5と６は主スイ
ッチの主端子間寄生容量,7と８はダイオード,9と10は共
振用コンデンサ,11と12はクランプ用ダイオード,13は共
振用インダクタ,14は１次巻線N1と２次巻線N2とを有す
る変圧器,15,16は主スイッチ3,4の両端の電圧をそれぞ
れ監視する電圧監視回路,17,18はそれぞれ主スイッチ3,
4の駆動回路,19はコントローラ,20は変圧器14の２次巻
線N2に接続された整流回路,21は負荷,22は電圧検出回
路,23は平滑用コンデンサである。なお，ダイオード７
と８は，主スイッチ3,4がMOSFETのときはその寄生ダイ
オードであり,IGBTの場合には別途並列接続したダイオ
ードである。また，主スイッチがIGBTなどのようにスイ
ッチング速度の遅い素子に場合には，必要に応じて適当
な容量のコンデンサを素子に並列接続することが望まし
い。更にまた，共振用インダクタ13を除去し，そのイン
ダクタンスの代わりに変圧器14の漏洩インダクタンスを
用いることもできる。
−DCコンバータの概略回路構成を示す。この図におい
て,1と２は直流入力電源,3と４はMOSFET,IGBTのような
スイッチング半導体素子を示すスイッチ,5と６は主スイ
ッチの主端子間寄生容量,7と８はダイオード,9と10は共
振用コンデンサ,11と12はクランプ用ダイオード,13は共
振用インダクタ,14は１次巻線N1と２次巻線N2とを有す
る変圧器,15,16は主スイッチ3,4の両端の電圧をそれぞ
れ監視する電圧監視回路,17,18はそれぞれ主スイッチ3,
4の駆動回路,19はコントローラ,20は変圧器14の２次巻
線N2に接続された整流回路,21は負荷,22は電圧検出回
路,23は平滑用コンデンサである。なお，ダイオード７
と８は，主スイッチ3,4がMOSFETのときはその寄生ダイ
オードであり,IGBTの場合には別途並列接続したダイオ
ードである。また，主スイッチがIGBTなどのようにスイ
ッチング速度の遅い素子に場合には，必要に応じて適当
な容量のコンデンサを素子に並列接続することが望まし
い。更にまた，共振用インダクタ13を除去し，そのイン
ダクタンスの代わりに変圧器14の漏洩インダクタンスを
用いることもできる。
次にこのような構成の回路の動作説明を行う。
先ず第３図に主スイッチ3,4の電流，電圧をそれぞれI3,
I4,V3,V4で示し，変圧器14の１次巻線電圧をVN1で示
す。主スイッチ４がオン状態で変圧器14への電流供給を
終わり，変圧器14の励磁電流がその１次巻線N1,共振用
インダクタ13,主スイッチ4,ダイオード12を介して循環
しているものとする。この励磁電流は主スイッチ４の電
流I4のレベルの低いフラットな部分に相当する。この状
態で次に主スイッチ４をターンオフすると，変圧器14の
１次巻線N1の励磁電流が寄生容量５の充電電荷の放電と
寄生容量６の充電を開始する。この充放電と共に変圧器
14の２次巻線のN2の電圧が上昇して行く。２次巻線のN2
の電圧が出力電圧，つまり平滑用コンデンサ23の電圧に
達すると，整流回路20が導通し，変圧器14の励磁電流は
２次巻線のN2にも流れ始め,1次巻線N1の励磁電流は減少
して行くが，共振用インダクタ13の蓄積エネルギがある
ので，寄生容量5,6は更に放電，充電を続け，主スイッ
チ３の両端の電圧はゼロになる。このスイッチング動作
区間の時間軸を拡大した各部の波形図を第４図に示す。
電圧監視回路15は主スイッチ３の両端の電圧を監視して
おり，主スイッチ３の両端の電圧がゼロになると，駆動
回路17に検出信号を送って，駆動回路17に主スイッチ３
のターンオン信号を発生させ，主スイッチ３をゼロ電圧
でターンオンさせる。この間における寄生容量の充放電
は，変圧器14の励磁電流と共振用インダクタ13の電流で
行われるので，主スイッチの寄生容量による回路損失は
極めて小さく，実質的に主スイッチ３はゼロ電圧でスイ
ッチング損失を生ずることなくターンオンする。
I4,V3,V4で示し，変圧器14の１次巻線電圧をVN1で示
す。主スイッチ４がオン状態で変圧器14への電流供給を
終わり，変圧器14の励磁電流がその１次巻線N1,共振用
インダクタ13,主スイッチ4,ダイオード12を介して循環
しているものとする。この励磁電流は主スイッチ４の電
流I4のレベルの低いフラットな部分に相当する。この状
態で次に主スイッチ４をターンオフすると，変圧器14の
１次巻線N1の励磁電流が寄生容量５の充電電荷の放電と
寄生容量６の充電を開始する。この充放電と共に変圧器
14の２次巻線のN2の電圧が上昇して行く。２次巻線のN2
の電圧が出力電圧，つまり平滑用コンデンサ23の電圧に
達すると，整流回路20が導通し，変圧器14の励磁電流は
２次巻線のN2にも流れ始め,1次巻線N1の励磁電流は減少
して行くが，共振用インダクタ13の蓄積エネルギがある
ので，寄生容量5,6は更に放電，充電を続け，主スイッ
チ３の両端の電圧はゼロになる。このスイッチング動作
区間の時間軸を拡大した各部の波形図を第４図に示す。
電圧監視回路15は主スイッチ３の両端の電圧を監視して
おり，主スイッチ３の両端の電圧がゼロになると，駆動
回路17に検出信号を送って，駆動回路17に主スイッチ３
のターンオン信号を発生させ，主スイッチ３をゼロ電圧
でターンオンさせる。この間における寄生容量の充放電
は，変圧器14の励磁電流と共振用インダクタ13の電流で
行われるので，主スイッチの寄生容量による回路損失は
極めて小さく，実質的に主スイッチ３はゼロ電圧でスイ
ッチング損失を生ずることなくターンオンする。
主スイッチ３がターンオンすると，直流入力電源による
共振用コンデンサ10の充電と共振用コンデンサ９の放電
は，共振用インダクタ13の作用で直列共振を形成し，変
圧器14,整流回路20などを介して直列共振電流を直流出
力に送出する。この直列共振電流は，始めは共振用コン
デンサ9,10と共振用インダクタ13の作用により正弦波状
になる。そして共振用コンデンサ９の電圧がゼロになる
と，クリンプ用ダイオード11が導通し，共振用コンデン
サ９はゼロ電圧，共振用コンデンサ10は直流入力電源電
圧にそれぞれクランプされ,LCの共振モードを終了して
共振用インダクタ13の電流が直線的に減少するモードに
移る。この出力電流供給期間では変圧器14の励磁電流は
小さな値であるが,2次巻線N2の巻数と出力電圧で決まる
関係で増加してゆく。共振用インダクタ13の第４図に示
す電流I13が変圧器14の励磁電流の１次換算値と等しく
なると，整流回路20は非導通となり，出力への電流供給
の半サイクルが終了して電流供給の休止区間に入る。な
お，この時点までに，変圧器14に蓄積された励磁エネル
ギは共振用インダクタ13,クランプ用ダイオード11,主ス
イッチ３を介して流れ，変圧器14の１次巻線N1の電圧は
ほぼゼロとなるため，変圧器14の励磁電流は主スイッチ
３の導通状態の間，ほぼ一定に保たれる。
共振用コンデンサ10の充電と共振用コンデンサ９の放電
は，共振用インダクタ13の作用で直列共振を形成し，変
圧器14,整流回路20などを介して直列共振電流を直流出
力に送出する。この直列共振電流は，始めは共振用コン
デンサ9,10と共振用インダクタ13の作用により正弦波状
になる。そして共振用コンデンサ９の電圧がゼロになる
と，クリンプ用ダイオード11が導通し，共振用コンデン
サ９はゼロ電圧，共振用コンデンサ10は直流入力電源電
圧にそれぞれクランプされ,LCの共振モードを終了して
共振用インダクタ13の電流が直線的に減少するモードに
移る。この出力電流供給期間では変圧器14の励磁電流は
小さな値であるが,2次巻線N2の巻数と出力電圧で決まる
関係で増加してゆく。共振用インダクタ13の第４図に示
す電流I13が変圧器14の励磁電流の１次換算値と等しく
なると，整流回路20は非導通となり，出力への電流供給
の半サイクルが終了して電流供給の休止区間に入る。な
お，この時点までに，変圧器14に蓄積された励磁エネル
ギは共振用インダクタ13,クランプ用ダイオード11,主ス
イッチ３を介して流れ，変圧器14の１次巻線N1の電圧は
ほぼゼロとなるため，変圧器14の励磁電流は主スイッチ
３の導通状態の間，ほぼ一定に保たれる。
次に主スイッチ３のターンオン時と同様に，主スイッチ
４の両端の電圧がゼロになった時点（電圧監視回路16が
検出）で主スイッチ４をターンオンすることにより，前
述と同様な次の半サイクルが開始する。そしてこの様な
動作を繰り返すことにより，ゼロ電圧スイッチング，つ
まり主スイッチ3,4を電圧がかかっていない状態でター
ンオンさせることができる。
４の両端の電圧がゼロになった時点（電圧監視回路16が
検出）で主スイッチ４をターンオンすることにより，前
述と同様な次の半サイクルが開始する。そしてこの様な
動作を繰り返すことにより，ゼロ電圧スイッチング，つ
まり主スイッチ3,4を電圧がかかっていない状態でター
ンオンさせることができる。
次にこのターンオフの制御について説明する。主スイッ
チ3,4のターンオフは，コントローラ19の誤差増幅器で
基準信号と出力電圧検出回路22からの検出電圧信号とを
比較して得た誤差信号に基づいて制御される。この誤差
信号は従来のように主スイッチのターンオン時刻を制御
せずに，主スイッチ3,4のターンオフ時刻を制御する。
前記誤差信号に対応して主スイッチ3,4のターンオフを
制御することにより出力電圧を制御している。従って，
出力電力を制御しながら主スイッチ3,4のゼロ電圧ター
ンオン動作を常時維持できる。
チ3,4のターンオフは，コントローラ19の誤差増幅器で
基準信号と出力電圧検出回路22からの検出電圧信号とを
比較して得た誤差信号に基づいて制御される。この誤差
信号は従来のように主スイッチのターンオン時刻を制御
せずに，主スイッチ3,4のターンオフ時刻を制御する。
前記誤差信号に対応して主スイッチ3,4のターンオフを
制御することにより出力電圧を制御している。従って，
出力電力を制御しながら主スイッチ3,4のゼロ電圧ター
ンオン動作を常時維持できる。
ここで主スイッチのターンオフ時は，前述のとおり次に
ターンオンさせる一方の主スイッチの両端の電圧をゼロ
にするために必要な励磁電流が他方の主スイッチを流れ
ているので，厳密な意味でのゼロ電流ターンオフではな
いが，共振用コンデンサ9,10に比べて主スイッチ3,4の
寄生容量は十分小さいので，励磁電流は主共振電流に比
べてはるかに小さい。また，主スイッチのターンオフ時
ではそれらの寄生容量の充電電荷がゼロであり，この回
路では寄生容量の充電前に主スイッチが完全にオフする
ように回路定数を設定してあるので，主スイッチはその
ターンオフ直後の電圧がゼロ，つまりゼロ電圧ターンオ
フが行われる。従って，実質上ゼロ電流・ゼロ電圧で主
スイッチのターンオフを行え，極めて低損失のターンオ
フを実現できる。
ターンオンさせる一方の主スイッチの両端の電圧をゼロ
にするために必要な励磁電流が他方の主スイッチを流れ
ているので，厳密な意味でのゼロ電流ターンオフではな
いが，共振用コンデンサ9,10に比べて主スイッチ3,4の
寄生容量は十分小さいので，励磁電流は主共振電流に比
べてはるかに小さい。また，主スイッチのターンオフ時
ではそれらの寄生容量の充電電荷がゼロであり，この回
路では寄生容量の充電前に主スイッチが完全にオフする
ように回路定数を設定してあるので，主スイッチはその
ターンオフ直後の電圧がゼロ，つまりゼロ電圧ターンオ
フが行われる。従って，実質上ゼロ電流・ゼロ電圧で主
スイッチのターンオフを行え，極めて低損失のターンオ
フを実現できる。
次に第２図により，直流入力電源1,2同士の接続点と共
振用コンデンサ9,10同士の接続点間に共振電圧制御用イ
ンダクタ25を備えた場合について説明する。なお，単一
の直流入力電源の電圧を分割する一対の直列接続したコ
ンデンサを設け，それらの接続点と共振用コンデンサ同
士の接続点との間に共振電圧制御用インダクタ25を備え
た構成のものでもよい。また，共振用コンデンサ同士の
接続点からコンデンサを介して直流入力電源の負端子に
共振電圧制御用インダクタを接続する構成のものでもよ
い。
振用コンデンサ9,10同士の接続点間に共振電圧制御用イ
ンダクタ25を備えた場合について説明する。なお，単一
の直流入力電源の電圧を分割する一対の直列接続したコ
ンデンサを設け，それらの接続点と共振用コンデンサ同
士の接続点との間に共振電圧制御用インダクタ25を備え
た構成のものでもよい。また，共振用コンデンサ同士の
接続点からコンデンサを介して直流入力電源の負端子に
共振電圧制御用インダクタを接続する構成のものでもよ
い。
この共振電圧制御用インダクタ25は低電流出力時に共振
電流を低減するためのものであり，軽負荷時の出力制御
を改善する目的で挿入されている。共振電圧制御用イン
ダクタ25は，共振用インダクタ13と共振用コンデンサ9,
10のよる各半サイクルの主共振が終了した後，共振用コ
ンデンサ9,10と第２の共振を行い，共振用コンデンサ9,
10の電圧を変動させる。そして次の主スイッチのターン
オンを共振用コンデンサの電圧が低い位相で行うことに
より，主共振電流を小さくできる。これによって軽負荷
に十分対応できる。この第２の共振の周波数は主共振の
周波数よりも低い値に選定され，これらの比が出力電力
を無負荷から定格負荷まで制御するのに必要な制御周波
数の概略幅となる。軽負荷に対応して主共振電流を減少
させると，第５図のI0で示すように出力電流供給期間が
短くなり，変圧器14に蓄積される励磁エネルギも当然に
小さくなるので，励磁電流も減少する。このため主スイ
ッチ3,4の寄生容量5,6を励磁電流の作用で充放電して，
主スイッチ3,4をゼロ電圧でターンオンさせるには励磁
電流が不十分になるが，共振電圧制御用インダクタ25が
変圧器14に電圧を再印加して励磁電流を増加させるよう
作用するので，主スイッチ3,4をゼロ電圧でターンオン
させるに十分な励磁電流を確保できる。従って，軽負荷
時でも主スイッチをゼロ電圧でターンオンできる。
電流を低減するためのものであり，軽負荷時の出力制御
を改善する目的で挿入されている。共振電圧制御用イン
ダクタ25は，共振用インダクタ13と共振用コンデンサ9,
10のよる各半サイクルの主共振が終了した後，共振用コ
ンデンサ9,10と第２の共振を行い，共振用コンデンサ9,
10の電圧を変動させる。そして次の主スイッチのターン
オンを共振用コンデンサの電圧が低い位相で行うことに
より，主共振電流を小さくできる。これによって軽負荷
に十分対応できる。この第２の共振の周波数は主共振の
周波数よりも低い値に選定され，これらの比が出力電力
を無負荷から定格負荷まで制御するのに必要な制御周波
数の概略幅となる。軽負荷に対応して主共振電流を減少
させると，第５図のI0で示すように出力電流供給期間が
短くなり，変圧器14に蓄積される励磁エネルギも当然に
小さくなるので，励磁電流も減少する。このため主スイ
ッチ3,4の寄生容量5,6を励磁電流の作用で充放電して，
主スイッチ3,4をゼロ電圧でターンオンさせるには励磁
電流が不十分になるが，共振電圧制御用インダクタ25が
変圧器14に電圧を再印加して励磁電流を増加させるよう
作用するので，主スイッチ3,4をゼロ電圧でターンオン
させるに十分な励磁電流を確保できる。従って，軽負荷
時でも主スイッチをゼロ電圧でターンオンできる。
また主スイッチのターンオフ時については，定常の場合
と同様に，励磁電流のみが流れている状態で主スイッチ
をゼロ電圧ターンオフさせるので，極めて低損失のター
ンオフを実現できる。
と同様に，励磁電流のみが流れている状態で主スイッチ
をゼロ電圧ターンオフさせるので，極めて低損失のター
ンオフを実現できる。
第４図に従来方法と本発明方法による電力損失の産出結
果を示した。同図から周波数が大きくなるに伴い従来方
法では電力損失が急増するが，本発明方法では電力損失
がほとんど変わらないのが分かる。
果を示した。同図から周波数が大きくなるに伴い従来方
法では電力損失が急増するが，本発明方法では電力損失
がほとんど変わらないのが分かる。
以上述べたように本発明によれば， （１）主スイッチとして用いられるスイッチング半導体
素子の寄生容量の充放電をインダクタンスの蓄積磁気エ
ネルギで行っているので，スイッチング半導体素子の寄
生容量の充放電による電力損失は実質的に生じない。
素子の寄生容量の充放電をインダクタンスの蓄積磁気エ
ネルギで行っているので，スイッチング半導体素子の寄
生容量の充放電による電力損失は実質的に生じない。
（２）スイッチング半導体素子の寄生容量の放電の進行
に伴いスイッチング半導体素子の両端の電圧がゼロにな
った時点で，そのスイッチング半導体素子をターンオン
させているので，ゼロ電流・ゼロ電圧ターンオンが実現
でき，ターンオン損失が生じない。
に伴いスイッチング半導体素子の両端の電圧がゼロにな
った時点で，そのスイッチング半導体素子をターンオン
させているので，ゼロ電流・ゼロ電圧ターンオンが実現
でき，ターンオン損失が生じない。
（３）主共振電流に比べてはるかに小さい変圧器の励磁
電流が流れている状態で主スイッチをターンオフ制御
し，主スイッチの寄生容量を利用してゼロ電圧ターンオ
フを実現しているので，ターンオフ損失を無視できる程
小さくできる。
電流が流れている状態で主スイッチをターンオフ制御
し，主スイッチの寄生容量を利用してゼロ電圧ターンオ
フを実現しているので，ターンオフ損失を無視できる程
小さくできる。
（４）出力電圧に依存する誤差信号に対応して主スイッ
チのターンオフ時点を制御して出力電流休止期間中，小
さな励磁電流を一定に保持できるので，その休止期間を
大幅に制御して出力制御を広範囲にわたって行ってもゼ
ロ電流・ゼロ電圧スイッチングを維持出来る。
チのターンオフ時点を制御して出力電流休止期間中，小
さな励磁電流を一定に保持できるので，その休止期間を
大幅に制御して出力制御を広範囲にわたって行ってもゼ
ロ電流・ゼロ電圧スイッチングを維持出来る。
などの効果を有する共振型コンバータの制御方法を提供
できる。
できる。
第１図及び第２図はそれぞれ本発明に係る制御方法を実
施するための別々の共振型Ｄ−DCコンバータの概略回路
構成を示す図，第３図は本発明を説明するのに用いられ
る各部の動作波形図，第４図は本発明の特にスイッチン
グ時点での各部の動作波形の詳細を示す図，第５図は軽
負荷時における本発明を説明するのに用いられる各部の
動作波形図，第６図は本発明方法と従来方法のよる電力
損失を比較するための図，第７図は従来方法のよるスイ
ッチング半導体素子の主端子間容量の充放電に伴う電力
損失を示す図である。 1,2……直流入力電源,3,4……主スイッチ， 5,6……主スイッチの主端子間容量， 9,10……共振用コンデンサ， 11,12……電圧クランプ用ダイオード， 13……共振用インダクタ,14……変圧器， 15,16……電圧監視回路,17,18……駆動回路， 19……コントローラ， 25……共振電圧制御用インダクタ，
施するための別々の共振型Ｄ−DCコンバータの概略回路
構成を示す図，第３図は本発明を説明するのに用いられ
る各部の動作波形図，第４図は本発明の特にスイッチン
グ時点での各部の動作波形の詳細を示す図，第５図は軽
負荷時における本発明を説明するのに用いられる各部の
動作波形図，第６図は本発明方法と従来方法のよる電力
損失を比較するための図，第７図は従来方法のよるスイ
ッチング半導体素子の主端子間容量の充放電に伴う電力
損失を示す図である。 1,2……直流入力電源,3,4……主スイッチ， 5,6……主スイッチの主端子間容量， 9,10……共振用コンデンサ， 11,12……電圧クランプ用ダイオード， 13……共振用インダクタ,14……変圧器， 15,16……電圧監視回路,17,18……駆動回路， 19……コントローラ， 25……共振電圧制御用インダクタ，
Claims (3)
- 【請求項１】直列接続された一対の共振用コンデンサ及
び一対のスイッチング半導体素子を直流入力電源にそれ
ぞれ並列接続すると共に，前記共振用コンデンサに並列
にダイオードを接続し，前記スイッチング半導体素子同
士の接続点と前記共振用コンデンサ同士の接続点間に変
圧器の１次巻線と直列に共振用インダクタを接続し，該
変圧器の２次巻線に接続された整流回路，平滑回路を介
して直流出力を得るように構成し，前記スイッチング半
導体素子の交互の開閉に伴い生ずる前記共振用コンデン
サと前記共振用インダクタとの直列共振を利用して出力
を発生する共振形DC−DCコンバータの制御方法におい
て， 前記スイッチング半導体素子の一方のターンオフ後，そ
の導通期間に前記変圧器と前記共振インダクタに蓄えら
れた磁気エネルギにより，前記スイッチング半導体素子
の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると共に，前記スイ
ッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄えられたエネ
ルギを放電し，そして前記スイッチング半導体素子の他
方の両端の電圧が十分低い設定電圧値以下に低下した時
点で前記スイッチング半導体素子の他方をターンオン駆
動することを特徴とする共振形DC−DCコンバータの制御
方法。 - 【請求項２】直列接続された一対の共振用コンデンサ及
び一対のスイッチング半導体素子を直流入力電源にそれ
ぞれ並列接続すると共に，前記共振用コンデンサに並列
にダイオードを接続し，また前記直流入力電源側と前記
共振用コンデンサ同士の接続点との間に共振電圧制御用
インダクタを接続し，前記スイッチング半導体素子同士
の接続点と前記共振用コンデンサ同士の接続点間に変圧
器の１次巻線と直列に共振用インダクタを接続し，該変
圧器の２次巻線に接続された整流回路、平滑回路を介し
て直流出力を得るように構成し，前記スイッチング半導
体素子の交互の開閉に伴い生ずる前記共振用コンデンサ
と前記共振用インダクタとの直列共振及び前記共振用コ
ンダクタと前記共振電圧制御用インダクタとの直列共振
とを利用して出力を発生・制御する共振形DC−DCコンバ
ータの制御方法において， 前記スイッチング半導体素子の一方のターンオフ後，そ
の導通期間に前記変圧器と前記共振インダクタに蓄えら
れた磁気エネルギにより，前記スイッチング半導体素子
の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると共に，前記スイ
ッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄えられたエネ
ルギを放電し，そして前記スイッチング半導体素子の他
方の両端の電圧が十分低い設定電圧値以下に低下した時
点で前記スイッチング半導体素子の他方をターンオン駆
動することを特徴とする共振形DC−DCコンバータの制御
方法。 - 【請求項３】前記共振用インダクタのインダクタンスに
代えて前記変圧器の漏洩インダクタンスを使用する請求
項（１）又は（２）に記載の共振形DC−DCコンバータの
制御方法において， 前記スイッチング半導体素子の一方のターンオフ後，そ
の導通期間に前記変圧器の漏洩インダクタンスに蓄えら
れた磁気エネルギにより，前記スイッチング半導体素子
の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると共に，前記スイ
ッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄えられたエネ
ルギを放電し，そして前記スイッチング半導体素子の他
方の両端の電圧が十分低い設定電圧値以下に低下した時
点で前記スイッチング半導体素子の他方をターンオン駆
動することを特徴とする共振形DC−DCコンバータの制御
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16241489A JPH0750987B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16241489A JPH0750987B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0327768A JPH0327768A (ja) | 1991-02-06 |
| JPH0750987B2 true JPH0750987B2 (ja) | 1995-05-31 |
Family
ID=15754148
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16241489A Expired - Fee Related JPH0750987B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0750987B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2722869B2 (ja) * | 1991-06-11 | 1998-03-09 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| JP2513381B2 (ja) * | 1991-09-24 | 1996-07-03 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| KR20000054033A (ko) * | 2000-05-18 | 2000-09-05 | 경원석 | 차광캡부 불변 추모사진 갑 |
| ATE524285T1 (de) | 2003-01-10 | 2011-09-15 | Mitsuboshi Diamond Ind Co Ltd | Vorrichtung und verfahren zum ritzen von trägern aus sprödem material sowie automatische analyselinie |
| CN107528477A (zh) * | 2017-08-08 | 2017-12-29 | 西南交通大学 | 一种准谐振软开关双管反激dc/dc变换器 |
| CN108189694A (zh) * | 2018-01-09 | 2018-06-22 | 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 | 一种用于车载充电机的控制装置和控制方法 |
-
1989
- 1989-06-23 JP JP16241489A patent/JPH0750987B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0327768A (ja) | 1991-02-06 |
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