JP3761887B2

JP3761887B2 - 既知信号区間検出回路

Info

Publication number: JP3761887B2
Application number: JP2004008049A
Authority: JP
Inventors: 治長谷川; 正法芳賀; 秀明吉田; 幸司野崎
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2004-01-15
Filing date: 2004-01-15
Publication date: 2006-03-29
Anticipated expiration: 2024-01-15
Also published as: JP2005204050A

Description

本発明は、受信信号中に含まれるプリアンブル等の既知信号区間を検出する回路に関する。

受信信号にシンボル再生等のための装置基準タイミングを同期させるべく、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）を用いて既知信号区間を検出する手法が提案されている（例えば非特許文献１）。この手法では、受信信号を検波した検波信号に対してＤＦＴが施され、そのＤＦＴの結果から、特定の周波数成分（既知信号区間のシンボル値の変化に対応した周波数成分）の強度が大きい期間としてプリアンブルが検出され、さらにそのプリアンブルから、受信信号に対するシンボル再生タイミングの誤差等が検出される。

Yung-Liang Huang,Kong-Dar Fan,Chia-Chi Huang、A Fully Digital Noncoherent and Coherent GMSK Receiver Archetecture with Joint Symbol Timing Error and Frequency Offset Estimation、IEEE Transactions on vehicular technology、２０００年５月、Vol. 49、pp.863-874。

しかしながら、上記手法では、プリアンブル以外のノイズやデータの受信中に、偶々、設定された周波数成分の強度が大きくなった場合には、その期間がプリアンブルとして誤検出されてしまい、タイミング等の誤差の補正を精度良く行うのが難しくなってしまうという問題があった。その場合には、シンボルを正しく再生するのも難しくなってしまう。

本発明にかかる既知信号区間検出回路は、受信信号を検波して得られた検波信号の平均値を取得する平均値取得部と、前記平均値取得部で取得された平均値と所定数のタイミング分だけ前に取得された平均値との差分値を取得する差分取得部と、前記検波信号に対し、各タイミングで、受信信号中の既知信号区間より短い所定の期間を対象として離散フーリエ変換を実行する離散フーリエ変換部と、各タイミングで、前記離散フーリエ変換部からの出力のうち前記既知信号区間におけるシンボル値の変化の周波数に対応する成分の強度を取得する第一の強度取得部と、複数のタイミングで得られた前記強度に基づいて受信信号の既知信号区間を取得する既知信号区間取得部と、を備える。

上記本発明にかかる既知信号区間検出回路では、さらに、前記各タイミングで、前記離散フーリエ変換部からの出力のうち前記既知信号区間におけるシンボル値の変化の周波数に対応する成分とは異なる周波数の成分の強度を取得する第二の強度取得部を備え、既知信号区間取得部は、所定回数連続したタイミングで上記強度が所定の閾値と同じであるかまたは超えたときに、既知信号区間を検出する第一の検出手段と、所定の期間内で所定回数以上のタイミングで前記強度が所定の閾値と同じであるかまたは超えたときに、そのタイミングに対応する期間を既知信号区間として検出する第二の検出手段と、第二の強度取得部において複数のタイミングで得られた前記強度に基づいて受信信号の既知信号区間を検出する第三の検出手段と、前記差分取得部によって取得された差分値の大きさに基づいて受信信号の既知信号区間を検出する第四の検出手段と、の少なくとも一つにより検出することが好適である。

上記本発明にかかる既知信号区間検出回路では、上記既知信号区間取得部の検出結果に基づいて、既知信号区間の受信期間以外のタイミングで、上記既知信号区間検出回路のうち少なくとも一部の動作が停止されるのが好適である。

上記本発明にかかる既知信号区間検出回路では、受信信号中のデータ区間のタイミングで、上記既知信号区間検出回路のうち少なくとも一部の動作が停止されるのが好適である。

上記本発明にかかる既知信号区間検出回路では、上記強度取得部は、離散フーリエ変換の同相成分の絶対値と直交成分の絶対値との和として強度を取得するのが好適である。

上記本発明にかかる既知信号区間検出回路では、前記差分取得部によって取得された差分値の大きさに基づいて受信信号の既知信号区間を検出するのが好適である。

また、本発明にかかる誤差検出回路は、上記本発明にかかる既知信号区間検出回路と、上記離散フーリエ変換部からの出力信号に基づいて受信信号に対する装置基準タイミングの誤差を検出するタイミング誤差検出部と、を備える。

上記本発明にかかる誤差検出回路では、上記タイミング誤差検出部は、検出された既知信号区間内の所定のタイミングで取得された装置基準タイミングの受信信号に対する誤差を検出結果として出力するのが好適である。

上記本発明にかかる誤差検出回路では、上記タイミング誤差検出部は、シフトレジスタを備え、強度が閾値を超えた各タイミングで取得されたタイミング誤差を当該シフトレジスタに順次格納しておき、既知信号区間が検出されたときに、当該シフトレジスタの所定の段に格納されたタイミング誤差を、検出結果として出力するのが好適である。

上記本発明にかかる誤差検出回路では、上記タイミング誤差検出部は、上記離散フーリエ変換部において取得された離散フーリエ変換結果における同相成分Ｒｅおよび直交成分Ｉｍから求まる位相誤差θ（＝ｔａｎ^−１（Ｉｍ／Ｒｅ））に対応したタイミング誤差を検出結果として出力するのが好適である。

また、本発明にかかる受信装置は、上記本発明にかかる誤差検出回路によって検出されたタイミング誤差に基づいて装置基準タイミングを補正する受信装置であって、上記既知信号区間取得部によって既知信号区間が検出されたときに装置基準タイミングの補正を行う。

また、本発明にかかる受信装置は、受信信号を検波して検波信号を生成する受信装置であって、上記既知信号区間検出回路によって検出された既知信号区間に基づいて、受信信号の非受信期間を予測する非受信期間予測部を備え、上記非受信期間において上記受信装置のうち少なくとも一部の動作を停止する。

以下、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態にかかる受信装置１０の一例を示すブロック図、図２は、受信装置１０に含まれる統合ブロック２４（既知信号区間検出部２６および誤差検出部２８を含む）の一例を示すブロック図、図８は、受信装置１０（１０ａ）の別の一例を示すブロック図、また図９は、統合ブロック２４（２４ａ）の別の一例を示すブロック図である。

図１の例では、アンテナ１２で受信されたＲＦ信号は、ＲＦ処理回路１４によって増幅、フィルタリング、周波数変換等の処理が施され、ＩＦ信号となる。

ＩＦ信号は、ＩＦフィルタ１６によってフィルタリングされた後、検波部１８に入力される。そして、検波部１８から出力された検波信号は、シンボル取得部２２に送られ、ここで各シンボルが取得される。

検波部１８では、信号の復調方式に応じた検波が行われる。一例として、信号がＧＭＳＫやＧＦＳＫによってディジタル変調されている場合、検波部１８は、ディスクリミネータ検波部として構成することができる。また別の例として、信号がＰＳＫやＱＡＭによってディジタル変調されている場合、検波部は、直交検波部として構成することができる。

また、シンボル取得部２２では、装置基準のシンボル再生タイミングで検波信号が取得され（サンプリングされ）、その値と所定の閾値との比較結果に基づいて各シンボルのビット（Ｈ／Ｌまたは１／０）が取得される。なお、検波信号から直接シンボルを取得するのではなく、何らかの前処理（例えば間引き処理等）を行った後にシンボルを取得するようにしてもよい。

なお、シンボル取得部２２における装置基準タイミングや所定の閾値は、補正部２０において補正される。そして、これらの補正は、既知信号および誤差の検出用の統合ブロック２４で取得された各種誤差を解消するように行われる。なお、統合ブロック２４には、既知信号区間検出部２６および誤差検出部２８が含まれるが、これらの構成例については後に詳しく述べる。

さらに、図１の受信装置１０は、電源制御部３０，３２および非受信期間予測部３４を備え、これらにより、装置各部の電源供給が制御されるように構成されている。これらの動作についても後に詳しく述べる。

さて、図２に一例として示す既知信号区間検出部２６は、離散フーリエ変換部（以下、単にＤＦＴ部と記す）３６、強度取得部３８、および既知信号区間取得部４０を含む。なお、以下では、本実施形態にかかる受信装置１０を船舶用の自動識別システム（ＡＩＳ：Automatic Identification System）に適用した場合を例にあげつつ説明を行う。

図３は、ＡＩＳ用のパケット５０の１スロットの構成例を示す図である。図３の例では、１スロットは合計２５６シンボル（２５６ビット）で構成されており、その内訳は、ランプアップ：８シンボル、トレーニングシーケンス：２４シンボル、スタートフラグ：８シンボル、データ：１６８シンボル、ＣＲＣ：１６シンボル、エンドフラグ：８シンボル、バッファリング：２４シンボルである。このうち、トレーニングシーケンス（２４シンボル）がプリアンブルと呼ばれ、既知信号区間に相当する部分である。

ＤＦＴ部３６は、検波部１８からの検波信号に対して離散フーリエ変換処理（以下、単にＤＦＴ処理と記す）を施す。ここでのＤＦＴ処理は、各タイミングで、既知信号区間より短い所定期間で離散化したデータに対して実行される。

ＤＦＴ部３６に入力される信号をｆ（ｎ）とすると、ＤＦＴ処理出力Ｆ（ｋ）、およびその実数成分Ｒｅ（ｋ）および虚数成分Ｉｍ（ｋ）は、

となる。ここに、Ｎは、ＤＦＴ処理を行う期間で離散化したポイント数である。

そして、ＤＦＴ部３６が、２４シンボルのトレーニングシーケンスより短い１６シンボル分の期間をシンボル再生タイミングで離散化したデータに対してＤＦＴ処理を実行する場合、ＤＦＴ処理出力Ｆ_２４００（ｔ）は、式（１）から

となる。また、実数成分Ｒｅ_２４００（ｔ）は、式（２）から

となり、また、虚数成分Ｉｍ_２４００（ｔ）は、式（３）から

となる。

このＤＦＴ部３６は、特定の周波数成分についてのＤＦＴ処理結果を出力することができる。本実施形態では、既知信号区間内のシンボルの値の変化する周波数を含む周波数帯域の成分を出力する。これは、後段の回路において、当該周波数成分の強度から、既知信号区間が含まれているか否かを検出するためである。具体的には、例えば、ＡＩＳのシンボルの周波数が９６００［Ｈｚ］であり、そのトレーニングシーケンス中で、シンボルの値が１１００１１００・・・と２シンボルおきに変化する場合、検波信号の１周期は４シンボル分の期間となり、シンボルの値の変化する周波数は９６００／４＝２４００［Ｈｚ］となる。すなわち、検波信号のうち既知信号区間に相当する部分には２４００［Ｈｚ］の成分が含まれていることになる。そこで、ＤＦＴ部３６は、２４００［Ｈｚ］（帯）の周波数成分について上記式（５）、（６）の値を演算し、これを出力する。

強度取得部３８は、ＤＦＴ部３６の出力信号に基づいて、各タイミングで、既知信号区間内のシンボル値の変化する周波数の成分の強度（振幅）を取得する。一例として、この強度は、ＤＦＴ部３６からの出力信号の実数成分の絶対値と虚数成分の絶対値との和として取得することができる。すなわち、２４００［Ｈｚ］の成分の強度Ａ_２４００（ｔ）は、Ａ_２４００（ｔ）＝｜Ｒｅ_２４００（ｔ）｜＋｜Ｉｍ_２４００（ｔ）｜となる。ここに、Ｒｅ_２４００（ｔ）は２４００［Ｈｚ］帯の実数成分、Ｉｍ_２４００（ｔ）は同じく虚数成分である。なお、この強度は、実数成分の２乗と虚数成分の２乗との和、あるいはその平方根として取得することもできるが、各絶対値の和として取得する場合が、演算を実行する回路は最も簡素になる。

そして、既知信号区間取得部４０は、強度取得部３８によって得られた強度から既知信号区間を検出する。図３の下段（拡大図）に、各タイミングにおけるＤＦＴ処理の元となる期間（Ｔｄ；それぞれ１６Ｔ、Ｔ：タイミングｔの間隔）の一例を示している（ただし、トレーニングシーケンスの前後のみ）。強度取得部３８によって得られた強度は、ＤＦＴ処理結果のうち、既知信号区間内でシンボル値の変化する周波数帯域の成分を元に得られたものである。したがって、ＤＦＴ処理の元となる期間Ｔｄが既知信号区間と重なる場合に、その強度が大きくなるはずである。

本実施形態にかかる既知信号区間取得部４０は、まず、強度取得部３８によって得られた強度を所定の閾値と比較する。このとき、所定の閾値と同じであるかまたは超えた場合には、その強度に対応する期間は既知信号区間である可能性が高いということができる。なお、閾値としては、実際に得られる強度あるいは得られると見込まれる強度を元に適切な値（例えば最大強度の９０％の大きさ）を予め設定しておく。

さらに、本実施形態にかかる既知信号区間取得部４０は、所定回数連続したタイミングでその強度が所定の閾値と同じであるかまたは超えたときに、そのタイミングに対応する期間を既知信号区間とする。ここで、それより長い期間を元にしたＤＦＴ処理結果の強度を、それより少ない回数（例えば１回）調べることで、既知信号区間を検出することも可能である。しかし、そうすると、既知信号区間でない時点でノイズ等によって偶々強度が大きくなってしまった場合には、それを排除することができない。すなわち誤検出の可能性が比較的高くなってしまう。逆に、それより長い期間について演算を行うと、その分、ＤＦＴ部３６の回路規模も大きくなってしまう。そこで、本実施形態では既知信号区間より短い期間を対象としてデータサイズを小さくすることで回路の小規模化を図りつつ、強度取得部３８から出力された強度を複数回調べることで検出精度の向上を図っている。

図４は、図３に例示したＡＩＳ用のパケット５０を受信した場合の、既知信号区間検出部２６の各部の波形の一例を示す図である。図４において、（ａ）は、検波部１８から出力された検波信号、（ｂ）は、タイミングｔで取得された２４００［Ｈｚ］帯の強度Ａ_２４００（ｔ）である。この図から明らかなように、複数回連続したタイミングで強度Ａ_２４００（ｔ）が閾値Ａｔｈより高い期間が出現していることがわかる。

ここで、図４は、トレーニングシーケンスを２４シンボル、タイミングｔを１シンボルあたり１回とした場合の例であるが、この場合、強度Ａ_２４００（ｔ）は、トレーニングシーケンスに対応する期間（＝２４シンボル分の期間、すなわち２４Ｔ）より短い１６Ｔの期間に亘って大きくなっていることがわかる。これは、ＤＦＴ処理の元となる期間Ｔｄがトレーニングシーケンスに対して前または後にずれている場合（図３のＡまたはＣ）の強度Ａ_２４００（ｔ）が、期間Ｔｄがトレーニングシーケンス内に完全に含まれる場合（図３のＢ）の強度Ａ_２４００（ｔ）に比べて、小さくなるからである。また、図４の（ｂ）を見ると、トレーニングシーケンスに対応する期間以外では、連続して閾値を超える期間は出現していないこともわかる。既知信号区間を判定するための連続回数は、こうした現象を考慮し、少なくとも既知信号区間全体に対応したタイミングの回数（１シンボルあたり１回の場合は既知信号区間のシンボル数）より少なくし、かつ、既知信号区間以外で偶然生じる可能性がある連続回数（例えば２や３）より多くするのが好適である。具体的には、図４の例の場合、既知信号区間（トレーニングシーケンス）が１６Ｔの期間として出現しているのに対して、既知信号区間を判定するための連続回数を、例えば８回とする。すなわち、既知信号区間取得部４０は、強度Ａ_２４００（ｔ）が、連続８回に亘って閾値Ａｔｈと同じであるかまたは超えた場合に、そのタイミングに対応する期間が少なくとも既知信号区間（トレーニングシーケンス）であると判定する。この場合、既知信号区間取得部４０は、閾値Ａｔｈを超えたときにのみＨレベル信号が入力されるカウンタ（図示せず）を備え、そのカウント数が連続回数に到達したときに既知信号区間であると判定するようにすればよい。さらに、閾値Ａｔｈを超えなかったときに入力されたＬレベル信号によってカウント数がリセットされるようにすれば、連続した回数によって既知信号区間の検出を行うことができる。なお、閾値Ａｔｈや連続回数は、上記例には限られず、通信環境や装置構成等に応じて異なる値を設定することができる。

また、ごく希に、既知信号区間に何らかのノイズが混入し、既知信号区間に対応する強度Ａ_２４００（ｔ）が、一時的に落ち込む場合があるかもしれない。そこで、既知信号区間取得部４０は、所定の期間内で所定回数以上のタイミングで強度が所定の閾値と同じであるかまたは超えたことにより、既知信号区間であると判定してもよい。一例として、図４の例の場合には、連続１０回のタイミングｔのうち８回以上強度Ａ_２４００（ｔ）が閾値Ａｔｈを超えた場合に、そのタイミングｔに対応する期間が少なくとも既知信号区間（トレーニングシーケンス）であると判定すればよい。

また、既知信号区間のシンボル値の変化の周波数以外の周波数についてのＤＦＴ処理結果の強度に基づいて、より確実に既知信号区間を検出するようにしてもよい。上述したように、所望の受信信号の既知信号区間内では、シンボル値は所定の周波数（上記例では２４００［Ｈｚ］）で変動するので、それ以外の周波数では比較的強度が小さくなる。これに対し、ノイズの場合には、シンボル値の変化する周波数以外の周波数でも強度が大きくなっている可能性がある。そこで、図９に例示するように、既知信号区間検出部２６に第二の強度取得部３８ａを設け、ＤＦＴ部３６の出力信号から、各タイミングで、既知信号区間内のシンボル値の変化する周波数以外の周波数（例えば１２００［Ｈｚ］）の成分の強度（振幅）を取得する。そして、既知信号区間取得部４０ａは、第二の強度取得部３８ａで得られた強度が所定の閾値より大きい場合には、強度取得部３８の出力結果によらず、既知信号区間の検出を行わない。これにより、既知信号区間の検出精度を向上することができる。

なお、ＤＦＴ部３６に入力される前に、検波信号に所定の処理（例えば、間引き処理、２シンボル期間の積分処理等）を施しても構わない。間引き処理は、データサイズを低減して回路の小規模化に寄与する。

さて、図２に例示する誤差検出部２８は、さらに、位相誤差取得部４２、タイミング誤差取得部４４、およびオフセット誤差取得部４６を含む。

位相誤差取得部４２は、各タイミングｔにおいてＤＦＴ部３６で取得された実数成分Ｒｅおよび虚数成分Ｉｍに基づいて、位相誤差を取得する。例えば、周波数２４００［Ｈｚ］の実数成分をＲｅ_２４００、虚数成分をＩｍ_２４００とすると、位相誤差Δθは、Δθ＝ｔａｎ^−１（Ｉｍ_２４００／Ｒｅ_２４００）として取得することができる。

タイミング誤差取得部４４は、位相誤差に対応するタイミング誤差を取得する。図５は、上記ＡＩＳの例における位相誤差Δθとタイミング誤差Δｔとの相対関係の一例を示す図である。２４００［Ｈｚ］の信号は、４シンボルで１周期（＝３６０（°；ｄｅｇ））であるから、タイミング誤差Δｔは、１シンボルの周期をＴとすると、Δθ＝０のときはΔｔ＝０、Δθ＝４５（ｄｅｇ）のときはΔｔ＝０．５Ｔ、Δθ＝９０（ｄｅｇ）のときはΔｔ＝Ｔ、Δｔ＝−４５（ｄｅｇ）のときはΔｔ＝−０．５Ｔ、Δθ＝−９０（ｄｅｇ）のときはΔｔ＝−Ｔとなる。かかる相対関係を示す情報は、例えば、記憶部（例えばメモリ等；図示せず）に記憶され、タイミング誤差取得部４４は、位相誤差取得部４２より受け取った位相誤差Δθに対応するタイミング誤差Δｔを取得する。

ただし、こうして取得した位相誤差およびタイミング誤差は、既知信号区間の検波信号に基づいて取得したもののみが有効である。そこで、本実施形態にかかるタイミング誤差取得部４４は、既知信号区間検出部２６において既知信号区間が検出されたときにのみ、タイミング誤差を示す情報を出力する。例えば、上述したように、強度が、連続８回に亘って閾値Ａｔｈと同じであるかまたは超えた場合に、そのタイミングに対応する期間が既知信号区間であると判定する場合、タイミング誤差取得部４４は、その８回目のタイミングでのみ、タイミング誤差Δｔを出力すればよい。

また、強度Ａ_ｆ（ｔ）が閾値Ａｔｈを超えた各タイミングｔで取得されたタイミング誤差Δｔ_ｉを、例えばシフトレジスタに順次格納しておき、既知信号区間が検出されたときに、シフトレジスタの所定の段に格納されたタイミング誤差Δｔが出力されるようにしてもよい。図６は、かかる処理を行うタイミング誤差取得部４４の要部の一例を示す図である。この場合には、既知信号区間内の所定のタイミング（好適にはその略中央となるタイミング）におけるタイミング誤差Δｔが出力されるように、シフトレジスタ４４ａの出力タップの位置（すなわち段の位置）を決定する。例えば、既知信号区間取得部４０において、既知信号区間が、強度が閾値Ａｔｈを連続Ｍ回超えた区間（ただし、Ｍ≧Ｍｍｉｎ、Ｍｍｉｎは予め設定された値、図４の場合には例えばＭｍｉｎ＝１４）として取得された場合、当該区間の開始あるいは終了のタイミング誤差（図６ではΔｔ_０またはΔｔ_１５）からＭ／２もしくはＭ／２＋１番目（ただし、Ｍが偶数の場合）またはＭ／２＋０．５もしくはＭ／２−０．５番目（以上、Ｍが奇数の場合）のタイミング誤差（図６では開始（Δｔ_０）から８番目となるΔｔ_８、すなわち既知信号区間のほぼ中央となるタイミングでのタイミング誤差Δｔ_ｉ）が出力されるよう、タイミング誤差取得部４４は、既知信号区間検出部２６から取得した当該連続回数Ｍに応じて、シフトレジスタの出力タップ位置を切り替える。なお、既知信号区間の終了したタイミングを基準としてタップ位置を決定する場合には、シフトレジスタ４４ａの段数は、Ｍ／２＋１段とすることができ、回路規模を小型化できるというメリットがある。また、タイミング誤差Δｔを取得するタイミングは、既知信号区間の中央以外のタイミングとしてもよいし、適宜変更したり動的に切り替えるようにしてもよい。さらに、シフトレジスタに格納された既知信号区間内の全てのタイミングにおけるタイミング誤差Δｔの平均値を用いてもよい。

オフセット誤差取得部４６は、既知信号区間におけるＤＦＴ部３６の出力のオフセット誤差ΔＡを取得する。このオフセット誤差ΔＡも、上記タイミング誤差Δｔと同様、既知信号区間が検出されたときに取得するのが好適である。既知信号区間の検波信号が周期的に変化する場合には、既知信号区間において検波信号の積分値あるいは平均値を取得することで、検波信号のオフセット量を取得することができる。変調方式がＧＭＳＫあるいはＧＦＳＫの場合には、検波信号のオフセット量は、周波数誤差に相当する。なお、オフセット誤差ΔＡを取得する区間は必ずしも２４００［Ｈｚ］のＤＦＴの区間（上記例では１６Ｔ）とする必要はなく、別の区間（例えば８Ｔ）としてもよい。また、離散化点数がより多いあるいはより少ないデータからオフセット誤差ΔＡを算出してもよい。また、タイミング誤差Δｔの場合と同様に、オフセット誤差ΔＡをシフトレジスタを用いて取得することができる。ここで、オフセット誤差ΔＡの取得にのみシフトレジスタを用い、当該オフセット誤差ΔＡを取得するのに、既知信号区間が検出されたタイミングより前のタイミングのデータを用いても構わない。

こうして誤差検出部２８において取得されたタイミング誤差Δｔおよびオフセット誤差は補正部２０に送られ、シンボル取得部２２におけるシンボル再生タイミングの補正や、ビット判定の閾値の補正等に用いられる。ここでは、いずれの補正も、取得された誤差が解消するように行えばよい。このような補正を行うことで、シンボル取得部２２におけるシンボル再生の精度をより一層向上させることができる。また、図８に例示するように補正部２０ａを設け、検波信号に対して、タイミングの補正（進み補正／遅れ補正）や振幅オフセットの補正を行うようにしてもよい。なお、取得された誤差を用いて、受信装置の他の部分（例えば検波部等）で補正を行ってもよい。

既知信号区間検出部２６および誤差検出部２８を含む統合ブロック２４は、入力された検波信号に既知信号区間が含まれていない期間では、処理を停止しても構わない。そこで、本実施形態では、電源制御部３２を設け、所定の期間においては、統合ブロック２４に電源を供給しないようにしている。一例として、図３のパケット５０を受信した場合には、電源制御部３２は、スタートフラグが検出された時点から所定期間（例えばエンドフラグが検出されるまでの期間、データ区間に相当する期間、パケット終了までの期間等）、統合ブロック２４に対する電源の供給を停止することができる。また別の例として、電源制御部３２は、既知信号区間取得部４０で検出された既知信号区間を基準として、既知信号区間以外の期間において統合ブロック２４に対する電源の供給を停止することができる。その場合、既知信号区間の前後に、電源を供給するマージン期間を設定してもよい。なお、一定の時間間隔で連続してパケットが受信されている状況では、一旦電源の供給／停止のタイミングを決定し、それ以降は、パケットが受信される周期で電源を供給／停止するようにしてもよい。ここで、パケットの受信周期は、既知信号区間の検出された周期として検出することができる。したがって、パケットの受信開始当初（例えば２〜３回目まで等）は、電源を停止することなく各パケットに含まれる既知信号区間の出現周期を取得し、その後、取得された周期で電源を供給／停止するようにしてもよい。さらに、所定期間経過した後に、再度既知信号区間の検出結果から電源を供給／停止するタイミングおよび周期を再決定（修正）するようにしてもよい。

また、既知信号区間取得部４０の検出結果、シンボル取得部２２によって取得されたシンボルの値、あるいは抽出されたフラグ等から、非受信期間予測部３４によってパケットの受信期間および／または非受信期間を予測することができる。そして、予測されたパケットの非受信期間において、電源制御部３０は、検波部１８はもちろんのこと、ＲＦ信号の処理、ＩＦ信号の処理、ベースバンド信号の処理を実行する各部（すなわち、電源制御部等の一部を除く復調処理部全体）に対する電源の供給を停止することができる。なお、この場合も、一定の時間間隔で連続してパケットが受信されている状況では、一旦電源の供給／停止のタイミングを決定し、それ以降は、パケットが受信される周期で電源を供給／停止するようにしてもよい。さらに、この場合も、所定期間経過した後に、再度既知信号区間の検出結果から電源を供給／停止するタイミングおよび周期を再決定（修正）するようにしてもよい。また、パケット受信期間の前後に、電源を供給するマージン期間を設定してもよい。

図７は、既知信号区間の検出結果に基づいて、統合ブロック２４（既知信号区間検出部２６および誤差検出部２８）および検波部１８の電源のＯＮ／ＯＦＦが制御される場合のタイミングチャートの一例を示す図である。図７の例では、第１回目および第２回目のパケット５０ａ，５０ｂが受信された後に、それらパケット５０ａ，５０ｂ中の既知信号区間（ＴＳ）について取得された結果（誤差）に基づいて誤差補正が実行されるとともに、第２回目のパケット５０ｂ以降、統合ブロック２４および検波部１８の電源のＯＮ／ＯＦＦが制御される。

ところで、既知信号（トレーニングシーケンス信号）は周期信号であるから、既知信号区間内では、検波信号のＩシンボル区間（ＡＩＳではＩ＝４の倍数）における平均値はほぼ一定となる。そこで、検波信号のＩシンボル区間における平均値の所定期間（既知信号区間の長さに対応する期間）内での変動を観測し、その変動が極めて小さい場合に、既知信号区間を検出したものとすることができる。

図１０は、上記平均値の変動に基いて既知信号区間を検出する既知信号区間検出部２６ａの一例を示すブロック図である。この既知信号区間検出部２６ａは、ＤＦＴ部３６および強度取得部３８の他に、平均値取得部５２、差分取得部５４、平均値変動判定部５６、および既知信号区間取得部４０ｂを含む。この既知信号区間検出部２６ａは、既出の既知信号区間検出部２６に替えて用いることができる。

平均値取得部５２は、各タイミングｔで、検波信号のＩシンボル区間における平均値を取得する。なお、ＤＦＴ部３６で取得される直流成分を平均値として用いてもよい。

差分取得部５４は、この例では、Ｌサンプル分だけ遅延させる遅延回路５８と減算回路６０とを含み、Ｌサンプル前の平均値と現タイミングでの平均値との差分値を取得する。

図１１は、既知信号の繰り返し周波数と同じ周波数の検波信号、その平均値、および差分値を示す図、図１２は、既知信号の繰り返し周波数と異なる周波数の検波信号、その平均値、および差分値を示す図である。これらの図からわかるように、検波信号の周波数が既知信号の繰り返し周波数と同じであるときは、平均値および差分値は変動せず、検波信号の周波数が既知信号の繰り返し周波数と異なるときは、平均値および差分値ともに変動することがわかる。

こうした変動を捉えるべく、まず、平均値変動判定部５６の第１の判定部６２は、各タイミングｔで取得された差分値の大きさ（絶対値）を所定の閾値（例えば検波信号の振幅の約１５％となる値）と比較し、差分値がその閾値と同じであるかまたはより小さい場合には各タイミングｔでの判定値として「０」を、そうでない場合には「１」を取得する。なお、絶対値によって判定するのではなく、差分値が所定範囲内にあるいか否かで判定するようにしてもよい。

次に、平均値変動判定部５６の第２の判定部６４は、各タイミングｔでの判定値の所定回数分（例えば既知信号区間が１６Ｔの場合には現タイミングより前の１２回分）の合計値を所定の閾値（例えば前記所定回数が１２の場合には０）と比較し、合計値がその閾値と同じであるかまたはより小さい場合には最終判定値として「０」を、そうでない場合には「１」を取得する。

既知信号区間取得部４０ｂは、強度取得部３８で取得された強度が所定回数以上にわたって所定の閾値と同じであるかまたは超え（この場合の出力を「０」とする）、かつ、平均値変動判定部５６によって平均値変動の大きさが所定範囲内であると判定されたときに、既知信号区間が検出されたものとする。このような動作を行う既知信号区間取得部４０ｂは、例えば図１０に示すように、ＡＮＤゲート６６、計数回路６８、および判定回路７０によって構成することができる。

以上のような平均値の変動の大きさに基づく判定を行うことにより、既知信号区間の誤検出をさらに抑制することができる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態には限定されず、等価な種々の形態で実施することが可能である。

本発明の実施形態にかかる受信装置の一例を示すブロック図である。本発明の実施形態にかかる受信装置に含まれる既知信号区間検出部および誤差検出部を含む統合ブロックの一例を示すブロック図である。ＡＩＳシステムにおけるパケットの構成の一例を示す図である。本発明の実施形態にかかる検波部から出力される信号（ａ）と強度取得部から出力される信号（ｂ）の波形の一例を示す図である。位相誤差とタイミング誤差との相対関係の一例を示す図である。本発明の実施形態にかかる受信装置に含まれるタイミング誤差補正部の一例を示す図である。本発明の実施形態にかかる受信装置における各部の電源のＯＮ／ＯＦＦの一例を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態にかかる受信装置の別の一例を示すブロック図である。本発明の実施形態にかかる受信装置に含まれる既知信号区間検出部および誤差検出部を含む統合ブロックの別の一例を示すブロック図である。本発明の実施形態にかかる受信装置に含まれる既知信号区間検出部の別の一例を示す図である。既知信号の繰り返し周波数と同じ周波数の検波信号、その検波信号に対して本発明の実施形態にかかる受信装置で取得された平均値、および差分値の一例を示す図である。既知信号の繰り返し周波数と異なる周波数の検波信号、その検波信号に対して本発明の実施形態にかかる受信装置で取得された平均値、および差分値の一例を示す図である。

符号の説明

１０，１０ａ受信装置、１２アンテナ、１４ＲＦ処理回路、１６ＩＦフィルタ、１８検波部、２０，２０ａ補正部、２２シンボル取得部、２４統合ブロック、２６，２６ａ既知信号区間検出部、２８誤差検出部、３０，３２電源制御部、３４非受信期間予測部、３６離散フーリエ変換部（ＤＦＴ部）、３８，３８ａ強度取得部、４０，４０ａ，４０ｂ既知信号区間取得部、４２位相誤差取得部、４４タイミング誤差取得部、４４ａシフトレジスタ、４６オフセット誤差取得部、５０，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄパケット、５２平均値取得部、５４差分取得部、５６平均値変動判定部、５８遅延回路、６０減算回路、６２第１の判定部、６４第２の判定部、６６ＡＮＤゲート、６８計数回路、７０判定回路。

Claims

受信信号を検波して得られた検波信号の平均値を取得する平均値取得部と、
前記平均値取得部で取得された平均値と所定数のタイミング分だけ前に取得された平均値との差分値を取得する差分取得部と、
前記検波信号に対し、各タイミングで、受信信号中の既知信号区間より短い所定の期間を対象として離散フーリエ変換を実行する離散フーリエ変換部と、
各タイミングで、前記離散フーリエ変換部からの出力のうち前記既知信号区間におけるシンボル値の変化の周波数に対応する成分の強度を取得する第一の強度取得部と、
複数のタイミングで得られた前記強度に基づいて受信信号の既知信号区間を取得する既知信号区間取得部と、
を備える既知信号区間検出回路。
請求項１に記載の既知信号区間検出回路であって、
さらに、前記各タイミングで、前記離散フーリエ変換部からの出力のうち前記既知信号区間におけるシンボル値の変化の周波数に対応する成分とは異なる周波数の成分の強度を取得する第二の強度取得部を備え、
前記既知信号区間取得部は、
所定回数連続したタイミングで前記強度が所定の閾値と同じであるかまたは超えたときに、そのタイミングに対応する期間を既知信号区間として検出する第一の検出手段と、
所定の期間内で所定回数以上のタイミングで前記強度が所定の閾値と同じであるかまたは超えたときに、そのタイミングに対応する期間を既知信号区間として検出する第二の検出手段と、
第二の強度取得部において複数のタイミングで得られた前記強度に基づいて受信信号の既知信号区間を検出する第三の検出手段と、
前記差分取得部によって取得された差分値の大きさに基づいて受信信号の既知信号区間を検出する第四の検出手段と、
の少なくとも一つにより検出することを特徴とする既知信号区間検出回路。
請求項１又は２に記載の既知信号区間検出回路であって、
前記既知信号区間取得部の検出結果に基づいて、既知信号区間の受信期間以外のタイミングで、前記既知信号区間検出回路のうち少なくとも一部の動作が停止されることを特徴とする既知信号区間検出回路。
請求項１〜３のうちいずれか一つに記載の既知信号区間検出回路であって、
受信信号中のデータ区間のタイミングで、前記既知信号区間検出回路のうち少なくとも一部の動作が停止されることを特徴とする既知信号区間検出回路。
前記強度取得部は、離散フーリエ変換の同相成分の絶対値と直交成分の絶対値との和として強度を取得することを特徴とする請求項１〜４のうちいずれか一つに記載の既知信号区間検出回路。
請求項１〜５のうちいずれか一つに記載の既知信号区間検出回路と、
前記離散フーリエ変換部からの出力信号に基づいて受信信号に対する装置基準タイミングの誤差を検出するタイミング誤差検出部と、
を備える誤差検出回路。
前記タイミング誤差検出部は、検出された既知信号区間内の所定のタイミングで取得された装置基準タイミングの受信信号に対する誤差を検出結果として出力することを特徴とする請求項６に記載の誤差検出回路。
前記タイミング誤差検出部は、シフトレジスタを備え、強度が閾値を超えた各タイミングで取得されたタイミング誤差を当該シフトレジスタに順次格納しておき、既知信号区間が検出されたときに、当該シフトレジスタの所定の段に格納されたタイミング誤差を、検出結果として出力することを特徴とする請求項７に記載の誤差検出回路。
前記タイミング誤差検出部は、前記離散フーリエ変換部において取得された離散フーリエ変換結果における同相成分Ｒｅおよび直交成分Ｉｍから求まる位相誤差θ（＝ｔａｎ^−１（Ｉｍ／Ｒｅ））に対応したタイミング誤差を検出結果として出力することを特徴とする請求項６〜８のうちいずれか一つに記載の誤差検出回路。
請求項６〜９のうちいずれか一つに記載の誤差検出回路によって検出されたタイミング誤差に基づいて装置基準タイミングを補正する受信装置であって、前記既知信号区間取得部によって既知信号区間が検出されたときに装置基準タイミングの補正を行うことを特徴とする受信装置。
受信信号を検波して検波信号を生成する受信装置であって、
請求項１〜５のうちいずれか一つに記載の既知信号区間検出回路によって検出された既知信号区間に基づいて、受信信号の非受信期間を予測する非受信期間予測部を備え、
前記非受信期間において前記受信装置のうち少なくとも一部の動作を停止することを特徴とする受信装置。