JP4272155B2

JP4272155B2 - デュアルモード同調装置

Info

Publication number: JP4272155B2
Application number: JP2004525689A
Authority: JP
Inventors: チンレオンイェオ，アラン; ヨンリム，クイ
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2002-08-01
Filing date: 2003-07-25
Publication date: 2009-06-03
Anticipated expiration: 2023-07-25
Also published as: ATE370547T1; CN100431259C; DE60315660D1; AU2003249436A1; DE60315660T2; JP2005535216A; CN1672318A; EP1527513A1; KR20050026085A; US20050260959A1; US7301584B2; WO2004013954A1; EP1527513B1

Description

本発明は、超短波（VHF: Very High Frequency）テレビジョン信号及び周波数変調（FM: Frequency Modulation）ラジオ信号に同調するためのデュアルモード同調装置に関し、かかる装置は、局部発振回路を有しており、該局部発振回路は、第一及び第二のインダクタンスからなる第一の直列構成、可変キャパシタンスダイオード及び第一のパディングキャパシタからなる第二の直列構成を含んでおり、該第一及び第二の直列構成は並列構成を成すために第一及び第二の接続点で相互接続されており、さらに、該並列構成の第一の接続点とグランドとの間に接続されるアクティブ発振エレメント、該第一及び第二のインダクタンスのうちの１つと並列に接続されるモード切換えダイオード及び第二のパディングキャパシタからなる第三の直列構成、該可変キャパシタンスダイオードと該第一のパディングキャパシタとの接続点に同調電圧を供給する手段、及び該モードスイッチングダイオードと該第二のパディングキャパシタとの接続点にモード切換え電圧を供給する手段を含んでいる。かかるデュアルモード同調装置は、出願人の公的に利用可能なＴＶ−ＦＭチューナＦＭ１２００ＭＫ２で使用される。

上述された種類の装置では、ＦＭラジオ帯域（８８〜１１０ＭＨｚ）がＶＨＦＴＶ帯域間にあるため、両方のモードについて同じ局部発振器回路を使用することが望まれている。しかし、ＴＶ信号の受信とＦＭ信号の受信とについて、異なる中間周波数が要求される。ＦＭ信号の受信について中間周波数は１０，７ＭＨｚであり、ＴＶ信号の受信について中間周波数は３８，９ＭＨｚ（欧州のＰＡＬ規格）又は４５，７５ＭＨｚ（米国のＮＴＳＣ規格）のいずれかである。したがって、局部発振周波数がＦＭモードにおいてＴＶモードにおいてよりも低いように、局部発振回路が切り替えられることが必要である。

シンプルモード同調回路の特性は、共振で非常に高いインピーダンスを有し、共振周波数のいずれかの側で、インピーダンスは、非常に低いレベルに迅速に減衰することである。したがって、それらの回路では、単一の発振が保持される。しかし、上述された種類のデュアルモード同調回路では、望まれない発振すなわち寄生の発振が容易に生じる場合があり、これら寄生の発振が十分に減衰されなければならない。このことは、位相ロックループ（ＰＬＬ）シンセサイザが実際の周波数を計測し、同調回路を揃えるための結果を使用する応用で特に重要である。ＰＬＬが望まれない発振を得た場合、ＰＬＬは「ルックアップ」に駆動される。

上述された公知の同調装置では、比較的低い値の減衰用の抵抗を通して２つのインダクタンス間の接続点を接地することによる、寄生の発振を減衰するための手段が設けられる。しかし、この解決策は、十分に満足されるものではないように見える。アクティブ発振エレメント（ＰＬＬ）は、通常、集積された形式で実現され、改善された高周波性能をもつ現代のＰＬＬシンセサイザＩＣにより、公知のデュアルモード同調回路は、寄生発振による実質的な問題を有している。減衰用の抵抗の値を増加することで、寄生発振の減衰が増加される場合があるが、この解決策は、より低い発振器のパフォーマンスによって多くの雑音となる。別の問題は、減衰用の抵抗がモード切換えダイオードのためにグランドへのＤＣパスとして機能するという事実により、減衰用の抵抗の値に対する実際の上限が存在することである。

本発明の目的は、寄生発振に関して低減されたリスクをもつ改善されたデュアルモード同調装置を提供することにあり、したがって、本発明に係る装置は、該並列構成の第二の接続点とグランドとの間に接続された寄生発振を抑圧するための減衰用の抵抗により特徴付けられる。

寄生発振の低減されたリスクから離れて、本発明の装置は、望まれる発振が減衰用の抵抗により実質的に左右されないという更なる利点、及び装置のコンポーネントを通常搭載するプリント回路ボードのレイアウトを変えることなしに変更を達成することができるという利点を有している。
本発明は、添付図面を参照して以下に説明される。

図１の同調装置は、２つのインダクタＬ₁及びＬ₂からなる第一の直列構成、及び可変キャパシタンスダイオードＣ_V及びパディングキャパシタＣ_P1からなる第二の直列構成を有している。２つの直列構成は、並列構成をなすために接続点Ｊ₁及びＪ₂で相互接続されている。２つの直列構成は、小さな素子値のキャパシタＣ₃は、可変キャパシタンスダイオードＣ_Vと並列に接続されている。２つの直列構成の接続点Ｊ₁は、カップリングキャパシタＣ₁及び正帰還キャパシタＣ₂を通して増幅器Ａに接続されている。増幅器Ａ及び２つのキャパシタＣ₁及びＣ₂は、本装置のアクティブ部分、又はＡＣ電流を接続点Ｊ₁に供給する電流源Ｓを構成する。同調電圧Ｖ_tは、抵抗Ｒ₃を通して、可変キャパシタンスダイオードＣ_VとパディングキャパシタＣ_P1との接続点に印加される。同調電圧は、たとえば、増幅器Ａと共に、モノリシック集積回路に位置される周波数シンセサイザから導出される場合がある。

モード切換えダイオードＣ_SWと第二のパディングキャパシタＣ_P2からなる第三の直列構成は、インダクタＬ₂と並列に接続されており、モード切換え電圧Ｖ_Sは、抵抗Ｒ₂を通して、モード切換えダイオードと第二のパディングキャパシタとの接続点に印加される。インダクタＬ₁及びＬ₂の接続点は、インダクタＬ₁とＬ₂との接続点は、比較的小さな素子値の減衰用の抵抗Ｒ₁を通してグランドに接続されている。

動作において、ＦＭ受信の間、切換え電圧が抵抗Ｒ₂を通して印加されず、スイッチングダイオードＣ_SWは、たとえば１ｐＦの小さな素子値のキャパシタのように振舞う。このＦＭモードでは、素子Ｌ₁，Ｌ₂，Ｃ_P1及びＣ_V＋Ｃ₃は共振回路を構成し、その共振周波数は、所望の発振周波数を実質的に決定する。同調電圧Ｖ_tを変えることは、ＦＭラジオ帯域内での同調のために必要とされるレンジ内でこの周波数を変動する。パディングキャパシタＣ_P1とキャパシタＣ₃の値により、発振器の周波数が１０，７ＭＨｚの距離をおいて、同調入力回路（図示せず）で実質的に作動することが保証される。

ＴＶ信号の受信の間、正の電圧Ｖ_Sは、抵抗Ｒ₂を介してモード切換えダイオードＣ_SWに印加される。このモードでは、ダイオードＣ_SWは、たとえば１ｐＦのキャパシタンスのように振舞う。このキャパシタンス及びパディングキャパシタＣ_P2は、共振回路が素子Ｌ₁，Ｃ_V＋Ｃ₃，Ｃ_P1，Ｃ_P2及びＣ_SWにより形成されるように、インダクタＬ₂をバイパスする。

抵抗Ｒ₁は、本装置に関する如何なる寄生の発振を減衰する役割を果たす。本装置の寄生の発振の振る舞いを分析するため、アクティブな電流源Ｓを負のインピーダンスとして考え、電流源Ｓにより見たときにタンク回路（すなわち電流源Ｓを除く装置の全てのエレメント）の（正の）インピーダンスを計算することが便利である。発振は、タンク回路のインピーダンスが電流源の負のインピーダンスよりも大きい如何なる周波数で起こる。タンク回路のインピーダンスの決定のため、グランドへの接続点Ｊ１の浮遊容量とグランドへのＣ_SW及びＣ_P2の接続点の第二の浮遊容量が考慮される。

図２には、タンク回路のインピーダンスが示されており、水平軸に沿う周波数（ＭＨｚ）と垂直軸に沿うインピーダンスの振幅（ｄＢ）により示されている。計算のため、以下の現実的な値が選択されている。Ｌ₁＝１７０ｎＨ、Ｌ₂＝１２０ｎＨ、Ｒ₁＝５，６Ω、Ｒ₂＝１０ｋΩ、Ｒ₃＝１０ｋΩ、Ｃ₃＝０，５ｐＦ、Ｃ_P1＝１２０ｎＦ、Ｃ_P2＝２２０ｎＦ、Ｃ_S1＝０，８ｐＦ及びＣ_S2＝０，８ｐＦ。Ｃ_V＝７，５ｐＦ（同調レンジのほぼ中間）。ＦＭモードでＣ_SW＝１ｐＦであり、ＴＶモードでＣ_SW＝１ｎＦである。

図２では、曲線Ｉは、ＦＭモードにおけるタンク回路のインピーダンスを表し、曲線ＩＩは、ＴＶモードにおけるこのインピーダンスを表している。
ＴＶモードでは、所望の発振周波数は、共振ピークＲ_II（約１３０ＭＨｚ）で起こる。このモードでは、０と８００ＭＨｚの間の計測値のレンジ内で寄生の共振が存在しない。ＦＭモードでは、所望の発振周波数は、共振ピークＲ_I（約１００ＭＨｚ）で起こる。しかし、このモードでは、寄生の共振ピークＰ_Iが約３７５ＭＨｚで存在する。この寄生の共振は、主にループＣ_S1，Ｌ₁，Ｒ₁で進行する電流によるものと考えられる。図２のグラフから、この寄生の発振でのインピーダンスは、所望の発振のインピーダンスよりも約１０ｄＢだけ低い。これは余りに小さ過ぎて、この周波数での寄生の発振が起こらないことを確認できない。

図３には、改善された装置が示されている。図１の装置に関する差は、減衰用の抵抗Ｒ₁が減衰用の抵抗Ｒ_1aで置き換えられており、この減衰用の抵抗Ｒ_1aは、接続点Ｊ２とグランドとの間に接続されている。図４は、先に与えられたのと同じ値をもち、図１の抵抗Ｒ₁に関して抵抗Ｒ_1aについて同じ値をもつ、そのように変更された装置のインピーダンスのグラフを示している。グラフは、ＦＭモードにおける寄生ピークＰ_Iは、寄生の発振のリスクが実質的に最小にされるように、かなり低減されており、所望の発振周波数から（約５００ＭＨｚに）離れてシフトされている。また、寄生のピークＰ_IIは、ＴＶモードで存在しているが、このピークは、このピークでの寄生の発振に関するリスクが存在しない、十分に低減されたレベル及び十分に低い周波数を有している。

図３の装置では、本発明の範囲から逸脱することなしに変更が行われる場合がある。たとえば、並列接続されるＣ_SW−Ｃ_P2のコンビネーションをもつインダクタＬ₁及びインダクタＬ₂が置き換えられる場合がある。また、２つの直接構成Ｃ_V−Ｃ_P1及びＣ_SW−Ｃ_P2では、それぞれのダイオードの極性に関する適切な選択により素子が置き換えられる場合がある。

従来技術のデュアルモード同調回路の回路図である。両モードにおける図１の装置のインピーダンス−周波数特性を表すグラフである。本発明に係るデュアルモード同調装置の回路図である。両モードにおける図３の装置のインピーダンス−周波数特性を表すグラフである。

Claims

超短波（ＶＨＦ）テレビジョン信号と周波数変調（ＦＭ）信号とに同調するデュアルモード同調装置であって、
該装置は局部発振回路を有し、該局部発振回路は、第一のインダクタと第二のインダクタからなる第一の直列構成と、該第一の直列構成と並列構成をなすために第一の接続点と第二の接続点とで相互接続され、可変キャパシタンスダイオードと第一のパディングキャパシタからなる第二の直列構成と、該並列構成の該第一の接続点とグランドとの間に接続されるアクティブ発振器エレメントと、該第一及び第二のインダクタンスのうちの１つと並列に接続されるモード切換えダイオードと第二のパディングキャパシタからなる第三の直列構成と、該可変キャパシタンスダイオードと該第一のパディングキャパシタとの接続点に同調電圧を供給する手段と、該モードスイッチングダイオードと該第二のパディングキャパシタとの接続点にモード切換え電圧を供給する手段とを含み、
該並列構成の該第二の接続点とグランドとの間に接続され、寄生の発振を抑圧する減衰用の抵抗をさらに含む、
ことを特徴とするデュアルモード同調回路。