JPH0356019B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の属する技術分野 本発明は、増幅度を制御するための第１および
第２の制御ループを有し、第１の制御ループに対
する制御信号が中間周波信号から導出され、第２
の制御ループに対する制御信号が混合段の前で取
出され、前記２つの制御信号が混合段に前置され
た回路部分へ供給される受信機入力回路に関す
る。

前置増幅装置とそれに後置接続された混合装置
を有する受信機入力回路は公知である。その際こ
の前置増幅回路および混合装置は、同調選択素子
を介して相互に接続され、またその全増幅度は信
号に依存して制御ないし調整される。この種の回
路の典型例は、ラジオおよびテレビ受信機の入力
回路である。以前と同じくこの回路で問題になる
のは、小信号特性と大信号特性との間の妥協点お
よび製造コストの低減についての妥協点との間
で、どこに妥協点を見出すかということである。
公知の装置では、適切な能動半導体素子を選択
し、かつ増幅度を制御することによつて、この問
題を解決しようとしている。この問題の所与条件
となるのは、受動および能動半導体素子、バイポ
ーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、およ
び同調ダイオードを含むダイオードの動特性であ
る。

ジーメンス社発行の“Halbletier−
Schaltbeispiel”1972／73号の第38頁〜43頁には、
上述の問題に関連するテレビ−チユーナ用受信回
路の一例が記載されている。この文献の第39頁記
載のブロツク図は、例えばテレビ受信機のための
VHF／UHF入力部分を示している。その際この
入力部分には、入力高域通過フイルタ、それに引
続いてPIN制御回路網、VHF／UHF入力部分の
ためのアンテナ分波器、VHFおよびUHF用の制
御されない前置増幅器段、およびバラクラダイオ
ードによつて同調される、前置増幅器段とそれに
後置接続された混合段の間にある帯域フイルタが
設けられている。増幅度の制御は、PINダイオー
ド制御回路網を介して入力信号のレベルを上げる
ことにより行なわれる。この場合制御信号は、受
信機の中間周波数段から得られる。この種の増幅
度制御方式では、半導体素子、例えばバイポーラ
トランジスタやバラクタダイオードが信号を制御
する際、大きな歪みの発生源となることが防止さ
れる。PINダイオードによるこの種の増幅度制御
方式の基本的な利点は、PINダイオード自体は実
質的に信号歪化の原因にならないということであ
る。しかし公知の回路には、欠点がある。１つの
欠点は、制御減衰に伴つて同じ割合でノイズ量が
増大し、従つて信号が強い時に十分大きいＳ／Ｎ
比を得ようとすると、制御開始点をできるだけ大
きな信号レベルへシフトしなければならないとい
うことである。もう１つの欠点として、制御回路
網で用いられる素子のコストが高いこと、そして
大きな制御電力が必要なことが挙げられる。また
公知の装置では、増幅度制御のために前置増幅器
トランジスタ自体が使用される。この場合、トラ
ンジスタのコレクタ電流の逓昇制御により増幅度
が下方制御される。しかしこの増幅度制御方式に
は、制御状態に依存して部分的に強い非直線性が
生じるという欠点がある。つまりこの非直線性が
特に混変調および相互変調などの信号歪みの原因
になるのである。

同じ文献の別の号、即ち
“Halbleiterschaltbeispiele”1973／74号の第34
頁に、電子同調可能な選択回路を有する起短波ラ
ジオ受信機の入力部分用の回路例が記載されてい
る。この場合も増幅度の制御は、アンテナ入力側
と第１選択回路の間に配置されたPINダイオード
制御回路網によつて行なわれる。従つて、制御信
号は回路の出力側において中間周波信号から取出
される。この場合、最大Ｓ／Ｎ比を得るために
は、有効信号の電圧が約１ｍＶの時に制御を開始
するとよい。この増幅度制御は、外部からの悪影
響により回路が過制御になるのを防ぐために行な
われる。この公知回路の欠点は、得られる制御信
号の帯域幅が信号入力側から混合器までの伝送帯
域幅に比べて狭いということである。従つて、同
調していない強い信号によつて前置段および混合
段が過制御になる危険がある。この場合、制御信
号の帯域幅が狭いために増幅度の制御がまつた
く、あるいは不十分にしか行なわれず、強い信号
が増幅され、大きな高周波帯域幅のために選択度
が小さいためこの信号がほとんど減衰されずに混
合段まで達した場合、混合段は極めて危険な状態
になる。さらに、電子同調のために用いられるパ
ラクタダイオードに強い信号が加えられると、こ
のダイオードも回路に悪い影響を及ぼす。つま
り、ダイオード自体が混変調や相互変調の原因と
なり、また信号の強度や周波数が相応の値の時に
は、有効信号の強い変調を伴つた弛張振動を発生
させる。

信号電圧が上昇する時、こうした障害はバラク
タダイオードに悪影響を与えて、その平均容量を
動的に変化させる。従つて、上述したように前置
増幅段がまつたく、または不十分にしか下方制御
されない場合は、前置増幅段の出力側にあるバラ
クタダイオードは極めて危険になる。この場合、
弛張振動が発生しないとしても、バラクタダイオ
ードの容量が動的に変化しているので、入力した
弱い有効信号に対して予選択回路の離調が起る。
つまり混合器に供給される有効信号が減衰され、
そのためＳ／Ｎ比が低下する。同調リアクタンス
としてのバラクタダイオードを用いて予選択を行
なう際に発生する上述の問題は、他の条件が同じ
場合により良好な予選択能力を求める時、つまり
予選択回路の共振Ｑを高めようとする場合には、
より悪化する。この構成は、例えば混合段の定め
る大信号特性だけを考えれば、たしかに望ましい
ものである。しかし他方では、この構成により障
害の悪影響がさらに増大するおそれが生じる。な
ぜなら、信号電力が同じ場合、共振Ｑが大きいた
めに、バラクタダイオードに加わる信号電圧もさ
らに大きくなるからである。

発明の目的 本発明の基本的課題は、次のような受信機入力
回路を提供することである。即ち、この入力回路
は、信号路にある非直線素子を用いて信号制御を
行う時に発生する望ましくない信号歪化を、小信
号特性を考慮しながら、しかも通常の素子を用い
て、大幅に回避できなければならない。

本発明によればこの課題は、特許請求の範囲第
１項および第１０項記載の特徴によつて解決され
る。

実施例の説明 次に図面を参照しながら本発明について詳しく
説明する。

第１図は受信機入力回路の原理を示すブロツク
図である。ここで受信機入力回路１は通常の構成
素子、つまり前置増幅器４、同調選択回路網５、
混合および発振器段６、および中間周波数選択フ
イルタ７を有している。フイルタ７からは予選択
された中間周波信号が取出され、中間周波増幅器
１３へ供給される。その他に第１図には増幅度制
御ループも図示されている。つまり入力回路１の
中にある２つの制御ループと、中間周波増幅器１
３と接続された制御ループである。この場合、第
１の制御ループに対する制御信号は前置増幅段の
出力側（制御信号線路１１）で取出される。同じ
ように第２制御ループに対する制御信号は混合段
の出力側（制御線路１２）で、第３制御ループに
対する信号は信号周波数を選択する中間周波増幅
器１３から取出される。増幅度の制御は、制御信
号形成回路１０の中で形成された制御信号１５に
より、入力回路網３において行なわれる。高周波
信号電圧を第１および第２の制御ループへの直流
信号に変換するため、整流回路８ないし９が用い
られる。

次に第１および第２の制御ループの機能および
構成について説明する。

(a) 第１の増幅度制御ループ この制御ループは、第２の制御ループが動作
していない時に、混合段の望ましくない過制
御、また場合によつては同調回路網５に使用さ
れているバラクタダイオードの過制御を防止す
る。その有効帯域幅は回路網５（高周波選択フ
イルタ）の伝送帯域幅と同じてある。また制御
を開始する信号応答閾値は、混合器入力側また
は選択フイルタの中にあるバラクタダイオード
の制御限界よりも下にある。最大応答閾値は、
周波数およびレベルが所定範囲内にあり、また
振幅変調が行なわれている場合に、弛張振動お
よび制御振動が発生しないような値に定められ
る。

(b) 第２の増幅度制御ループ この制御ループは、強い有効信号による混合
段の過制御（出力側においても）、および発振
器の周波数への影響を防止するために働く。こ
の過制御および周波数への影響は、受信機が同
調した強い有効信号またはそれに周波数が近接
する障害信号によつて発生する。第２の制御ル
ープの有効帯域幅は第１の制御ループのそれよ
りは狭く、第３制御ループよりは広い。またそ
の帯域幅は中間周波フイルタ７の選択特性にほ
ぼ相応している。信号応答閾値は第１の制御ル
ープよりも低く設定されている。

さらに本発明では、第３制御ループは他の制御
ループに対して付加的に働く。この場合その有効
帯域幅および信号応答閾値は第２制御ループより
狭い。

本発明の実施例では、第３制御ループの信号応
答閾値は、所定の障害信号レベルより下では低下
するように、制御信号（有利には第２の制御ルー
プの）によつて制御される。従つて有効信号が比
較的小さい時から入力回路の増幅度は下方制御さ
れることになり、回路は強い障害信号の悪影響か
ら保護される。このことは、強い障害信号の影響
で受信有効信号のＳ／Ｎ比が低下する場合には有
益かつ無害である。Ｓ／Ｎ比の低下は例えば位相
ノズルによつても起る。

第２図は本発明による入力回路の実施例を示し
ている。この実施例において入力回路は、３つの
リアクタンス素子３ａ，３ｂ，３ｃおよび信号減
衰のための制御可能なPINダイオード３ｄを備え
た入力回路網３と、ベース接地接続されたバイポ
ーラトランジスタを備えた前置増幅器４とを有し
ている。さらに入力回路には、共振回路１６，１
７を有する同調回路網５、混合および発振器段
６、共振回路１８を備えた中間周波増幅器７、整
流回路８，９、および制御信号形成回路１０が設
けられている。

整流回路８，９で得られた信号に依存する直流
信号は、コンデンサ２１によつて平滑にされ、回
路部分１０内の分流抵抗に制御信号として供給さ
れる。接続点４ｈと基準電位との間に接続された
この分流抵抗は、PINダイオード３ｄへ流れる直
流電流を制御する。その際、分流抵抗とPINダイ
オードを流れる個々の電流の和は、前置増幅器４
の動作電流と等しい。PINダイオード（増幅度制
御素子である）の制御は、分流抵抗によつてこの
抵抗とPINダイオードとに動作電流を分配するこ
とによつて行なわれる。この増幅度制御方式に
は、制御時に回路全体の動作電流が実質的にほと
んど変化せず、また付加的な制御電力を必要とし
ないという利点がある。制御時の動作電力がほと
んど一定であるこの増幅度制御方式の別の利点
は、制御回路を他の回路部分と集積化した場合、
制御時にも集積回路の中で重大な温度変化が発生
しないことである。信号歪化の原因となる第１の
素子４ｂの前において、入力回路網３の中でPIN
ダイオードによつて増幅度を制御することの利点
は、制御時に歪化の原因となる回路内のすべての
素子が信号による過制御から保護されることであ
る。さらにPINダイオードを用いた本発明による
制御回路には、後置接続された増幅素子がアンテ
ナの高電圧放電パルスから保護されるという利点
がある。

一般に整流回路自体も信号を歪ませるので（例
えば相互変調）、信号の歪みが生じた場合それが
入力回路に悪影響を与えないように、整流回路８
ないし９を構成すると有利である。この構成は、
例えば整流すべき信号電圧と歪みをもたらす整流
回路との間にバツフア増幅器または増幅器素子を
配置することにより実現される。

本発明によれば、コンデンサ２１により制御信
号を平滑にする。この場合コンデンサ２１は、信
号レベルの最大値に対応する値まで急速に充電さ
れ、その後信号レベルの低下に比較的ゆつくりと
追随する。すなわち、逓昇制御に対する時定数が
逓降制御の時定数よりも大きくなるように構成す
るのである。従つて、振幅変調された強い障害信
号が発生して、そのピーク振幅による過制御の危
険が生じ、算術平均値のみによつて応答する制御
回路がこの危険を回避できない場合でも、本発明
による制御回路は障害を相当に除去することがで
きる。

第３図は入力回路網の別の実施例を示してい
る。ここでは、付加的なリアクタンス３ｆ〜３ｋ
からなる別のリアクタンク回路網と第２のPINダ
イオード３ｅとが使用されている。この場合PIN
ダイオードは直列に直流的に作用する。そして制
御電流が増大するに従つて、一方ではリアクタン
ス素子３ａ，３ｂの直列共振、他方ではリアクタ
ンス素子３ｆ，３ｇからなる並列共振回路の並列
共振を減衰させる。その際、上述したリアクタン
ス素子の直列ないし並列共振周波数は、伝達すべ
き信号周波数帯域の中心周波数と等しい。コンデ
ンサ３ｈおよび４ｆは、この信号周波数を実質的
に短絡するように働く。この実施例においてリア
クタンク３ｊは、増幅素子４ｂ（この図では端子
４ａ）に対して、端子２に現れる信号源抵抗を逓
降的に変化させる働きをする。第２図と比較した
場合のこの入力回路網の利点は、制御範囲がより
大きく、隣接信号周波数帯域に対する選択度がよ
り高いことである。

第４図は入力回路網のさらに別の実施例を示し
ている。第１図に示す回路網構成とは違つて、ア
ースと信号入力端子２ａとの間に、素子３ｌ〜３
ｎから成る同調選択回路が挿入接続されている。
この回路は選択度が高いという利点を有してい
る。この場合、制御時に同調選択回路が強く減衰
されるのを防ぐことができる。非制御状態におい
て前置増幅器トランジスタを制御するための信号
源インピーダンスは、例えば、リアクタンク３ｌ
のタツプを選択することにより、または結合コイ
ルを相応に構成することによつて所望の値に調整
することができる。第２〜４図に示す入力回路網
は、増幅度制御（入力側における信号減衰）を行
つている時にベース接地接続された前置増幅器ト
ランジスタ４ｂに対する信号源インピーダンスを
上昇させるという点では共通している。従つて、
制御の進行と共に大きくなる電流減結合によつ
て、ノイズ量をほとんど増大させることなく、制
御作用を強めることができる。このことは、その
抵抗を制御でき、リアクタンス３ａと３ｂの接続
点に作用するPINダイオードによつて実現され
る。

第５図は本発明による同調回路網の実施例を示
している。この回路網５はバラクタダイオードに
よつて同調を行なう。ダイオードには、共振回路
１６，１７および発振回路の共振回路のそれぞれ
により調整された同調電圧が供給される。この回
路は、受信機入力回路内のすべての同調可能な回
路の反復調整を不必要とすることができる。この
回路は以下のように機能する。設定同調周波数が
最低の時、同調電圧発生器２８（例えばPLL回
路）の発生する調整電圧は、発振回路のコイルに
よつて最小同調電圧に調整される。従つてコイル
１６ｃと１７ｃは、信号周波数が最小の時に受信
機入力部分の増幅度が最大になるように調整され
る（Ｌ調整）。同調周波数と伝送帯域の信号周波
数が高くなると、ポテンシヨメータ２３，２４，
２５によつて順に、所謂Ｃ調整が行なわれる。つ
まりポテンシヨメータ２５は上部同調電圧を調整
し、２３，２４は最大増幅度を定める。本発明の
実施例では、同調調整用の分圧器の１つ、例えば
発振回路用の分圧器２５を固定分圧器としてもよ
い。共振回路１６，１７のバラクラダイオードの
Ｃ（Ｕ）特性が等しくなければ、これら回路相互
間でＣ調整をする必要がある。これらは第５図に
示すダブルダイオードではなく個別ダイオードを
使用した場合に当てはまる。

第６図は、１つのダブルダイオードを有する同
調回路網５の実施例である。このダブルダイオー
ド２２は、インダクタンス１６ｃないし１７ｃと
共に共振回路１６ないし１７を形成し、また１種
類の共通の同調電圧の供給を受ける。この場合共
振回路の結合は誘導的に行なわれ、コンデンサ２
９はほぼ高周波短絡作用をする。この実施例の利
点は、バラクタダイオードのＣ（Ｕ）特性がほぼ
一致するということである。従つて同調電圧を個
別に調整することは不必要になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は複数の増幅度制御ループを有する受信
機入力回路の原理図、第２図は本発明による受信
機入力回路の実施例のブロツク回路図、第３図は
より正確な同調が可能な入力回路網の実施例のブ
ロツク回路図、第４図は入力回路網のさらに別の
実施例のブロツク回路図、第５図は反復調整が不
必要な同調回路網の実施例のブロツク回路図、第
６図はダブルバラクタダイオードを有する２回路
フイルタを用いて共通に同調を行なう同調回路網
の実施例のブロツク回路図である。 １……受信機入力回路、２……アンテナ、３…
…入力回路網、４……前置増幅器、５……同調回
路網、６……混合および発振段、７……中間周波
選択フイルタ、８，９……整流回路、１０……制
御信号形成回路、１３……中間周波増幅器、１
６，１７……共振回路、３ｄ，３ｅ……PINダイ
オード、３ｍ，１６ａ，１７ａ，２２……ダブル
バラクタダイオード、２３，２４，２５……分圧
器、２７……電圧源、２８……制御信号発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 増幅度を制御するための第１および第２の制
   御ループを有し、第１の制御ループに対する制御
   信号が中間周波信号から導出され、第２の制御ル
   ープに対する制御信号が混合段の前で取出され、
   前記２つの制御信号が混合段に前置された回路部
   分へ供給される受信機入力回路において、逓昇制
   御に対する時定数が逓降制御の時定数よりも大き
   いことを特徴とする受信機入力回路。 ２ 信号を予選択するための同調可能な回路網５
   が設けられ、第２の増幅度制御ループへの制御信
   号が該同調可能回路網５の出力側から取出される
   特許請求の範囲第１項記載の受信機入力回路。 ３ 同調可能な回路網５が前置増幅段４と混合段
   ６との間に配置されている特許請求の範囲第２項
   記載の受信機入力回路。 ４ 第２の増幅度制御ループに対する制御信号が
   前置増幅段４の出力側で取出される特許請求の範
   囲第１項記載の受信機入力回路。 ５ 増幅度制御素子が、過制御により危険になる
   素子を有する前置増幅段４より前の信号路に配置
   されている特許請求の範囲第１項から第４項まで
   のいずれか１項記載の受信機入力回路。 ６ 制御回路が応答を開始する信号応答閾値がい
   くつか設けられている特許請求の範囲第１項から
   第５項までのいずれか１項記載の受信機入力回
   路。 ７ 制御ループが有効に機能する周波数帯域幅が
   いくつか設けられている特許請求の範囲第１項か
   ら第６項までのいずれか１項記載の受信機入力回
   路。 ８ 第１の制御ループの周波数帯域幅より第２の
   制御ループの周波数帯域幅の方が大きい特許請求
   の範囲第１項から第７項までのいずれか１項記載
   の受信機入力回路。 ９ 第２の制御ループの応答閾値が第１の制御ル
   ープの応答閾値よりも高い特許請求の範囲第１項
   から第８項までのいずれか１項記載の受信機入力
   回路。 １０ 増幅度を制御するための第１および第２の
   制御ループを有し、第１の制御ループに対する制
   御信号が中間周波信号から導出され、第２の制御
   ループに対する制御信号が混合段の前で取出さ
   れ、前記２つの制御信号が混合段に前置された回
   路部分へ供給され、逓昇制御に対する時定数が逓
   降制御の時定数よりも大きいようになつており、 また第３の増幅度制御ループ１３，１０，３，
   ４，５，６，７が設けられ、その応答閾値および
   周波数帯域が第１および第２の増幅度制御ループ
   の応答閾値および周波数帯域よりも小さいことを
   特徴とする受信機入力回路。 １１ 第３制御ループの応答閾値が制御可能であ
   る特許請求の範囲第１０項記載の受信機入力回
   路。 １２ 第３制御ループの応答閾値が第１および／
   または第２の制御ループにより制御される特許請
   求の範囲第１０項記載の受信機入力回路。 １３ 増幅度制御用PINダイオード３ｄが設けら
   れている特許請求の範囲第１０項から第１２項ま
   でのいずれか１項記載の受信機入力回路。 １４ PINダイオードへの制御電流が前置増幅段
   ４の動作電流から取出される特許請求の範囲第１
   ３項記載の受信機入力回路。 １５ ベース接地接続されたトランジスタ４ｂが
   増幅素子として前置増幅段４の中に設けられてい
   る特許請求の範囲第１０項から第１４項のいずれ
   か１項記載の受信機入力回路。 １６ 増幅度を逓降制御する際にトランジスタ４
   ｂの信号源インピーダンスが上昇するように、１
   つないし複数のPINダイオード３ｄ，３ｅがリア
   クタンス回路網３の中に配置されている特許請求
   の範囲第１０項から第１５項までのいずれか１項
   記載の受信機入力回路。 １７ 同調可能な振動回路１６，１７の同調をと
   るためにバラクタダイオード１６ａ，１７ａが設
   けられている特許請求の範囲第１０項から第１６
   項までのいずれか１項記載の受信機入力回路。 １８ 同調可能な振動回路を同調調整するために
   分圧器２３，２４，２５が設けられている特許請
   求の範囲第１０項から第１７項までのいずれか１
   項記載の受信機入力回路。 １９ 同調調整のために設けられた分圧器２３，
   ２４，２５が、同調電圧発生器２８と電圧源２７
   との間に設けられている特許請求の範囲第１８項
   記載の受信機入力回路。 ２０ 電圧源２７が、その電圧と最小同調電圧と
   が等しくなるように構成されている特許請求の範
   囲第１９項記載の受信機入力回路。 ２１ ２つの同調回路１６，１７で同調をとるた
   めに１つのダブルバラクタダイオード２２が設け
   られている特許請求の範囲第１０項から第２０項
   までのいずれか１項記載の受信機入力回路。 ２２ 制御信号を発生するための整流回路８，９
   が設けられ、該整流回路８，９が、入力回路の信
   号路内でできる限り信号を歪ませないように構成
   されている特許請求の範囲第１０項から第２１項
   までのいずれか１項記載の受信機入力回路。