JP4373676B2 - 復調器 - Google Patents

Description

本発明は、一般にディジタル信号の検出および復調に関し、より詳細には、搬送波トラッキング・ループがシンボル・タイミング・ループより前に配置されるディジタル復調器に関する。

幾つかのテレビジョン製造業者および研究所の「同盟」により最初に提案された、米国Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ（ＡＴＳＣ）が採用する高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）放送規格は、１９９５年９月１６日に出版された「ＡＴＳＣ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ」、Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ／５３に記載されている。この文書には、ＨＤＴＶの信号特性に関する全ての要件が記載されている。特に、ＡＴＳＣ−ＨＤＴＶ信号は、残留側波帯変調方式を要件とする。

残留側波帯（ＶＳＢ）変調は、ＨＤＴＶ信号などのデータをディジタル送信するための周知の変調方法である。ディジタル・ビデオ、音声および関連する情報を含む送信されたＡＴＳＣ−ＶＳＢ信号からディジタル受信機によりデータを復元するには、シンボル同期のタイミング回復、搬送波の回復またはトラッキング、等化など（但し、これらに限定されない）、幾つかの機能を達成することが本質的に必要である。

タイミング回復は、送信されるＶＳＢ信号に埋め込まれたタイミング信号をデコードすることによって、受信機のクロック（時間軸）を送信機のクロックと同期させるためのプロセスである。シンボル同期を達成するために、受信機が決定しなければならない２つの量としては、サンプリング周波数およびサンプリング位相がある。サンプリング周波数は通常は指定されるが、発振器のドリフト（ｄｒｉｆｔ）により、指定されたシンボル・レートからの偏差が生じる。サンプリング位相は、シンボルを表すデータ・サンプルを抽出するためのシンボル期間内の正確な時間である。

現実のシンボルのパルスの形状は、シンボル期間の中心にピークを有する。このピークに於いてシンボルをサンプリングすると、最も良好な信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ‐ｔｏ‐Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：ＳＮＲ）が得られ、パルス形状に関連するシンボル間干渉（ＩｎｔｅｒＳｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）が理想的に解消される。シンボル・タイミング回復ループ（Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｌｏｏｐ：ＳＴＬ）の一例は、「ＴＩＭＩＮＧ ＲＥＣＯＶＥＲＹ ＳＹＳＴＥＭ ＦＯＲ Ａ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＯＲ」と題する、１９９９年８月２４日付けでＫｎｕｔｓｏｎ氏外に付与された米国特許第５，９４３，３６９号に開示されている。回復したタイミング信号の精度は、送信されたＶＳＢタイミング信号の精度にほぼ等しい。

搬送波トラッキングは、正弦波搬送波信号のドリフトを引き起こす、それらの設計に固有のまたはドリフトに因る、送信機の発振器と受信機の発振器との間の周波数オフセットの問題に対処するものである。送信機では、搬送波信号にデータを表す信号を乗算して、搬送波信号を通過帯域の無線周波（ＲＦ）の中心周波数に変調する。受信機では、局部発振器（ＬＯ）が生成した正弦曲線を通過帯域ＲＦ信号に乗算することによって、通過帯域ＲＦ信号を、より低い中間周波数（ＩＦ）に、または直接ベースバンドに復調する。理想的には、局部発振器および送信機の発振器の周波数は整合することになるが、実際には、それらの間の何かの差により、復調信号はＩＦ中間周波数またはベースバンドにはならず、ある程度の周波数オフセットが生じてその近傍の周波数になる。このオフセットは、受信信号のコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ：配置）を回転させ、信号回復を妨げることになる。この「スピン（ｓｐｉｎｎｉｎｇ）」効果を除去しなければ、正確なシンボル決定を行うことはできない。搬送波トラッキング・ループ（ＣＴＬ）の目的は、この周波数オフセットを除去し、信号を（元のＩＦまたはベースバンドに近い周波数から）ベースバンドに復調し、受信信号をベースバンドで直接、正確に処理できるようにすることである。ＶＳＢ送信信号の場合には、実際には元のスペクトルの一部分しか送信されないので、信号を正確にベースバンドに周波数シフトすることにより、全信号スペクトルをＲＦスペクトルから回復することができる。

等化は、チャネルの欠陥（例えば地上波放送チャネルの多重通路伝搬）、あるいは受信機または送信機におけるフィルタリング処理によって主に引き起こされる、シンボル間干渉として現れる受信信号中の直線歪み（ｌｉｎｅａｒ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を補正しようとする信号処理技術である。

実際の受信機は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）と呼ばれる技術を使用して、受信機での信号対雑音比を最大限に高める。この技術を利用した受信機は、送信信号のパルス形状に「整合（ｍａｔｃｈｅｄ）」した形状を有するフィルタで受信信号をフィルタリング処理する。この場合、フィルタの出力は、時間ｎＴでサンプリングされる。ここで、Ｔはシンボルの時間間隔（ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）である。整合フィルタのパルス形状は、送信パルスの形状を時間反転したものである。この処理には２つの利点がある。１つの利点は、通常のパルス形状が低域通過応答を有することである。低域フィルタで受信信号をフィルタリング処理することにより、データ信号を含む周波数は通過し、それよりも高い、ノイズしか含まない残りの周波数は減衰する。こうして、整合フィルタは、受信機の後続のステージで処理しなければならないＲＦスペクトルの量を制限する。第２の利点は、整合フィルタが、基本的に、シンボル（ｓｙｍｂｏｌ：符号、記号）が存在している期間Ｔ（ｔｉｍｅ ｐｅｒｉｏｄ）にわたって受信信号と送信パルス形状とを相関させることである。

理想的な信号パルスの形状では、帯域幅が制限され、シンボル間干渉がゼロでなければならない。これらの要件を満たす１つの理想パルス形状は、時間領域のｓｉｎｃパルスである。（時間領域のｓｉｎｃパルスは、Ｕ（ｔ）＝Ｕ_０＊ｓｉｎ（πＢｔ）／πＢｔ で表される。）ｓｉｎｃパルスなど、帯域幅の制限された全てのパルスは、持続時間が無限である。実際に実施する際には、これらのパルス、詳細には、これらのパルスを生成するフィルタは、有限長に打ち切る必要がある。パルスまたはフィルタの長さは、指定される信頼性レベルに応じて選択される。この信頼性は、信号中のシンボル間干渉の量に関連しており、これを最小限に抑えなければならない。ｓｉｎｃパルスのスペクトルは方形であり、これは周波数領域に鋭い不連続性があることを意味する。シンボル間干渉の量を制限するためには、短縮されたパルスの長さは長くなければならない。ｓｉｎｃパルスと同様の性質を持ちながら周波数領域に不連続性が存在しない１つのパルス形状は、レイズド・コサイン・パルス（ｒａｉｓｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｐｕｌｓｅ：二乗余弦パルス）である。このパルスは、スペクトルが滑らかなので、時間領域で打ち切ることが容易である。実際の通信システムで使用される最も一般的なパルス形状は、ルート・レイズド・コサイン・パルス（ｒｏｏｔ ｒａｉｓｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｐｕｌｓｅ）であり、これは、レイズド・コサイン・パルスのスペクトルの平方根をとることによって形成される。このパルス形状のフィルタは、レイズド・コサイン・パルスのスペクトル特性を送信機と受信機の間で同様に分割するために、送信機および受信機の両方で使用される。２つのルート・レイズド・コサイン・フィルタをカスケード（ｃａｓｃａｄｅ：直列接続、縦続接続）する（一方のフィルタは送信機にあり、もう一方の整合フィルタは受信機にある）ことにより、ルート・レイズド・コサイン・パルスのスペクトルを方形にし、それにより望ましいレイズド・コサイン・パルスの最終的なシステム応答を生成する。その後、受信機の整合フィルタの出力を、シンボル時間（ｓｙｍｂｏｌ ｔｉｍｅｓ）ｎＴでサンプリングする。

通常のＨＤＴＶ受信機の復調方式は、「ＳＥＧＭＥＮＴ ＳＹＮＣ ＲＥＣＯＶＥＲＹ ＮＥＴＷＯＲＫ ＦＯＲ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ」と題する２００１年５月１５日付けでＷａｎｇ氏に付与された米国特許第６，２３３，２９５号に記載されている。この記載された復調器は、２１．５２ＭＨｚでサンプリングを行うアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、２１．５２ＭＨｚで動作する搬送波トラッキング・ループ（ＣＴＬ）と、それに続く１０．７６ＭＨｚでシンボル・サンプルを生成するシンボル・タイミング・ループ（ＳＴＬ）と、それに続く、全て１０．７６ＭＨｚのシンボル・レートで動作する同期検出器、等化器および位相トラッカ（ｐｈａｓｅ ｔｒａｃｋｅｒ）とを含んでいる。

このＡＴＳＣ−ＨＤＴＶ規格によれば、復調器へのＩＦ入力は、ルート・レイズド・コサイン・フィルタを通した信号（送信機でフィルタリング処理された信号）であり、パルス形状による直線歪みおよびシンボル間干渉を回避するためには、これを受信機で同様のルート・レイズド・コサイン・フィルタ（ｒｏｏｔ ｒａｉｓｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｆｉｌｔｅｒ）によって整合しなければならない。受信機の整合フィルタは、Ａ／Ｄ変換器の前にアナログ・フィルタとして配置するか、または搬送波トラッキング・ループの前にディジタル・フィルタとして配置してもよい。但し、整合フィルタは、搬送波トラッキング・ループの後、またはシンボル・タイミング回復ループの後にディジタル・フィルタとして配置することもできる。実際には、等化器がディジタル・フィルタであるので、理論的には、等化器がチャネル等化および整合フィルタリングの両方を行うことができる。このような場合、両機能が等化器より前に配置される場合には、搬送波トラッキング・ループおよびシンボル・タイミング回復ループで処理された信号は、整合フィルタを介していないことになる。

従って、場合によっては、集積回路チップの形態である汎用ＨＤＴＶ復調器サブシステムの設計において、幾つかの可能性を考慮しなければならない。搬送波トラッキング・ループ入力信号は同相で回転していることになり、この入力信号は、整合している、すなわちそれより前のルート・レイズド・コサイン・フィルタにより十分にレイズド・コサイン・フィルタリングされていることも、あるいは、整合していない、すなわち整合用ルート・レイズド・コサイン・フィルタが搬送波トラッキング・ループより後に配置されることもある。このことと、シンボル・タイミング回復ループの前に搬送波トラッキング・ループを配置することとは、搬送波トラッキング・ループの信号レベルが８−ＶＳＢスライサのレベルの１．７倍（整合している場合）または２．０倍（整合していない場合）までになることがあることを意味する。この搬送波トラッキング・ループでより高いダイナミック・レンジが必要になることを考慮する必要があり、考慮しなければ、この条件により、復調プロセスに深刻な非線形性をもたらすオーバフローが搬送波トラッキング・ループで生じることがある。

受信機の整合用フィルタの考えられる様々な配置、並びに様々な復調器ブロックでの様々な信号のダイナミック・レンジを補償することができる復調器を設計することが望ましい。

（発明の概要）
本発明の原理によれば、高精細度テレビジョン受信機の復調器は、第１の構成の場合、第１のダイナミック・レンジを有する出力信号を生成するように動作することができ、第２の構成の場合、第１のダイナミック・レンジとは異なる第２のダイナミック・レンジを有する出力信号を生成するように動作することができる、信号を受信するための第１の回路要素を含んでいる。第２の回路要素は、実質的に所定の固定ダイナミック・レンジを有する信号を最適に処理するように構成されている。利得制御回路が、第１の回路要素と第２の回路要素の間に結合され、前記実質的に所定の固定ダイナミック・レンジを有する信号を生成する。

このようなシステムでは、搬送波トラッキング・ループとシンボル・タイミング・ループの間に可変利得制御装置を含めて、整合フィルタ設計および非整合フィルタ設計の両方に対応し、且つ搬送波トラッキング・ループのハードウェアを減少させることにより、搬送波トラッキング・ループを使用した復調器のデータ・オーバフローの問題に対処する。搬送波トラッキング・ループからシンボル・タイミング・ループへの信号遷移を最適化するために、切換え可能な利得制御装置または適応型利得制御装置をこれら２つのステージの間に配置することができる。このような復調器は、搬送波トラッキング・ループがシンボル・タイミング回復ループ（およびその他の復調器機能）より前に配置される任意のディジタル復調器設計に含めることができる。

図１は、ＲＦ同調器１４を用いて、所望のＲＦ入力信号を選択する高精細度テレビジョン受信機を示すブロック図である。ＲＦ同調器１４は、選択した信号を、ＩＦ通過帯域出力信号を生成するＩＦプロセッサ１６に送信する。受信される信号は、米国のＨＤＴＶシステムで採用されている搬送波抑制ＶＳＢ変調信号（８または１６レベル）である。このＶＳＢ信号は、実軸のみが受信機によって回復される量子化データを含む一次元データ・シンボル・コンステレーションで表される連続的なシンボルを搬送する。

プロセッサ１６からの通過帯域ＩＦ出力信号は、例えば２７ＭＨｚの周波数でアナログ信号をサンプリングするアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１９によって、オーバサンプリングされたディジタル・データ・ストリームに変換される。この受信ＶＳＢデータ・ストリームには基準パイロット搬送波信号が埋め込まれており、この搬送波は、やはり同じサンプル・レート２７ＭＨｚで動作する位相ロック搬送波トラッキング・ループ（ＣＴＬ）２２によって回復される。この搬送波トラッキング・ループは、送信機の発振器と受信機の局部発振器の間の差によって生じる周波数オフセットを除去して、信号をベースバンドに正確に変換し、ベースバンドで直接処理できるようにするためのものである。搬送波トラッキング・ループは、出力の実数または同相（Ｉ）の復調データ・ストリームを生成する。

上述のように、Ａ／Ｄ変換器１９は、毎秒１０７６万個のシンボルの入力ＶＳＢデータ・ストリームを、２７ＭＨｚのサンプリング・クロックで、すなわち受信シンボル・レートの約２．５倍の速度でオーバサンプリングすることにより、シンボル当り少なくとも２つのサンプルを与える。シンボル当りのサンプルが１つのサンプリングではなく、シンボル当り少なくとも２つのサンプルを抽出するサンプリングを使用することにより、その後の信号処理機能に於いて利点が生じる。

Ａ／Ｄ変換器１９および搬送波トラッキング・ループ２２の後には、フィールド／セグメント同期およびシンボル・クロック回復回路１２が続き、この回路は、シンボル・タイミング・ループ（ＳＴＬ）２６および同期検出器８を含んでいる。シンボル・タイミング回復ループ２６は、搬送波トラッキング・ループ２２に非常に類似したフィードバック・ループである。シンボル・タイミング回復ループ２６は、適切に位相同期した１０．７６ＭＨｚクロック信号を再生し、この信号は、サンプリングしたデータ・ストリームからシンボル・ストリームを回復するために使用される。その後、このシンボル・ストリームが、同期検出器８、等化器３４、位相トラッキング・ループ３６などの後続のステージで処理される。同期検出器８は、フィールド同期信号およびセグメント同期信号を相関によって検出し、この情報を後続の全ての受信機ブロックに供給して同期をとる。

従来技術による或る種のＨＤＴＶ受信機では、検出した同期信号をシンボル・タイミング回復の基礎として使用する。また、判定指向型やバンド・エッジ・タイミングなどのタイミング回復技術を利用するＨＤＴＶ受信機もある。ミュラー・ミュラー（Ｍｕｅｌｌｅｒ ＆ Ｍｕｌｌｅｒ）判定指向型アルゴリズムなど、両方の技術を同時に、ガードナー（Ｇａｒｄｎｅｒ）・バンド・エッジ・タイミング回復アルゴリズムと共に利用することもできる。本発明は、このような任意のシンボル・タイミング回復方式と共に使用することができるので有利である。

クロック回復回路１２を出た後、信号は、ブラインド・モード（ｂｌｉｎｄ ｍｏｄｅ）、トレーニング・モード（ｔｒａｉｎｉｎｇ ｍｏｄｅ）および判定指向モード（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｉｒｅｃｔｅｄ ｍｏｄｅ）を組み合わせて動作することができるチャネル等化器３４によって適応可能に等化される。等化器３４は、ＡＴＳＣのＨＤＴＶシステム規格、およびＢｒｅｔｌ氏外による論文「ＶＳＢ Ｍｏｄｅｍ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、１９９５年８月に記載のタイプにしてもよい。また、等化器３４は、１９９８年１月２７日付けで「ＭＵＬＴＩ−ＭＯＤＥ ＥＱＵＡＬＩＺＥＲ ＩＮ Ａ ＤＩＧＩＴＡＬ ＶＩＤＥＯ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＳＹＳＴＥＭ」と題するＳｈｉｕｅ氏外に付与された米国特許第５，７１２，８７３号に記載のタイプにしてもよい。等化器３４はチャネル歪みを補正するが、位相ノイズがシンボル・コンステレーションを無作為に回転させることがあり、また等化済みの信号の振幅が変化することがある。位相トラッキング・ネットワーク３６は、それより前の搬送波トラッキング・ループ２２でパイロット搬送波信号に応答して除去されなかった位相ノイズも含めて、等化器３４からの出力信号中の残留位相および利得ノイズを除去する。次いで、位相補正済み信号は、デコーダ４０でトレリス復号され、ユニット４２でデインタリーブされ、デコーダ４４でリード・ソロモン誤差補正され、デスクランブラ４６でスクランブル解除される。前述の処理ステップの後で、復号されたデータ・ストリームは、ユニット５０により、音声、ビデオおよび表示の処理を受ける。

ＲＦ同調器１４、ＩＦプロセッサ１６、同期検出器８、等化器３４、位相トラッキング・ループ３６、トレリス・デコーダ４０、デインタリーバ４２、リード・ソロモン・デコーダ４４およびデスクランブラ４６は、１９９４年４月４日のＡＴＳＣのＨＤＴＶシステム規格および前述のＢｒｅｔｌ氏外の論文に記載のタイプの回路を利用することができる。シンボル・タイミング回復ループ２６は、任意の既知のタイミング回復ネットワークにすることができる。Ａ／Ｄ変換器１９およびプロセッサ５０の機能を実行する回路は周知である。

同期検出器８は、セグメント同期およびフィールド同期の両方を検出する従来の同期検出器である。同期検出器８は、データ・ストリーム中に対応する同期信号が存在することを示す２つの同期信号（セグメントおよびフィールド）を生成する出力端子１３を含んでいる。ＨＤＴＶ ＶＳＢ送信システムは、所定のデータ・フレーム・フォーマットでデータを搬送する。各データ・フレームは２つのフィールドを含み、各フィールドは、８３２個の多レベル・シンボルからなる３１３個のセグメントを含んでいる。各フィールドの第１のセグメントは、フィールド同期セグメントと呼ばれ、残りの３１２個のセグメントはデータ・セグメントと呼ばれる。各データ・セグメントは、４シンボル・セグメント同期文字を含んでいる。各フィールド同期セグメントは、４シンボル・セグメント同期文字と、その後に続くフィールド同期成分とを含んでいる。このフィールド同期成分は、所定の５１１シンボル擬似乱数（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｕｍｂｅｒ：ＰＮ）シーケンスおよび３つの所定の６３シンボル擬似乱数を含み、これら３つの所定の６３シンボル擬似乱数の真中の１つは、連続したフィールドで反転している。ＶＳＢモード制御信号（ＶＳＢシンボル・コンステレーションのサイズ、すなわち８−ＶＳＢであるか１６−ＶＳＢであるかを規定する）が、最後の６３擬似乱数に続き、その後に、９６個の予約シンボル（ｒｅｓｅｒｖｅｄ ｓｙｍｂｏｌ）およびその前のフィールドからコピーした１２個のシンボルが続く。

各同期信号がデータ・ストリーム中で検出されたとき、同期検出器８は同期出力信号１３を生成する。この同期出力信号１３は、各同期成分の同期イネーブル・パルスと等化である。同期出力信号１３は、データ・ストリーム中に同期信号が現れたときに“高”（ＨＩＧＨ）となり、そうでないときには“低”（ＬＯＷ）のままである。同期出力信号１３（またはこの信号から得られる信号）は、後続の処理ユニット３４、３６、４０、４２、４４および４６でも何らかの形態で使用される。

上述のように、Ａ／Ｄ変換器１９の前または後、搬送波トラッキング・ループ２２の後、あるいはシンボル・タイミング回復ループ２６の後に、整合フィルタを配置することができる。しかし、図１に示す復調器では、整合フィルタが等化器３４より前に配置されることはなく、従って図示していない。その代わりに、等化器３４が、整合フィルタ機能を実行する。整合フィルタを置くことにより、搬送波トラッキング・ループおよびシンボル・タイミング回復ループで更に直線歪みが生じる。

シンボル・タイミング回復ループ２６により生成された出力信号１５および同期検出器８により生成された出力信号１３は、共に等化器３４への入力となる。

図１には示していないが、等化器３４およびクロック回復回路１２の内部には、スライサ（ｓｌｉｃｅｒ）機能も存在している。シンボル時間毎に、スライサは、プログラムされた参照テーブルから、入力シンボル・サンプルに最も近いシンボル・コンステレーション中の点に対応するデータ・シンボルをその決定として選択する。すなわち、スライサは、その決定として、ユークリッドの距離にして最も入力シンボル・サンプルに近いシンボルをそのアルファベットの中から選択する。更に詳細には、スライサは、送信シンボルに対応する実軸に沿った所定の信号点において入力信号があることを予測する。

搬送波トラッキング・ループ入力信号２１は同相で回転しており、整合している（すなわち十分にレイズド・コサイン・フィルタを通した信号である）こともあり、あるいは、整合していない（すなわち図１に示すようにルート・レイズド・コサイン・フィルタを通しただけの信号である）こともある。これは、搬送波トラッキング・ループ入力信号が、８−ＶＳＢスライサが予測するレベルの１．７倍（整合している場合）または２．０倍（整合していない場合）までのレベルをとることができることを意味する。搬送波回復、スライシングおよび逆回転の動作に関する更なる情報は、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ社（米国マサチューセッツ州ボストン）から出版されたＬｅｅおよびＭｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｄｔによるテキスト「ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ」に見い出すことができる。搬送波トラッキング・ループ２２のデータ・オーバフローによって復調プロセスに非線形性が生じないようにするために、搬送波トラッキング・ループ２２は、シンボル・タイミング回復ループ２６の後に続く復調器ステージ８、３４、３６などより高いダイナミック・レンジを持たなければならない。また、このことにより、Ａ／Ｄ変換器１９に於いてもより高いダイナミック・レンジが必要となる。

しかしながら、Ａ／Ｄ変換器および搬送波トラッキング・ループのハードウェアを節約するためには、復調器全体、例えばデータ・ストリーム中の１０ビット・サンプルに対して同じダイナミック・レンジを保つことが望ましい。異なる復調器ブロック（１９、２２、２６、８、３４および３６）に対して同じダイナミック・レンジを使用する場合には、搬送波トラッキング・ループ信号のダイナミック・レンジが、シンボル・タイミング回復ループ２６を通過したシンボル・ストリームのダイナミック・レンジより１．７から２．０大きいことを考慮すると、シンボル・タイミング回復ループ２６より先にあるブロックでは、ハードウェアが許容するダイナミック・レンジより小さなダイナミック・レンジを使用することになる。信号のダイナミック・レンジが小さくなると、臨界量子化ノイズは大きくなる。量子化ノイズは、サンプリング時における信号の実際の値と、それに最も近い量子化区間値（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ ｉｎｔｅｒｖａｌ ｖａｌｕｅ）との差である。スライサが入力サンプルに最も近いスライサ・レベルでこの入力サンプル近似するときには、量子化ノイズの１つの源はスライサにより生じる。更に、シンボル・タイミング回復ループがスライサ・レベルに依存し、従って信号レベルがスライサ・レベルに近いときに最適な性能が達成されることもある。また、等化器の収束速度は、信号レベルがスライサ・レベルに近く、等化器が直線歪みを補正する他に利得制御を行う必要がないときに速くなる。理論的には、等化器はある程度の利得制御を行うことができるが、その入力の信号レベルがスライサ・レベルから離れているときには、収束に誤りが生じる危険を冒すことになる。上記の全ての理由から、最も望ましい復調器の解決策では、復調器全体で同じダイナミック・レンジを使用すること、復調器全体で十分なハードウェア・ダイナミック・レンジを使用すること、並びにシンボル・タイミング回復ループ出力および等化器入力の信号レベルがスライサ・レベルに近いことが必要である。本発明は、搬送波トラッキング・ループ信号出力とシンボル・タイミング回復ループ信号出力の間の内部利得の不均衡、並びに搬送波トラッキング・ループの入力で得られる信号のダイナミック・レンジが整合フィルタの様々な配置に因り様々になる可能性に対処するものである。

処理済みＩＦ信号が整合している場合と整合していない場合があるなど、様々な設計が可能であることから、搬送波トラッキング・ループ２２とシンボル・タイミング回復ループ２６の間の接続を最適にするために、本発明の第１の実施形態では、搬送波トラッキング・ループ２２とシンボル・タイミング回復ループ２６の間に切換え可能な固定利得制御装置を結合する。

図２は、本発明の原理による固定利得制御を利用した、本発明に係る実施形態のＨＤＴＶ受信機を示すブロック図である。図２を参照すると、内部利得制御装置１０を含むＨＤＴＶ受信機が示されている。内部利得制御装置１０は、図示のように、搬送波トラッキング・ループ２２の出力に配置することも、あるいは補間器（図示せず）の出力の後に配置することもできる。補間器は、通常はシンボル・タイミング回復ループ２６の内部構成要素の１つである。補間器は、時間的には、Ａ／Ｄ変換器１９により実際に抽出される２７ＭＨｚの各サンプルの間に信号サンプルを生成することができる。すなわち、補間器は、２７ＭＨｚの各サンプルの間を補間して、１０．７６ＭＨｚのシンボル時間サンプルを生成し、好ましい実施形態では、各シンボル時間の合間の時間に更に別のサンプルを生成する。必要に応じてこれらの中間サンプルを生成することにより、補間器は、シンボル・タイミング回復ループ２６が、有効サンプリング周波数および位相を調節することができるようにする。

内部利得制御装置１０は、信号経路２３を介して搬送波トラッキング・ループ２２の出力を受信する。搬送波トラッキング・ループ２２の出力信号レベルは、信号経路２５を介してシンボル・タイミング回復ループ２６に入る前に調節される。内部利得制御装置１０の絶対利得は、以下の表１に示すように、ｇａｉｎ＿ｃｎｔｌ信号１１により制御される。当業者なら、内部利得制御装置１０は、表１に示される利得をそれぞれ有する複数の固定利得増幅器で構成することができること、並びにｇａｉｎ＿ｃｎｔｌ信号により切換え回路を制御し、固定利得増幅器のうち、信号経路２５を介し利得調節済み出力信号を供給する所望の１つを選択することができることを理解するであろう。ｇａｉｎ＿ｃｎｔｌ制御信号は、復調器の外部の回路から供給されることもある。

図３に、本発明に係る実施形態の内部利得制御装置の詳細を示す。図３の適応型利得制御ループは、ＨＤＴＶ受信機１内のその他のループと干渉しないように、比較的低い帯域幅（数ｋＨｚ以下程度）を有する自動利得制御ループである。利得制御入力信号２３は、搬送波トラッキング・ループ２２（図２）から得られる。利得制御入力信号２３は、シンボル・タイミング回復ループ２６への入力に結合される出力信号２５を有する適応型利得制御装置２で処理される。適応型利得制御装置２によりもたらされる減衰は、利得検出器／アキュムレータ検出器４の出力信号３により調節される。

利得検出器／アキュムレータ４は、制御信号５、基準信号６、および理想シンボルを表す信号を表すスライサ４１からのスライス済み基準信号４３、の３つの入力信号に応答する検出器兼アキュムレータである。基準信号６は、シンボル・タイミング回復ループの出力信号１５であってもよく、その場合には、データ・ストリームまたはシーケンスの全体が評価される。あるいは、基準信号６は、同期出力信号１３によりゲート制御されることもあり、その場合には、フィールド同期信号またはセグメント同期信号のみが、同期検出器８によりデータ・ストリーム内で識別された後に評価されることになる。制御信号５は、クロック・レートがシンボル・レートより速い場合には、シンボル・クロック・イネーブル・パルスである。あるいは、制御信号５は、セグメント同期検出器の出力信号および／またはフィールド同期検出器の出力信号１３である。セグメントまたはフィールド同期検出器の出力信号１３はそれぞれ、上述のように、セグメント同期またはフィールド同期がデータ・ストリーム内に存在することを示すイネーブル信号である。例えば、セグメント同期検出器の出力は、データ・ストリーム中に４つのセグメント同期シンボルが現れたときに“高”（ＨＩＧＨ）となり、そうでない場合、出力信号１３は“低”（ＬＯＷ）である。

利得検出器／アキュムレータ４は、ｙ＝ｘ＊（ｘｓ−ｘ）、または、ｙ＝ｓｉｇｎ（ｘ）＊（ｘｓ−ｘ）の何れかに従って実施することができる。ここで、ｙは検出器４の出力信号３、ｘは基準信号６、ｘｓはスライサ４１のスライス済み基準信号４３、ｓｉｇｎ（．）はサイン（ｓｉｇｎ）関数である。

利得検出器／アキュムレータ４は、上記方程式の何れかから得られたｙの値を更に累積し、この累積したものを利得制御信号３として使用してもよい。

高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）受信機を示すブロック図である。 本発明の原理による固定利得制御を利用したＨＤＴＶ受信機を示すブロック図である。 図１に示すＨＤＴＶ受信機と共に使用するのに適した適応型利得制御回路を示すブロック図である。

Claims (16)

1. 高精細度テレビジョン受信機の復調器であって、
   搬送波トラッキング・ループを含み、信号を受信して、当該受信された信号を処理してベースバンド信号を生成する受信回路であって、当該受信回路は第１の構成または第２の構成を有し、前記第１の構成が搬送波トラッキング・ループに結合された整合フィルタを含み、前記第２の構成が搬送波トラッキング・ループよりも前段に整合フィルタを含んでおらず、前記第１の構成では、第１のダイナミック・レンジを有する出力信号を生成するように動作し、前記第２の構成では、第１のダイナミック・レンジとは異なる第２のダイナミック・レンジを有する出力信号を生成するように動作する、前記受信回路と、
   シンボル・タイミング・ループを含み、予測された所定の信号レベル点を有する信号を処理し、シンボルを表す信号のシーケンスを生成することによって、受信したデータを判定するように構成された、処理回路と、
   前記受信回路と処理回路との間に結合された適応型の利得制御回路であって、前記処理回路からの信号に応答して当該適応型の利得制御回路の利得を調節することによって、前記第１のダイナミック・レンジまたは第２のダイナミック・レンジの何れか一方を有する前記受信回路の前記出力信号を処理し、前記予測された所定の信号レベル点を有する信号を生成する、前記適応型の利得制御回路と、
   を含む、前記復調器。
2. 前記第１および第２のダイナミック・レンジが、前記予測された所定の信号レベル点よりも広い、請求項１記載の復調器。
3. 前記処理回路が、所定の固定信号レベルを有する判定点に基づいて判定を行う判定指向型回路要素を含む、請求項１に記載の復調器。
4. 前記利得制御回路が、切換え可能な固定利得を有するように当該利得制御回路を動作させるための利得制御信号に応答する、請求項１に記載の復調器。
5. 前記利得制御回路が表１に従って動作する、請求項４に記載の復調器。
   

   
6. 前記利得制御信号が復調器の外部から供給される、請求項４に記載の復調器。
7. 前記適応型の利得制御回路が、前記信号に応じた利得調節信号を生成し、前記利得調節信号に応答して当該適応型の利得制御回路の利得を調節する検出器を含む、請求項１に記載の復調器。
8. 前記適応型の利得制御回路が、利得調節信号を累積し、前記累積に応答して当該適応型の利得制御回路の利得を調節するアキュムレータを更に含む、請求項７に記載の復調器。
9. 前記適応型の利得制御回路が、前記信号としての前記シンボルを表す信号のシーケンスに応答して利得を調節する、請求項１に記載の復調器。
10. 前記シンボルを表す信号のシーケンスが、一定数のシンボルを含むセグメント同期部分をそれぞれ含む連続したセグメントとして構成され、
    前記適応型の利得制御回路が、前記セグメント同期部分の全てまたは一部に応答して利得を調節する、請求項９に記載の復調器。
11. 前記処理回路がセグメント同期信号を生成する同期検出器を更に含み、
    前記適応型の利得制御回路が、前記シンボルを表す信号のシーケンスおよび前記セグメント同期信号に応答して、セグメント同期部分に応じて利得を調節する、請求項１０に記載の復調器。
12. 前記シンボルを表す信号のシーケンスが、連続したセグメントとして構成され、更に一定数のセグメントを含むフィールド同期部分をそれぞれ含む複数のフィールドに構成され、
    前記適応型の利得制御回路が、前記フィールド同期部分の全てまたは一部に応答して利得を調節する、請求項９に記載の復調器。
13. 前記処理回路がフィールド同期信号を生成する同期検出器を更に含み、
    前記適応型の利得制御回路が、前記シンボルを表す信号のシーケンスおよび前記フィールド同期信号に応答して、フィールド同期部分に応じて利得を調節する、請求項１２に記載の復調器。
14. 前記適応型の利得制御回路が、前記シンボルを表す信号のシーケンスに応答して理想シンボルを表す信号の対応するシーケンスを生成するスライサを更に含み、
    前記適応型の利得制御回路が、前記シンボルを表す信号のシーケンスおよび前記対応する理想シンボルを表す信号のシーケンスに応答して利得を調節する、請求項９に記載の復調器。
15. 前記適応型の利得制御回路中の前記利得検出器が、
    ｙ＝ｘ＊（ｘｓ−ｘ）
    に従って動作し、ここで、ｙは利得調節信号、ｘはシンボルを表す信号、ｘｓはｘに対応する理想シンボルを表す信号である、請求項１４に記載の復調器。
16. 前記適応型の利得制御回路の利得検出器が、
    ｙ＝ｓｉｇｎ（ｘ）＊（ｘｓ−ｘ）
    に従って動作し、ここで、ｙは利得調節信号、ｘはシンボルを表す信号、ｘｓはｘに対応する理想シンボルを表す信号、ｓｉｇｎ（．）はサイン関数である、請求項１４に記載の復調器。

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