JP4872086B2 - 高域信号補間装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばＭＰ３のような圧縮を伴うデジタルオーディオ機器や、電話機等に使用して好適な高域信号補間装置に関する。詳しくは、圧縮等によって欠落している高域信号を擬似的に補間するようにしたものである。

近年、音楽等の音声を表す音声データを、インターネット等のネットワークを介して配信したり、ＭＤ（Mini Disk）等の記録媒体に記録したりして利用することが、盛んになっている。このように、ネットワークで配信されたり記録媒体に記録されたりする音声データでは、帯域が過度に広くなることによるデータ量の増大や占有帯域幅の広がりを避けるため、一般に、供給する対象の音楽等のうち一定の周波数以上の成分を除去している。

すなわち、例えば、ＭＰ３（MPEG1 audio layer 3）形式の音声データでは、約１６キロヘルツ以上の周波数成分が除去されている。また、ＡＴＲＡＣ３（Adaptive TRansform Acoustic Coding 3）形式の音声データでは、約１４キロヘルツ以上の周波数成分が除去されている。

このように高域の周波数成分が除去されるのは、人間の聴覚との関係から可聴域を超える周波数成分は不要と考えられているからである。しかしながら、上述のように高域の周波数成分が完全に除去された信号では、音質が微妙に変化し、オリジナルの音楽等に比べて音質が劣化していることが指摘されるようになってきた。

これに対し、従来の高域信号補間では、被補間信号を周波数変換することにより補間用信号を生成するものや（例えば、特許文献１参照。）、原信号に相関のない高周波信号を加算しているものが知られている（例えば、特許文献２参照。）。

すなわち、特許文献１に記載の技術は、高域信号補間において、被補間信号を周波数変換することにより補間用信号を生成している。また、特許文献記載２の技術は、ホワイトノイズ発生器からの信号の高域成分の抽出を行って、原信号に相関のない高周波信号を加算している。
特開２００４−１８４４７２号公報 特開平２−３１１００６号公報

しかしながら、特許文献１、２に記載の技術では、いずれも除去された高域信号を補間するものであるが、特許文献１に記載の技術では、周波数変換のためにＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いるなど、複雑な回路構成が必要とされる。また、特許文献２に記載の技術では、相関のない高周波信号であるために充分な効果は得ることができないものであった。

一方、本発明者は、先に、原信号の包絡成分の高調波部分を取り出し、欠落した高周波成分を補間する「高域信号補間方法及び高域信号補間装置」を、特願２００５−２１０１２４号として出願している。この先願発明では、高調波部分を取り出すために信号を実部と虚部に分解するヒルベルト変換を用い、その実部と虚部の二乗平方根演算を行って、高域成分を形成する。この結果、先願発明は、極めて高音質の補間を行うことができるようになり、市販の音響製品にも採用されるなど高い評価を受けている。

ところが、この先願発明においては、高調波部分を取り出すためのヒルベルト変換や平方根の演算に比較的多くの計算処理が必要とされる。このため、特に小型の機器においては、処理回路を同機器が行う他の機能（映像表示等）と併用する場合などに、処理回路の負荷が増大する問題が生じる。また、この負荷増大のためだけに処理回路の能力を強化することは、要求される回路装置が高価になって経済的にも問題となる。さらに、このような信号処理に用いられるＤＳＰは、消費電力が大きいという問題もあった。

そこで、さらに本発明者は、原信号のピーク値を検出し、検出されたピーク値を保持して得られる矩形波を生成し、生成された矩形波の高調波部分を取り出して原信号に加算することで、欠落した高周波成分を補間する「高域信号補間方法及び高域信号補間装置」を特願２００６−２８２８３０号として出願した。

すなわち、図７において、入力端子１には、例えばＭＰ３やＡＴＲＡＣ３のような圧縮処理を伴う機器からの再生信号が原信号として供給される。この入力端子１に供給された原信号が、ピーク値を検出保持して矩形波信号を生成するピーク値検出保持回路２に供給される。ここで生成される矩形波信号には入力される信号の高調波成分が含まれている。この矩形波信号がハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３に供給され高調波成分が取り出される。

さらに、入力端子１からの原信号は、上述のピーク値検出保持回路２での処理時間に相当する遅延回路４に供給され、遅延時間の揃えられた信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）５に供給されて高域成分の除かれた信号が取り出される。そしてこれらのハイパスフィルタ３とローパスフィルタ５の出力信号が加算回路６で加算されて出力端子７に出力される。これにより、出力端子７からは、高域信号が重畳（強調）された信号が得られる。

このようにして、例えばＭＰ３やＡＴＲＡＣ３のような圧縮を伴う機器から再生されたデジタルオーディオ信号に対して、高域信号の補間が行われる。すなわち、ピーク値保持回路２で形成される矩形波信号の高調波部分を、高域成分の除かれた原信号に加えることで、高域信号の補間を行うことができる。したがって、この処理で用いられる演算は、ピーク値の検出とハイパスフィルタ３とローパスフィルタ５の処理だけである。

そしてこの処理において、入力端子１に供給された原信号が図８に実線で示すような波形であった場合には、この原信号のピーク値は図中に○印で示すように検出される。そこでこのピーク値が保持されると、図中に点線で示すような矩形波信号が形成される。この矩形波信号は、入力信号に含まれている高調波成分が強調された状態で形成される信号であるから、この矩形波信号から高調波部分を取り出すことにより、入力信号の高域の信号が取り出される。

なお、この図８において、符号ａで示す期間のように、原信号（実線）が一定振幅の場合には高調波成分は発生しないことになる。しかしながらこのような信号は、もともと高域成分が少ないものと考えられ、本発明がそのような信号にも忠実であることが分かる。この符号ａの期間においては、入力端子１に供給される原信号は、ローパスフィルタ５を通じて加算回路６に供給されているが、ＨＰＦ３から加算回路６に高調波成分が供給されないから、加算回路６からは原信号が高域強調されることなく出力される。

上述したように、入力信号のピーク検出保持を行って得られる矩形波の保有する高調波成分は、原信号が有する高域成分特性に極めて近似している。したがって、この高調波成分で原信号を補間すれば、極めて良好な高域信号の補間を行うことができる。なお、図９Ａには補間前の信号を示し、図９Ｂに補間後の信号を示している。この図９からわかるように、本発明によれば極めて良好な高域信号の補間が行われている。このようにして、この先願発明では、比較的少ない計算量で高域信号補間を実現することができた。

しかしながら、この先願発明においても、まだ計算処理の負担が大きいとされる場合があった。また、このような信号処理をデジタルで行っている場合には、ハイパスフィルタ３やローパスフィルタ５での処理も大きな負担になる。したがって、これらの処理を実現するためには依然としてＤＳＰが必要とされ、このようなＤＳＰには、消費電力が大きいという問題も残されていた。

この発明は、このような問題点に鑑みて成されたものであって、本発明の目的は、アナログ回路を利用することによって計算処理の負担を小さくし、ＤＳＰを使用しなくても、良好な高域信号の補間が実現できるようにするものである。

上記の課題を解決し、本発明の目的を達成するため、請求項１に記載された発明は、入力端子に供給される原アナログ信号のピーク値を検出する手段と、検出されたピーク値に応じたパルス幅変調信号を生成する手段と、生成されたパルス幅変調信号の高調波部分を取り出す手段と、取り出された高調波部分を入力端子に供給される原アナログ信号に加算する手段とを有することを特徴とする高域信号補間装置である。

請求項２に記載の高域信号補間装置においては、入力端子に供給される原アナログ信号を帯域制限してマイクロコンピュータのアナログ−デジタル変換入力に供給し、このマイクロコンピュータにてピーク値の検出、及びパルス幅変調信号の生成を行うことを特徴とするものである。

請求項３に記載の高域信号補間装置においては、ピーク値の検出は、サンプリングされた連続する３点の値の中央の値が直前の値と等しいかより大きく、かつ直後の値より大きいときに中央の値をピーク値として検出することを特徴とするものである。

請求項４に記載の高域信号補間装置においては、パルス幅変調信号の生成は、ピーク値をカウンタにプリセットし、所定のクロック信号でダウンカウントして行うことを特徴とするものである。

請求項５に記載の高域信号補間装置においては、パルス幅変調信号を直流化して矩形波を生成する手段を設けることを特徴とするものである。

本発明の高域信号補間装置によれば、原アナログ信号のピーク値を検出し、その値に応じて生成されるパルス幅変調信号による矩形波の高調波部分を取り出して補間を行うようにしたので、極めて簡単な構成で良好な高域信号が形成され、処理回路の負荷を増加せずに実用的な高域信号補間を実施することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を説明する。
図１は、本発明による高域信号補間装置を適用した装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。なお、本例の高域信号補間装置においては、例えばＭＰ３やＡＴＲＡＣ３のような圧縮処理を伴う機器から再生されたアナログオーディオ信号が原アナログ信号として供給される。

そこで入力端子１１に供給される原アナログ信号が、例えば遮断周波数１０キロヘルツのアナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２に供給される。なお、ここでは楽器の基本周波数として最高１０キロヘルツを想定している。そしてこのローパスフィルタ１２で帯域制限された信号が、マイクロコンピュータ１３のＡ／Ｄ変換入力１４に供給される。さらに、マイクロコンピュータ１３では、入力信号のピーク値検出１５が行われ、この検出されたピーク値に対しパルス幅変調（ＰＷＭ）１６が行われてＰＷＭ信号が取り出される。

そして、このマイクロコンピュータ１３から取り出されたＰＷＭ信号が、ＰＷＭの搬送周波数となる１００キロヘルツ以上を除去するアナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７に供給されて矩形波が形成される。この矩形波信号が高調波部分を取り出すための遮断周波数２０キロヘルツのアナログハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１８に供給される。さらに、ハイパスフィルタ１８から取り出された高域信号が加算器１９に供給され、入力端子１１からの原アナログ信号に加算されて出力端子２０に取り出される。

したがって、本発明による高域信号補間装置においては、ローパスフィルタ１２、１７及びハイパスフィルタ１８はいずれもアナログ回路で形成されるので、信号処理の負担にならないと共に、消費電力も極めて少ないものとなる。

また、信号処理では、マイクロコンピュータ１３には既存のＡ／Ｄ変換入力１４を用いる他には、ピーク値検出１５とパルス幅変調（ＰＷＭ）１６が行われるだけなので、信号処理の負担も小さくなり、ハードウェアとしては、いわゆるＣＰＵ（Central Processing Unit）で実現可能なものとなる。そして、このようなＣＰＵは消費電力も極めて少ないものである。

さらに、ＣＰＵでの処理は、一般的なオーディオ信号に比べて高速に行うことができるので、先願発明の回路で用いられていた遅延回路も不要となる。したがって、回路構成を簡単にでき、余分な回路を設けないので、製品価格も安価とすることができる。

次に、図２に示すフローチャートに基づいて、図１の高域信号補間装置におけるピーク値検出１５の動作について説明する。

図２に示されるように、処理がスタートすると、まず、変数ｎが「ｎ＝１」に初期化され（ステップＳ１）、次に、供給されたデジタルオーディオ信号の連続する３つのサンプリング値Ａn-1、Ａn、Ａn+1が取り出される（ステップＳ２）。そして、これら３つのサンプリング値Ａn-1、Ａn、Ａn+1が比較され、ここで値Ａn-1＝Ａnかつ値Ａn＞Ａn+1であるかどうかが判断される（ステップＳ３）。

この判断ステップＳ３での判断がＹｅｓであれば、続いて値Ａnがピーク値として取り出される（ステップＳ４）。また、判断ステップＳ３で、値Ａn-1＝Ａnかつ値Ａn＞Ａn+1ではない（Ｎｏ）とき、つまりＡn-1≠Ａnまたは値Ａn＜Ａn+1のときは、値Ａn-1＜Ａnかつ値Ａn＞Ａn+1であるかどうかが判断される（ステップＳ５）。この判断ステップＳ５の判断がＹｅｓであれば、同様にステップＳ４に進み、値Ａnがピーク値として取り出される。

すなわち、Ａｎが判断ステップＳ３と判断ステップＳ５の関係のいずれかを満たしていれば、つまり原信号のサンプリング値が図３ＡまたはＢに示すような関係を満たしていれば、ピークが生じたときの値Ａnが保持される。一方、Ａｎが判断ステップＳ３と判断ステップＳ５のいずれの関係も満たしていない（Ｎｏ）と判断された場合は、ｎをｎ＋１にしてステップＳ２に戻る（ステップＳ６）。このようにして原信号のピーク値を検出保持する処理が、デジタルオーディオ信号のサンプリング周期ごとに繰り返し行われる。

さらに図４には、フローチャートの他の例を示す。この例では、ステップＳ２のあと、３つのサンプリング値Ａn-1、Ａn、Ａn+1が比較され、ここで値Ａn-1＞Ａnであるかどうかが判断される（ステップＳ３′）。この判断ステップＳ３′の判断でＮｏと判断された場合は、続いて値Ａn＞Ａn+1であるかどうかが判断される（ステップＳ５′）。そしてこの判断ステップＳ５′の判断でＹｅｓと判断された場合は、値Ａnがピーク値として取り出される（ステップＳ４）。

この場合も、原信号のサンプリング値が図３ＡまたはＢに示すような関係を満たしていれば、ピークが生じたときの値Ａnが保持される。一方、判断ステップＳ３′でＹｅｓと判断されたとき、または判断ステップＳ５′でＮｏと判断された場合は、ｎをｎ＋１にしてステップＳ２に戻る（ステップＳ６）。このようにして原信号のピーク値を検出保持する処理が、デジタルオーディオ信号のサンプリング周期ごとに繰り返し行われる。

また、図５に示すフローチャートに基づいて、図１の高域信号補間装置におけるパルス幅変調（ＰＷＭ）１６の動作について説明する。

図５に示されるように、処理がスタートすると、まず、プリセットパルスが入力されたか否か判断され（ステップＳ１１）、入力されていないとき（Ｎｏ）は、このステップＳ１１が繰り返されている。そして、ステップＳ１１でプリセットパルスが入力される（Ｙｅｓ）と、値Ｎに入力ピーク値がプリセットされる（ステップＳ１２）。

さらに、値Ｎ＝０か否か判断され（ステップＳ１３）、Ｎ≠０のとき（Ｎｏ）は〔Ｎ＝Ｎ−１〕とされ（ステップＳ１４）て、ステップＳ１３が繰り返される。また、ステップＳ１３でＮ＝０のとき（Ｙｅｓ）はステップＳ１１に戻される。

これによって、例えば図６Ａに示すようなプリセットパルスが供給されると、その後のステップＳ１３、１４の処理時間を図６Ｂに示すようなクロックの周期として、プリセットされた入力ピーク値からダウンカウントが行われる。そして、カウント値Ｎが０になるまでの間に、図６Ｃに示すように、入力ピーク値に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が形成される。

以上説明したように、本例の構成においては、高域信号補間の信号処理をピーク値検出とパルス幅変調（ＰＷＭ）の簡単な処理だけで実現することができ、信号処理を回路の負担を少なくして実施することができる。さらに、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタにはアナログ回路を利用することによって、処理回路に掛る負担をさらに小さくし、ＤＳＰを使用しなくても、良好な高域信号の補間を実施することが可能になる。

このように、本発明の高域信号補間装置によれば、入力端子に供給される原アナログ信号のピーク値を検出し、検出されたピーク値に応じたパルス幅変調信号を生成し、生成されたパルス幅変調信号の高調波部分を取り出して入力端子に供給される原アナログ信号に加算することにより、極めて簡単な構成で良好な高域信号が形成され、実用的な高域信号補間を実施することができるものである。

なお本発明は、上述の説明した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載を逸脱しない範囲において、種々の変形が可能とされるものである。

本発明による高域信号補間装置を適用した装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。 ピーク値検出の処理を示す一例のフローチャート図である。 その説明のための波形図である。 ピーク値検出の処理を示す他の例のフローチャート図である。 パルス幅変調（ＰＷＭ）の処理を示す一例のフローチャート図である。 その説明のための波形図である。 本発明者が先に提案した高域信号補間装置の構成を示すブロック図である。 その説明のための波形図である。 その効果の説明のための波形図である。

符号の説明

１１…入力端子、１２…アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１３…マイクロコンピュータ、１４…Ａ／Ｄ変換入力、１５…ピーク値検出、１６…パルス幅変調（ＰＷＭ）、１７…アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１８…アナログハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、１９…加算器、２０…出力端子

Claims (5)

1. 入力端子に供給される原アナログ信号のピーク値を検出する手段と、
   前記検出されたピーク値に応じたパルス幅変調信号を生成する手段と、
   前記生成されたパルス幅変調信号の高調波部分を取り出す手段と、
   前記取り出された高調波部分を前記入力端子に供給される原アナログ信号に加算する手段と
   を有することを特徴とする高域信号補間装置。
2. 請求項１記載の高域信号補間装置において、
   前記入力端子に供給される原アナログ信号を帯域制限してマイクロコンピュータのアナログ−デジタル変換入力に供給し、
   該マイクロコンピュータにて前記ピーク値の検出、及び前記パルス幅変調信号の生成を行う
   ことを特徴とする高域信号補間装置。
3. 請求項１または請求項２のいずれかに記載の高域信号補間装置において、
   前記ピーク値の検出は、サンプリングされた連続する３点の値の中央の値が直前の値と等しいかより大きく、かつ直後の値より大きいときに前記中央の値を前記ピーク値として検出する
   ことを特徴とする高域信号補間装置。
4. 請求項１または請求項２のいずれかに記載の高域信号補間装置において、
   前記パルス幅変調信号の生成は、前記ピーク値をカウンタにプリセットし、所定のクロック信号でダウンカウントして行う
   ことを特徴とする高域信号補間装置。
5. 請求項１または請求項２のいずれかに記載の高域信号補間装置において、
   前記パルス幅変調信号を直流化して矩形波を生成する手段を設ける
   ことを特徴とする高域信号補間装置。

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