JPH0944185A - Ｐｗｍ信号変調復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】アナログ信号をＡ／Ｄ変換したディジタル値
と、入力アンプの増幅度値を記憶し、ＰＷＭ（パルス幅
変調）信号を用いてアナログ信号に復調するＰＷＭ信号
変調復調回路において、記憶したディジタル値と増幅度
値を基に、入力アンプの増幅度を予測制御することが可
能なＰＷＭ信号変調復調回路を提供する。 【構成】入力信号を増幅する増幅度可変型アンプ１で入
力アナログ信号を増幅し、Ａ／Ｄ変換してデータ補正処
理と増幅度の予測制御処理を行い、各種信号処理を行っ
た後、再びデータ補正処理とＰＷＭ変換を行い、増幅度
可変型アナログ変換器３の増幅度制御を行ってアナログ
信号を得る。また、入力側データ補正、予測型増幅度制
御処理、各種信号処理、出力側データ補正、増幅度制御
処理は、ＭＰＵ２により、ソフトウェアで処理を行って
いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、パルス幅変調信号、い
わゆるＰＷＭ（Puise width modulation）信号回路に係
り、特に、入力アンプの増幅度を予測制御するＰＷＭ信
号変調復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルス幅変調信号、いわゆるＰＷＭ信号
は、ディジタル値をパルス幅の変化量に変換することに
よって得られる信号であり、主にディジタル回路の演算
結果などをアナログ信号に変換する目的で使用される信
号である。一方、ディジタル信号をアナログ信号に変換
する方法は、Ｄ／Ａコンバータを用いた方法が良く知ら
れている。しかし近年、装置の小型化・低価格化に伴
い、Ｄ／Ａコンバータに代わって、ＭＰＵ内蔵のタイマ
パルスユニットとクロック信号によって生成されるＰＷ
Ｍ信号を用いる方式が普及してきた。

【０００３】ＰＷＭ信号生成方式は、タイマパルスユニ
ット内部のタイマカウンタにクロック信号を入力し、タ
イマパルスユニット内部のコンペアレジスタに所望のア
ナログ値に相当するディジタル値を書き込み、タイマカ
ウンタとコンペアレジスタの一致タイミングで割込みを
発生させることによって出力ポートを制御し、ＰＷＭ信
号を得る方式が一般的であった。しかし、このＰＷＭ信
号の分解能は、タイマカウンタのビット数や割込み周期
などによって制限を受けるため、高精度なアナログ信号
を扱うときなどは、そのままでは使用できなかった。

【０００４】従来、ＰＷＭ信号の分解能を高める方法と
して特開平4-96417号公報が知られている。上記従来技
術は、前述のようにＭＰＵ内蔵のタイマパルスユニット
とクロック信号によってＰＷＭ信号を生成する方式であ
り、この時のＰＷＭ信号の分解能を高める方法として、
期待する分解能を「Ａ」、タイマカウンタの分解能を
「Ｂ」とした場合、ｎ＝Ａ／Ｂ（Ａ，Ｂは２のべき乗の
整数）として「ｎ」を求めた後、ＰＷＭ信号に変換する
前のディジタル値の「ｎ」回平均を求め、該平均値をＰ
ＷＭ信号に変換し「ｎ」回連続出力することにより、Ｐ
ＷＭ信号の分解能をタイマカウンタの分解能の「ｎ」倍
に高めるというものであった。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来方式では、Ｐ
ＷＭ信号作成用タイマへの入力信号値の大きさについて
何ら配慮されておらず、入力信号値が大きく変動し、飽
和した場合には制御不能になるという問題があった。

【０００６】また上記方式では、例えば、タイマカウン
タを８ビットとした場合、復調し得るアナログ信号の分
解能は、最大でも２５６階調となり、タイマカウンタが
８ビットである限りはこれ以上の分解能は得られず、ダ
イナミックレンジが狭いという問題があった。

【０００７】また、分解能を「ｎ」倍に高めるためとは
言え、一つのディジタル値を「ｎ」回平均し、さらにＰ
ＷＭ信号に変換して「ｎ」回出力していることにより、
本来のＰＷＭ信号の出力タイミングに対して時間差を生
じ、入力信号に対して出力信号の忠実度が悪いという問
題があった。

【０００８】また、音声信号をＡ／Ｄ変換し、ノイズ除
去やフィルタリング処理してＰＷＭ信号を出力する用途
に使用したときなどは、リアルタイム性に欠けているた
めに音声周波数が変動し、従来方式は使用できないとい
う問題があった。

【０００９】一方、近年、ディジタル信号処理により音
声のピッチを変えずに早さだけを変えてより高次な言語
処理速度の衰えも含めた聴覚系全般に渡った補聴を行な
おうとする試みがなされている。例えば、このような話
速変換技術については、例えば電子情報通信学会技術研
究報告（Ｖｏｌ．９２ Ｎｏ．２０７ ＳＰ９２−５４
「高齢者向け音声加工を行なうポータブルＤＳＰシステ
ムの開発」や日本音響学会誌（１９９４年５０巻７号，
Ｐ５０９〜５２０）「リアルタイム話速変換型受聴シス
テム」などに詳述されている。

【００１０】また、この話速変換機能を携帯型の大きさ
の装置に収めた、ポータブル話速変換装置が開発され
た。この装置については、"A portable digital speech
-rateconverter and its evaluation by hearing-impai
red listeners", in Proc. ofInt. Conf. on Spoken La
nguage Processing (ICSLP94), pp.2055-2058, Yokoham
a, Sep. 1994.に詳述されている。このように、音声信
号をディジタル信号処理する要求が高まってはいるが、
前述したとおり、音声信号をリアルタイムに処理するに
は従来方式を用いることはできなかった。

【００１１】本発明の目的は、入力信号が大きく変動す
ることによって起こるＡ／Ｄ変換器の飽和を防いだＰＷ
Ｍ信号変調復調回路を提供することにある。

【００１２】本発明の第二の目的は、Ａ／Ｄ変換器の許
容入力範囲を越えるアナログ信号が入力された場合で
も、出力アナログ信号が飽和しない、ダイナミックレン
ジの広いＰＷＭ信号変調復調回路を提供することにあ
る。

【００１３】本発明の第三の目的は、逐次、入力信号レ
ベル判定値を演算し、入力アナログ信号が激しく増減す
るような値であっても頻繁に増幅度を切り換えることな
く、忠実度の良いＰＷＭ信号変調復調回路を提供するこ
とにある。

【００１４】本発明の第四の目的は、Ａ／Ｄ変換動作が
ＰＷＭ信号出力開始タイミングに、また、ＰＷＭ信号出
力動作がＡ／Ｄ変換開始タイミングに、互いに影響せ
ず、音声信号にも使用可能なリアルタイム性の良いＰＷ
Ｍ信号変調復調回路を提供することにある。

【００１５】本発明の第五の目的は、リアルタイム性の
よいＰＷＭ信号変調復調回路を備えた音声信号の処理装
置を提供することに有る。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、増幅度可変型アンプの増幅度を、過去の
入力ディジタル値と増幅度値から予測して決定する、増
幅度予測制御を行う手段を設けた。

【００１７】上記第二の目的を達成するために、本発明
は、現時刻の入力ディジタル信号の絶対値と入力信号レ
ベル判定値から、１時刻後の入力信号レベル判定値を演
算する判定値演算手段と、前記入力信号レベル判定値が
Ａ／Ｄ変換器の入力レンジの上部に達したときには、上
記増幅度可変型アンプの増幅度を小さくし、前記入力信
号レベル判定値がＡ／Ｄ変換器の入力レンジの下部に達
した時には、上記増幅度可変型アンプの増幅度を大きく
する動作を行なう増幅度制御手段を設けた。

【００１８】上記第三の目的を達成するために、本発明
は、時刻ｔにおける入力信号レベル判定値をＹ（ｔ）、
入力ディジタル信号値の絶対値を｜Ｘ（ｔ）｜とした
時、時刻（ｔ＋１）における入力信号レベル判定値Ｙ
（ｔ＋１）は、 Ｙ（ｔ＋１）＝ｍａｘ（｜Ｘ（ｔ）｜，Ｙ（ｔ）＊ａ） （但し０＜ａ＜１で、かつ、｜Ｘ（ｔ）｜およびＹ
（ｔ）の値の大きいほうを選び、Ｙ（ｔ）が大きいとき
のみＹ（ｔ）に係数ａを掛ける関数）なる式で表される
演算を行う手段を設けた。

【００１９】上記第四の目的を達成するために、本発明
は、Ａ／Ｄ変換動作およびＰＷＭ信号出力動作は、ＭＰ
Ｕ上のタイマー割り込み処理プログラムによって制御さ
れ、Ａ／Ｄ変換動作を制御する命令を含むプログラム
と、ＰＷＭ信号出力動作を制御する命令を含むプログラ
ムとは、独立して記述され、かつ、異なるタイマーユニ
ットが生成するタイミングで、その実行が開始される手
段を設けた。

【００２０】上記第五の目的を達成するために、本発明
はの音声処理装置は、入力された音声信号のレベルから
該音声信号に続いて入力される音声信号のレベルを予測
して入力側の増幅度を制御する手段と、増幅度を制御さ
れた音声信号の時間軸を伸縮する手段と、時間軸を伸縮
した音声信号の出力レベルを入力時のレベルに復元して
出力する手段とを有する。

【００２１】

【作用】入力アナログ信号を増幅度可変型アンプで増幅
し、Ａ／Ｄ変換したディジタル値と前記増幅度可変型ア
ンプの増幅度値を組み合わせて記憶する手段を設けたこ
とにより、前記ディジタル値及び前記増幅度値を基に、
前記増幅度可変型アンプの増幅度を予測して制御するこ
とが可能となり、それによって、入力信号の飽和を防い
だＰＷＭ信号変調復調回路を提供できる。

【００２２】また、現時刻の入力ディジタル信号の絶対
値と入力信号レベル判定値を比較し、１時刻後の入力信
号レベル判定値を演算することによって、入力信号レベ
ル判定値がＡ／Ｄ変換器の入力レンジ（例えば、０〜５
１１とする）の上部（例えば、３８４）に達したときに
は、増幅度可変型アンプの増幅度を小さくして飽和を防
ぎ、入力信号レベル判定値がＡ／Ｄ変換器の入力レンジ
の下部（例えば、１９２）に達した時には、増幅度可変
型アンプの増幅度を大きくして分解能を向上させること
が可能となる。また、入力ディジタル信号からアナログ
信号を再生する場合は、ディジタル値と増幅度値を基
に、ＰＷＭ信号出力部の増幅度を可変すれば良く、それ
によって、ダイナミックレンジの広いＰＷＭ信号変調復
調回路を提供できる。

【００２３】また、入力の信号レベルを予測して、適切
に増幅度を設定するために、入力信号レベル判定値を演
算する手段として、現時刻ｔの入力ディジタル信号値の
絶対値を｜Ｘ（ｔ）｜とし、同じく時刻ｔにおける入力
信号レベル判定値をＹ（ｔ）としたとき、時刻ｔ＋１に
おける入力信号レベル判定値Ｙ（ｔ＋１）を、 Ｙ（ｔ＋１）＝ｍａｘ（｜Ｘ（ｔ）｜，Ｙ（ｔ）＊ａ） （但し０＜ａ＜１で、かつ、｜Ｘ（ｔ）｜およびＹ
（ｔ）の値の大きいほうを選び、Ｙ（ｔ）が大きいとき
のみＹ（ｔ）に係数ａを掛ける関数）なる式で演算を行
い、得られた結果により増幅度を決定する。上記演算式
により現時刻ｔにおいて、入力ディジタル信号の絶対値
が大きいか、入力信号レベル判定値が大きいかを判断す
ることが可能となる。また、Ｙ（ｔ）＊ａは、入力信号
レベル判定値側が大きいかぎり、時刻ｔを経過する度に
適当な割合で漸減する値であり、入力信号レベルの大ま
かな変化に対応する値である。このことから、大きな入
力信号の後に、十分小さな入力信号が連続したときなど
でも、一定時間を経過しなければ増幅度の切り換えは起
こらないことがわかる。その結果、入力信号が激しく増
減するような状況にあっても頻繁に増幅度が切り換わる
現象は起こらず、それによって、忠実度の良いＰＷＭ信
号変調復調回路を提供できる。

【００２４】また、一つのタイマーを用い、一回の割り
込みで二種類の処理を直列に実行する方式とした時、一
方の処理量が変動した場合に他方の処理の開始タイミン
グがずれることが起こり得る。本発明ではこれを回避す
るために、Ａ／Ｄ変換動作を制御する命令を含むプログ
ラムと、ＰＷＭ信号出力動作を制御する命令を含むプロ
グラムとを、各々独立したタイマー割り込み処理プログ
ラムとして記述することによって、異なるタイマーユニ
ットが生成する割り込みタイミングで、各々のプログラ
ムの実行を開始することが可能となった。それによっ
て、例えば、Ａ／Ｄ変換動作を制御する命令を含むプロ
グラムの処理量が変動した場合においても、ＰＷＭ信号
出力動作を制御する命令を含むプログラムの実行開始タ
イミングへの影響を回避することが可能なＰＷＭ信号変
調復調回路を提供できる。

【００２５】また、本発明の音声処理装置によれば、リ
アルタイム性よく音声の時間軸伸長処理を行なうことが
できる。入出力レンジに関しても、入力側のレンジに基
づいて出力側のレンジを決定するため、増幅度の変動に
対応でき、処理された音声を違和感無く出力することが
できる。

【００２６】

【実施例】図１は本発明のＰＷＭ信号変調復調回路図で
あり、入力信号を増幅する増幅度可変型アンプ１，Ａ／
Ｄ変換及びＰＷＭ変換と各種信号処理などを行うＭＰＵ
２，ＰＷＭ信号をアナログ信号に変換する増幅度可変型
アナログ変換器３により構成される。また、入力側デー
タ補正、予測型増幅度制御処理、各種信号処理、出力側
データ補正、増幅度制御処理は、ソフトウェアで処理を
行っている。

【００２７】なお、説明の便宜を図るため、入力アナロ
グ信号をＳＩと，増幅度可変型アンプ１の出力をＡＩ
と，増幅度可変型アンプ１の増幅度可変信号をＶＧＩ
と，増幅度制御処理部の増幅度可変信号をＶＧＯと，Ｐ
ＷＭ変換器からの正極性出力信号をＰＰと，ＰＷＭ変換
器からの負極性出力信号をＰＮと，増幅度可変型アナロ
グ変換器３の出力アナログ信号をＳＯと各々表現して説
明を行う。本実施例では、入力信号の大きさに応じて、
増幅度可変型アンプ１の増幅度を予測制御し、常にＡ／
Ｄ変換部とＰＷＭ変換部のダイナミックレンジを有効に
利用するところに特徴がある。また、Ａ／Ｄ変換制御
と、ＰＷＭ信号出力制御とを、各々独立したタイマー割
り込み処理プログラムとし、かつ、異なるタイマーユニ
ットが生成するタイミングで、その実行を開始するとこ
ろに特徴がある。

【００２８】初めに、図１において、入力アナログ信号
ＳＩが、どのような処理によって所望のディジタルデー
タに変換されるかを説明する。Ａ／Ｄ変換器の出力ディ
ジタル値は、サインビットを含め１０ビットで表され、
約±５１２の範囲が表現可能であるが、入力側データ補
正部ではＡ／Ｄ変換器の出力ディジタル値を、サインビ
ットを除く９ビットを１１ビットに拡張して表現してい
るものである。本方式は前記述べたように、常にＡ／Ｄ
変換部とＰＷＭ変換部のダイナミックレンジを有効に利
用するものであるが、増幅度を２のべき乗毎に切り換え
ることによって、Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタル値ある
いはＰＷＭ変換部への入力データのビットシフト量に増
幅度を対応させることが可能となっている。例えば、絶
対値が５１２を越える数値は１０ビットではフルスケー
ルを越えてしまい表現できないが、Ａ／Ｄ変換器の前の
増幅度可変型アンプ１の増幅度を１／２ｎにしてＡ／Ｄ
変換し、得られた結果をｎビット左シフトすれば（１０
＋ｎ）ビットのダイナミックレンジでＡ／Ｄ変換するこ
とが可能になる。なお、この場合の量子化分解能はあく
まで１０ビットであり、小さい入力信号と大きな入力信
号を同じ細かさで量子化できるということではない。し
かし一般に音声信号などの場合、大振幅部分の出現頻度
と小振幅部分の出現頻度の違いから、大振幅部分を粗く
量子化しても音質の低下は小さいことが知られている。
これに類似した非線形量子化、たとえばμ−ｌａｗ圧縮
などは、音声符号化の分野で広く用いられている。

【００２９】次に、上記増幅度とビットシフトの関係を
図３に示す表を用いて説明を行う。入力信号をＡ／Ｄ変
換した結果が±５１２（実際には−５１２〜＋５１１で
あるが簡略化する。以下同様）以下の場合には増幅度可
変型アンプ１の増幅度（ＶＧＩ）を１倍に設定し、Ａ／
Ｄ変換器の出力をそのままサインビットと下位９ビット
データとして用いる。ただし、９ビットデータのＭＳＢ
側に０を２ビット追加し、サインビット＋１１ビットの
合計１２ビットデータとして各種処理を行う。一方、入
力信号が±２０４８程度の大きさの場合には増幅度可変
型アンプ１の増幅度（ＶＧＩ）を１／４倍に設定し、信
号ＡＩの出力振幅がＡ／Ｄ変換器の入力レンジに納まる
ように調整し、Ａ／Ｄ変換器の出力値のサインビットを
除く９ビットデータを２ビット左にシフトすることによ
ってＬＳＢ側に０を２ビット追加する補正を行う。これ
らの処理によって得られたディジタル値を、出力側デー
タ補正部では、前記ディジタル値と共に記憶してあった
ＶＧＩの値を基に、サインビットを含めた１０ビットデ
ータに補正し、同時に、ＶＧＩの逆数をＶＧＯとして出
力する。

【００３０】以上、ディジタルデータの拡張原理と、増
幅度及びビットシフトの関係を説明した。以下、図１に
戻り具体的な動作説明を行うが、増幅度可変型アンプ１
の初期の増幅度は１倍として説明する。まず信号ＳＩ
は、増幅度可変型アンプ１によって増幅され、ＭＰＵ２
に内蔵されたＡ／Ｄ変換器によってディジタルデータに
変換される。入力側データ補正部では１１ビットに拡張
する処理を、信号ＶＧＩが１倍のときは、前記したよう
にＭＳＢ側に０を２ビット追加することにより行う。即
ち、ＶＧＩが１倍のときは、ビット拡張しても表現でき
る範囲は変化しないことになる。この後、予測型増幅度
制御処理部では、前記式Ｙ（ｔ＋１）＝ｍａｘ（｜Ｘ
（ｔ）｜，Ｙ（ｔ）＊ａ）により１時刻後の入力信号レ
ベル判定値を演算、保持し、必要であればＶＧＩの再設
定を行う。

【００３１】この時の動作を図２を用いて説明する。Ａ
／Ｄ変換器は、ＳＩを逐次Ａ／Ｄ変換しており、図中で
はその値を、｜Ｘ（ｔ）｜で表している。Ｙ（ｔ＋１）
は、前記Ｙ（ｔ）と｜Ｘ（ｔ）｜を比較し、常に大きい
値を示した結果を保持している（但し、Ｙ（ｔ）側が大
きければ係数ａを掛けた値）。Ｙ（ｔ＋１）に対して、
｜Ｘ（ｔ）｜が小さい間はＹ（ｔ＋１）は適当な割合で
漸減する値となり、逆に｜Ｘ（ｔ）｜が大きくなれば、
｜Ｘ（ｔ）｜に追随して更新されていく。今、Ｙ（ｔ＋
１）が、Ａ／Ｄ変換器の入力レンジの絶対値である５１
２の上部（例えば３８４）まで上昇したときは、今後も
ＳＩが増え続けることが予想され、予測型増幅度制御処
理部からは増幅度可変型アンプ１の増幅度を１レンジ下
げる処理が行われる。逆に、Ｙ（ｔ＋１）が、Ａ／Ｄ変
換器の入力レンジの絶対値である５１２の下部（例えば
１９２）まで下降したときは、今後もＳＩが減り続ける
ことが予想され、予測型増幅度制御処理部からは増幅度
可変型アンプ１の増幅度を１レンジ上げる処理が行われ
る。本方式によれば、ＳＩ（即ち、｜Ｘ（ｔ）｜）が大
きくなり一度レンジを下げる処理が行われた後に、ＳＩ
が十分に小さな値となっても、Ｙ（ｔ＋１）が適当な割
合で漸減し、Ａ／Ｄ変換器の入力レンジの下部まで下降
しなければレンジを上げる処理は行われず、頻繁に増幅
度が切り換わることを防ぐことができる。

【００３２】再び図１へ戻って説明を続ける。上記のご
とく、入力側データ補正部により、増幅度値によってビ
ットシフト処理されたディジタルデータは、増幅度情報
であるＶＧＩと共に各種処理部へ送られ、例えば、ノイ
ズ除去やフィルタリング処理等を行った後、出力側デー
タ補正部へ送られる。出力側データ補正部では、前記デ
ィジタル値と共に記憶してあったＶＧＩの値を基に、サ
インビットを含めた１０ビットデータに補正し、正の値
を示すディジタル値と負の値を示すディジタル値を別々
にＰＷＭ変換部に入力し、それぞれ信号ＰＰ，ＰＮとし
て出力する。同時に、増幅度制御処理部ではＶＧＩの逆
数をＶＧＯとして出力することによって、入力信号ＳＩ
と相似の、出力信号ＳＯを増幅度可変型アナログ変換器
３から得る（ただし、各種信号処理部の処理内容によ
る）ことが可能となる。

【００３３】なお、上記一連の処理のなかで、Ａ／Ｄ変
換動作から始まりＰＷＭ信号出力動作までの処理は、Ｍ
ＰＵ２のタイマー割り込み処理プログラムによって制御
される。しかし、一つのタイマーを用いて一回の割り込
みで上記二種類の処理を直列に実行する方式とした場合
には、一方の処理量の変動が他方の処理の開始タイミン
グに影響を及ぼし、音声信号処理など微妙なタイミング
のずれが問題となるような用途には使用できなかった。
そのため本発明では、Ａ／Ｄ変換動作を制御する命令を
含むプログラムと、ＰＷＭ信号出力動作を制御する命令
を含むプログラムとは、各々独立したタイマー割り込み
処理プログラムとして記述され、異なるタイマーユニッ
ト（タイマ１，タイマ２）が生成する割り込みタイミン
グで、各々のプログラムの実行が開始される方式とし
た。これにより、例えば、Ａ／Ｄ変換動作を制御する命
令を含むプログラムの処理量が変動した場合において
も、ＰＷＭ信号出力動作を制御する命令を含むプログラ
ムの実行開始タイミングへの影響を回避することが可能
となり、音声信号処理などのような用途にも応用するこ
とが可能となった。

【００３４】次に本発明のＰＷＭ信号変調復調回路を音
声信号処理に用いた例を図４を用いて説明する。図４に
おける音声信号処理は音声を時間軸方向に伸縮する処理
であり、便宜上話速変換処理と呼ぶこととする。

【００３５】図４に示す音声信号処理装置は図１におけ
る各種信号処理部の処理を話速変換処理部２１とする。
この話速変換処理部２１で行なわれる、音声信号の伸縮
処理の原理を図５にしめす。

【００３６】図５(a)には本発明の話速変換装置で使用
している波形伸長処理を示す。本処理では、まず入力音
声波形のピッチ（基本周波数）を検出し、この検出され
たピッチ長の２倍の長さの時間長を有し１から０に変化
する窓関数と、逆に０から１に変化する窓関数の２つの
窓関数を発生させる。次にこの２つ窓関数と、互いに１
ピッチ分だけ離れた位置における入力波形との積を取
り、２つの積の結果を加算して合成波形を作る。最後に
この合成波形を原音の波形中に挿入することで、ピッチ
を変えることなく波形の時間長を変更している。合成波
形を挿入する頻度を変えることで、複数の波形伸長率が
実現できる。

【００３７】図５(b)には上記第４の実施例で使用する
波形短縮処理の一例を示す。この例では４ピッチの時間
長を有する音声波形が２ピッチの時間長に短縮される。
本波形短縮処理と上記波形伸長処理との異なる点は、窓
関数を掛ける入力波形上の位置だけである。従って、話
速変換処理においては、窓関数を掛ける位置を示すパラ
メータを変更することで音声信号の時間軸の伸長又は圧
縮が決定される。

【００３８】話速変換処理部部の具体的なブロック構成
図を図６に示す。

【００３９】増幅度を制御されてディジタル化された音
声は，２つの入力フレームバッファ６１および６２に交
互に入力される。一方の入力フレームバッファに入力し
ている間に、もう一方の入力フレームバッファの音声デ
ータに対して、音声の時間軸をそのピッチを変化させる
ことなく伸縮する時間軸変換処理６３を施す。そして、
その処理結果を比較的容量の大きい出力リングバッファ
６４に記録する。出力リングバッファ６４へのデータの
記録とは独立して、出力リングバッファ６４からデータ
を取りだし、図４に示される出力側データ補正部に出力
される。

【００４０】なお、この話速変換動作は、装置上に設け
られたスロースイッチ６６を通じて使用者により外部か
ら制御され、スロースイッチが押下されている間は話速
変換が行なわれ、押下されていない間は、話速変換は施
されず、入力音声がそのまま出力されるようになってい
る。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、過去に記憶したＡ／Ｄ
変換器のディジタル値と増幅度値から、常にＡ／Ｄ変換
器の許容入力範囲内に入力信号の振幅が納まるよう増幅
度可変型アンプの増幅度を予測制御することが可能とな
り、Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタル値が飽和することの
無い、ＰＷＭ信号変調復調回路を提供できる効果があ
る。

【００４２】また、１時刻後の入力信号レベル判定値を
逐次演算し、Ａ／Ｄ変換器の入力レンジの上部または下
部に達した時には、増幅度可変型アンプの増幅度を可変
してＡ／Ｄ変換を行うことが可能となり、各種信号処理
を終えたディジタル値と増幅度値を基に、ＰＷＭ信号出
力部の増幅度を可変することによって、ダイナミックレ
ンジの広いＰＷＭ信号変調復調回路を提供できる効果が
ある。

【００４３】また、Ａ／Ｄ変換器のディジタル信号の絶
対値と、入力信号の大まかな変化に対応する値である入
力信号レベル判定値とを比較演算し、増幅度を決定する
方式としたことによって、入力信号が激しく増減するよ
うな状況にあっても、頻繁に増幅度を切り換えないこと
が可能となり、忠実度の良いＰＷＭ信号変調復調回路を
提供できる効果がある。

【００４４】また、Ａ／Ｄ変換制御と、ＰＷＭ信号出力
制御とを、各々独立したタイマー割り込み処理プログラ
ムとし、かつ、異なるタイマーユニットが生成するタイ
ミングで、各々の実行を開始することによって、例え
ば、Ａ／Ｄ変換制御の処理量が変動した場合において
も、ＰＷＭ信号出力制御の実行開始タイミングへの影響
を回避することが可能なＰＷＭ信号変調復調回路を提供
できる効果がある。

【００４５】また、本発明のＰＷＭ信号変調復調回路を
音声信号処理装置と組み合わせることにより、音声信号
特有のダイナミックレンジの広い信号であっても、リア
ルタイムに音声信号処理を行なうことができる。

【００４６】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すＰＷＭ信号変調復調回
路図。

【図２】本発明の実施例における、Ａ／Ｄ変換器のディ
ジタル出力値と入力信号レベル判定値の関係、及びレン
ジの切り換えエリアを示すタイムチャート。

【図３】本発明の実施例における、Ａ／Ｄ変換器の表現
可能範囲、入力側と出力側の増幅度、及びデータ補正部
のビットシフトの関係を示す表。

【図４】本発明のＰＷＭ信号変調復調回路図を用いた話
速変換処理装置のブロック図。

【図５】話速変換処理に使用する波形伸長および波形短
縮方法の説明図。

【図６】図４に示す話速変換処理部の処理ブロック図。

【符号の説明】

１…増幅度可変型アンプ、２…ＭＰＵ（Micro Processi
ng Unit）、３…増幅度可変型アナログ変換器、ＳＩ…
入力アナログ信号、ＡＩ…増幅度可変型アンプ１の出力
信号、ＶＧＩ…増幅度可変型アンプ１の増幅度可変信
号、ＰＰ…正極性ＰＷＭ出力信号、ＰＮ…負極性ＰＷＭ
出力信号、ＶＧＯ…増幅度制御処理部の増幅度可変信
号、ＳＯ…増幅度可変型アナログ変換器３の出力アナロ
グ信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ▲高▼宮 正志 茨城県ひたちなか市稲田1410番地 株式会 社日立製作所パーソナルメディア機器事業 部内 (72)発明者 長谷川 保 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株 式会社日立マイコンシステム内 (72)発明者 禰寝 義人 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力アナログ信号を増幅度可変型アンプで
   増幅しＡ／Ｄ変換したディジタル値と、前記増幅度可変
   型アンプの増幅度値を組み合わせて記憶し、前記記憶し
   たディジタル値を出力する際には、前記ディジタル値に
   組み合わせて記憶した前記増幅度値を基に、複数系統の
   ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を用いて、一系統のアナロ
   グ信号に復調するＰＷＭ信号変調復調回路において、前
   記増幅度可変型アンプの増幅度を、過去に記憶したディ
   ジタル値と増幅度値から予測して決定する、増幅度予測
   制御手段を有することを特徴とした、ＰＷＭ信号変調復
   調回路。
2. 【請求項２】上記増幅度予測制御手段は、現時刻の入力
   ディジタル信号の絶対値と入力信号レベル判定値から、
   １時刻後の入力信号レベル判定値を演算する判定値演算
   手段と、前記入力信号レベル判定値がＡ／Ｄ変換器の入
   力レンジの上部に達したときには、上記増幅度可変型ア
   ンプの増幅度を小さくし、前記入力信号レベル判定値が
   Ａ／Ｄ変換器の入力レンジ下部に達した時には、上記増
   幅度可変型アンプの増幅度を大きくする動作を行なう増
   幅度制御手段、とからなることを特徴とした、特許請求
   項第１項記載の、ＰＷＭ信号変調復調回路。
3. 【請求項３】上記時刻ｔにおける入力信号レベル判定値
   をＹ（ｔ）、入力ディジタル信号値の絶対値を｜Ｘ
   （ｔ）｜とした時、時刻ｔ＋１における入力信号レベル
   判定値Ｙ（ｔ＋１）は、 Ｙ（ｔ＋１）＝ｍａｘ（｜Ｘ（ｔ）｜，Ｙ（ｔ）＊ａ） （但し０＜ａ＜１で、かつ、｜Ｘ（ｔ）｜およびＹ
   （ｔ）の値の大きいほうを選び、Ｙ（ｔ）が大きいとき
   のみＹ（ｔ）に係数ａを掛ける関数）なる式で表される
   演算によって得られることを特徴とした、特許請求項第
   ２項記載の、ＰＷＭ信号変調復調回路。
4. 【請求項４】上記Ａ／Ｄ変換動作およびＰＷＭ信号出力
   動作は、ＭＰＵ（Micro Processing Unit)上のタイマー
   割り込み処理プログラムによって制御され、Ａ／Ｄ変換
   動作を制御する命令を含むプログラムと、ＰＷＭ信号出
   力動作を制御する命令を含むプログラムとは、独立して
   記述され、かつ、異なるタイマーユニットが生成するタ
   イミングで、その実行が開始されることを特徴とする、
   特許請求項第１項記載の、ＰＷＭ信号変調復調回路。
5. 【請求項５】入力された音声信号のレベルから該音声信
   号に続いて入力される音声信号のレベルを予測して入力
   側の増幅度を制御する手段と、増幅度を制御された音声
   信号の時間軸を伸長又は圧縮する手段と、時間軸を伸縮
   した該音声信号の出力レベルを入力時のレベルに復元し
   て出力する手段とを有することを特徴とする音声処理装
   置。