JP4983365B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調された無線信号を受信する無線通信装置に係り、特に、中間周波数（ＩＦ）段を用いないダイレクト・コンバージョン方式によりＯＦＤＭ信号を受信処理する無線通信装置に関する。

さらに詳しくは、本発明は、パケット先頭に付加されたトレーニング系列を用いて周波数オフセットを除去してＯＦＤＭシンボルの復調処理を行なう無線通信装置に係り、特に、受信したＯＦＤＭシンボルに時間変動するＤＣオフセットとＩＱ不平衡が同時に存在する状況下において、周波数オフセットの正確な推定を行なう無線通信装置に関する。

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１などを挙げることができる。

例えば室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成されるという問題がある。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。このため、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇなどの無線ＬＡＮの標準規格では、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ変調方式が採用されている（例えば、非特許文献８及び９を参照のこと）。

ＯＦＤＭ送信機は、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各サブキャリアに割り当ててサブキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数サブキャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各サブキャリアを時間軸の信号に変換して送信する。また、ＯＦＤＭ受信機は、この逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各サブキャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。ここで、各サブキャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。サブキャリアが互いに直交するとは、任意のサブキャリアのスペクトラムのピーク点が常に他のサブキャリアのスペクトラムのゼロ点と一致し、互いにクロストークがないことを意味する。したがって、送信データを周波数が直交する複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数利用効率が非常に高く、周波数選択性フェージング妨害に強いという特徴がある。ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）アルゴリズムを用いることで、効率的なＯＦＤＭ変復調器を実装することができる。ＯＦＤＭ伝送方式は、無線ＬＡＮ以外にも、地上波デジタル放送（例えば、非特許文献６を参照のこと）や、第４世代移動通信、電力線搬送通信（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などのさまざまな広帯域デジタル通信システムに適用されている。

無線通信機のＲＦフロントエンドでは、送信時において、通常、アナログ・ベースバンド信号を周波数変換器（直交変調器）によりＲＦ帯域にアップコンバートし、バンドパス・フィルタにより帯域制限を掛けた後、さらに可変ゲイン増幅回路により送信電力を増幅するというのが一般的な構成である。また、受信時には、アンテナで受信した信号を低雑音アンプ（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）による増幅した後、ローカル周波数ｆ_LOを用いてベースバンド信号にダウンコンバートする。自身信号の電流を適切な一定レベルに保つために、自動ゲイン制御回路（ＡＧＣ：Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が使用される。

また、最近の無線通信機では、送受信信号をアップコンバート又はダウンコンバートする周波数変換器として、ローカル周波数ｆ_LOにキャリア周波数ｆ_cを用いて直接周波数変換を行なうという「ダイレクト・コンバージョン」方式が採用されている。ダイレクト・コンバージョン方式によれば、外付けのＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）フィルタ（ＲＦ段間フィルタとも言う）を用いないため、スーパーヘテロダイン構成よりも小型化並びに集積化に適し、消費電力を削減できるとともに、原理的にスプリアス周波数を発生させないことから、送受信機の設計性に優れている。その反面、受信系のダイレクト・コンバージョンでは、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己ミキシングによって、ダウンコンバータ出力に直流成分すなわちＤＣオフセットが発生するという問題が指摘されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。自己ミキシングは、ローカル信号と低雑音アンプ又はミキサの無線ポートとの絶縁に限界があることに起因する。なお、用語の定義として、ＯＦＤＭ変調方式におけるベースバンド信号の０Ｈｚの位置（ゼロＩＦ）をＤＣという。

ところで、ＯＦＤＭ通信システムでは、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器の周波数が持つ微妙な誤差に起因して（例えば、無線ＬＡＮでは２０ｐｐｍ程度の精度の発振器が使用される）、受信機側において周波数オフセットが発生するという問題がある。本来サブキャリア同士は干渉しないが、周波数オフセットが存在するとサブキャリア間における周波数直交性を阻害し、復調特性の劣化すなわち受信データの誤りを招来する。

このため、ＩＥＥＥ８０２．１１を始めとするパケット交換型の無線通信システムでは、パケットの先頭に送受信機間で既知となるシンボルすなわちトレーニング系列を設け、受信機側では受信したトレーニング系列を用いて、低雑音アンプの自動ゲイン制御、ＤＣオフセット推定及び除去、周波数オフセット推定及び除去、パケット検出並びにタイミング検出を行なう。周波数オフセットの処理をアナログ回路で行なうと、回路構成が複雑になるとともに消費電力が増大するから、これらの推定・補償処理をデジタル処理で行なうことが好ましい、と本発明者らは思料する。観測された周波数オフセットに対応してデータの位相を逆回転することにより周波数オフセットの補正が行なわれる。

ここで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇを例にとって、周波数オフセットの問題について考察してみる。図１５には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示している（例えば、非特許文献７、８を参照のこと）。図示の通り、先頭には、８．０マイクロ秒のショート・プリアンブル区間と８．０マイクロ秒のロング・プリアンブル区間が付加されている。ショート・プリアンブル区間では、ショート・トレーニング系列（Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＳＴＳ）からなるショート・プリアンブルｔ₁〜ｔ₁₀が１０回繰り返し送られる。また、ロング・プリアンブル区間では、１．６マイクロ秒のガード区間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＧＩ２の後に、ロング・トレーニング系列（Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＬＴＳ）からなるロング・プリアンブルＴ₁〜Ｔ₂が２回繰り返して送られる。１つのショート・プリアンブル・シンボルは、１２個のサブキャリアからなり、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ期間Ｔ_FFTの４分の１に相当する０．８マイクロ秒長である。一方、１つのロング・プリアンブルは、５２個のサブキャリアからなり、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ期間Ｔ_FFTに相当する３．２マイクロ秒長である。また、図３０に示すように、ＯＦＤＭ信号は０ＨｚとなるＤＣサブキャリアを使用せず、ＤＣオフセットとの干渉を回避している。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、プリアンブルの用途に関して特に規定していない。但し、一般的な受信機では、０．８マイクロ秒の４個のＳＴＳシンボルを用いて、受信機のゲイン設定やＤＣオフセットの補正を行ない、さらに残りの６個のＳＴＳシンボルを用いて周波数オフセットの推定と補正、パケットの検出、並びに粗タイミング検出を行なう。

周波数オフセット推定は、ＳＴＳの０．８マイクロ秒の周期性を利用して、下式（１）に従って導出することができる。但し、Ｔ_stsは０．８マイクロ秒、Ｓ（ｉ）は２０ＭＨｚでサンプリングされたＳＴＳ信号、Ｓ^*（ｉ）はその複素共役、Ｍは平均サンプル数とする。

また、パケット検出並びに粗タイミング検出は、ＳＴＳの電力レベルで正規化された下式（２）に示す相関値から検出することができる。但し、Ｎは平均サンプル数とする。

パケット検出においては、上式（２）の相関値に閾値レベルを設定して、その値を超えたらパケットであるという判定を行なう。また、粗タイミング検出においては、相関値がＳＴＳの終了タイミングから増加から減少に転じるという特性を利用して、１つ前のタイミングで得られた相関値との比較で粗タイミングを導出することができる。

このように、受信機側では、パケットのプリアンブル部分を使用して、低雑音アンプの自動ゲイン制御、ＤＣオフセット推定及び除去、周波数オフセット推定及び除去、パケット検出並びにタイミング検出を行なう。

しかしながら、周波数オフセット推定やパケット検出、タイミング検出の精度は、ＤＣオフセットの影響を受け易く、ＤＣオフセットが存在したままで周波数オフセットを推定しても、正確な推定を行なうことはできない、という問題がある。とりわけ、上述したダイレクト・コンバージョン方式においては、自己ミキシングによりＤＣオフセットの問題は深刻であり、周波数オフセットだけでなくＤＣオフセットによっても受信信号の品質が損なわれる。

例えば、Ｉ軸及びＱ軸の入力にＤＣオフセットが存在する場合には、無信号状態でも相関値が増加する。すなわち、常に１ずつ増加することになるので、相関値が増加し続けて、パケット検出の基準である閾値を超えてしまう。このため、受信機は無信号状態でもパケットが受信されたと認識し、誤動作する。

また、Ｉ軸及びＱ軸の入力にＤＣオフセットが存在する場合には、受信信号が相関を持たない部分でもＤＣオフセットの影響により、相関値が増加傾向から減少傾向に変化しない。このため、粗タイミングの検出特性が劣化する。

また、ＤＣオフセットが存在する場合、周波数オフセットの推定精度が劣化し、周波数オフセットの残留はさらに受信信号の特性が劣化する。除去できなかった周波数オフセットは、トレーニング系列に続くＯＦＤＭシンボルのサブキャリア全体の位相回転になり、ＳＮ比を上げてもパケット・エラーがなくならないエラー・フロアが生じ易くなる。また逆に、周波数オフセットが存在したままでＤＣオフセットを推定しても、正確な推定を行なうことはできない。このため、ＤＣオフセット及び周波数オフセットの両方に対応する必要がある。

周波数オフセット補正を行なう回路モジュールの前段において、なお且つＳＴＳの先頭の４シンボルｔ₁〜ｔ₄以内という短い時間内で高精度なＤＣオフセット補正を行なう必要がある（前述）。一般に、短時間で且つ高精度なＤＣオフセット補正の実現は困難であるとともに、消費電力や回路規模を著しく増大させる。

従来、ハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）を用いてＤＣオフセットを除去する方法や、ＤＣオフセットと周波数オフセットを同時に推定する方法、ＤＣオフセットと周波数オフセットを並列に推定する方法、ＤＣオフセット推定と周波数オフセット補償を繰り返し行なう方法などが挙げられる。

図１６には、ＨＰＦを用いてＤＣオフセットを除去する受信機の構成を模式的に示している（例えば、非特許文献２を参照のこと）。図示の受信機によれば、受信したＯＦＤＭシンボルに含まれるＤＣオフセット成分をＨＰＦにより除去し、その後の信号処理によって周波数オフセットを推定し、トレーニング系列に続くＯＦＤＭシンボルから周波数オフセットを除去する。しかしながら、この方法では、ＯＦＤＭシンボルのＤＣ近傍の信号がＨＰＦにより減衰するため、復調特性が劣化するおそれがある。

ＤＣ近傍の信号を減衰しないように、ＨＰＦのカットオフ周波数ｆ_cを、サブキャリア間隔に対して充分小さくするようにすればよい（図１７Ａを参照のこと）。しかしながら、自動ゲイン制御により低雑音アンプのゲインを変更すると、これに伴ってＤＣオフセットが時間的に変動するという問題がある（例えば、非特許文献１０を参照のこと）。カットオフ周波数ｆ_cが小さいとＨＰＦの応答が遅くなるため、時間変動するＤＣオフセットがＨＰＦを通過してしまう。

図１５に示したプリアンブル構成では、例えばショート・プリアンブル区間の中央近辺において低雑音アンプが高ゲインから低ゲインに切り換えられるが、これに伴うＤＣオフセットの時間的な変動は大きく、ＤＣオフセットに高周波成分が含まれてしまう（図３１（ａ）を参照のこと）、ここで、カットオフ周波数ｆ_cが小さいとＨＰＦの応答が遅くなるため、時間変動するＤＣオフセットの高周波成分はＨＰＦを通過して、後段の周波数オフセット推定部までスルーしてしまう。そして、このような残留ＤＣオフセットが後続のロング・プリアンブル区間に重なると（図３１（ｂ）を参照のこと）、ロング・プリアンブル区間で行なわれる精緻な周波数オフセット推定にも影響して、その推定精度が低下してしまう。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇではプリアンブル期間が極めて短いので、残留ＤＣオフセットをＨＰＦで高速に収束しなければならない。この収束時間を最小限にするためには、ＨＰＦのカットオフ周波数ｆ_cを極めて大きくしなければならない（例えば、非特許文献５を参照のこと）。

ところが、ＨＰＦのカットオフ周波数ｆ_cを大きくとると、低雑音アンプのゲイン切り替えに伴うＤＣオフセット切り替わりへの追従はよくなるが、ＤＣ近傍の有効な信号まで削ってしまうため（図１７Ｂを参照のこと）、ＯＦＤＭ復調特性を劣化させることになる。

ＨＰＦには過渡応答の収束速度が求められるので、カットオフ周波数ｆ_cは大きくしなければならない。図１５に示したプリアンブル構成では、ＳＴＳにおいてはＤＣ成分とこれに最も近いサブキャリアとは１．２５ＭＨｚの間隔があるので、カットオフ周波数を高くしてもＤＣ近傍のサブキャリアの信号を削ることはない。一方、ＬＴＳ以降では、ＤＣに最も近いサブキャリアは３１２．５ｋＨｚの間隔しかないので、ＨＰＦを挿入すると、ＤＣ近傍のサブキャリアの信号を削ってしまい、復調特性の劣化を招来する。

図１８には、ＤＣオフセットと周波数オフセットを同時に推定する受信機の構成を模式的に示している（例えば、非特許文献３を参照のこと）。図示の受信機では、最尤推定を用いてＤＣオフセットと周波数オフセットを同時に推定して補償するようになっている。しかしながら、最尤推定は計算量が多く計算時間がかかるため、オフセット補償を行なう時間が限られているシステムへの実装は困難である。図１５に示したプリアンブル構成で言えば、ＤＣオフセット推定は、先頭のｔ₁〜ｔ₄程度のＳＴＳすなわち３．２マイクロ秒を用いて終了する必要がある。

また、図１９には、ＤＣオフセットと周波数オフセットを並列に推定する受信機の構成を模式的に示している（例えば、非特許文献４、特許文献１〜２を参照のこと）。ＤＣオフセット推定部では、プリアンブル全体を平均化してＤＣオフセットを推定する。後続の周波数オフセット推定部では、プリアンブル信号の相関関数を計算し、推定されたＤＣオフセットを引き算して、ＤＣオフセットが除去された信号から正確な周波数オフセットを推定することができる。しかしながら、プリアンブル受信の途中で低雑音アンプのゲインの切り替えなどによりＤＣオフセットのレベルが変化すると、ＤＣオフセットの推定が不正確になる。

また、図２０には、ＤＣオフセット推定と周波数オフセット補償を繰り返し行なう受信機の構成を模式的に示している（例えば、特許文献３〜６を参照のこと）。図示の受信機によれば、ＤＣオフセット除去部によりＤＣオフセットを除去し、その後、周波数オフセットを推定する。周波数オフセットを補償した後、ＤＣオフセットを推定し、残余ＤＣオフセットをさらにキャンセルする。この方式は、ＤＣオフセット除去のためのフィードバック・ループの収束に時間が必要であり、短いプリアンブルに適用することは困難である。また、低雑音アンプのゲイン切り替えなどによりＤＣオフセットが変動すると、周波数オフセットの推定に誤差が生じてしまう。

ＤＣオフセット・レベルは、低雑音アンプに設定するゲインを切り換えることに応じて変動することが知られている。しかしながら、図１８〜図２０に示したいずれの受信機においても、低雑音アンプにおけるゲイン切り替えに伴ってＤＣオフセットが時間的に変動することを十分には考慮していない。

他方、ダイレクト・コンバージョン方式のＯＦＤＭ受信機においては、ローカル信号の自己ミキシングに起因するＤＣオフセットだけでなく、ＩＱ不平衡の問題がある。ダイレクト・コンバージョン方式では、デジタル領域でＩＦ信号を持たないので、ＩＱ直交復調をデジタル領域ではなくアナログ領域で行なわなければならない。このため、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）の不釣合いな成分によって、ＩＱ不平衡が生じる。とりわけ、位相に関するＩＱ不平衡は、Ｉ及びＱの各チャネルのミキサに入力されるローカル信号間の位相差が正確に９０度でないことに起因し、ゲインに関するＩＱ不平衡は、Ｉ及びＱの各チャネルの信号のゲイン差に起因する（例えば、非特許文献５を参照のこと）。ＩＱ不平衡は、ＤＣオフセットとともに周波数オフセットの推定精度を劣化する要因となり、ひいては復号特性にも影響する。

このように、ダイレクト・コンバージョン方式を採用するＯＦＤＭ受信機構成では、周波数オフセット、ＤＣオフセット、ＩＱ不平衡により、受信信号の品質が損なわれる。図１８〜図２０に示した受信機はいずれも、ＤＣオフセットの時間的変動とＩＱ不平衡を同時に考慮するものではない。

米国特許公開２００３／０１７４７９０号公報 米国特許公開２００５／００７８５０９号公報 米国特許公開２００５／００２０２２６号公報 米国特許公開２００３／０１３３５１８号公報 米国特許公開２００４／０２０２１０２号公報 米国特許公開２００５／０２７６３５８号公報 Ａｎｕｊ Ｂａｔｒａ，"０３２６７ｒ１Ｐ８０２−１５＿ＴＧ３ａ−Ｍｕｌｔｉ−ｂａｎｄ−ＯＦＤＭ−ＣＦＰ−Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ．ｐｐｔ"，ｐｐ．１７，Ｊｕｌｙ ２００３． Ｗ．Ｎａｍｇｏｏｎｇ、Ｔ．Ｈ．Ｍｅｎｇ共著"Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ＲＦ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ"（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎ． Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．３，Ｍａｒｃｈ ２００１） Ｇ．Ｔ．Ｇｉｌ、Ｉ．Ｈ．Ｓｏｈｎ、Ｊ．Ｋ．Ｐａｒｋ、Ｙ．Ｈ．Ｌｅｅ共著"Ｊｏｉｎｔ ＭＬ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ， Ｃｈａｎｎｅｌ， Ｉ／Ｑ Ｍｉｓｍａｔｃｈ，ａｎｄ ＤＣ Ｏｆｆｓｅｔ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｖｅｈｉ．Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１，Ｊａｎ ２００５） Ｃ．Ｋ．Ｈｏ、Ｓ．Ｓｕｎ、Ｐ．Ｈｅ共著"Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ Ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ ＤＣ Ｏｆｆｓｅｔ"（Ｐｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ２００３， Ｖｏｌ．３，ｐｐ．２０５１−２０５５， Ｍａｙ ２００３） Ｔ．Ｙｕｂａ， Ｙ．Ｓａｎａｄａ共著"Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｄｉｒｅｃｔｅｄ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＩＱ Ｉｍｂａｌａｎｃｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｎ ＯＦＤＣＭ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ"（ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．Ｅ８９−Ｅ，ｎｏ．１，ｐｐ．１８４−１９０，Ｊａｎ．２００６） Ｊ．Ｏｌｓｓｏｎ著"ＷＬＡＮ／ＷＣＤＭＡ Ｄｕａｌ −Ｍｏｄｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｒａｄｅ−Ｏｆｆｓ"（Ｐｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ ６ｔｈ ＣＡＳ Ｓｙｍｐ，ｖｏｌ．２，ｐｐ．７２５−７２８，３１ Ｍａｙ−２ Ｊｕｎｅ，２００４） Ｍ．Ｉｔａｍｉ著"ＯＦＤＭ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ"（Ｔｒｉｃｅｐｓ，２０００） ＩＥＥＥ８０２．１１ａ−Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ＭＥｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ （ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ （ＰＨＹ） ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ；Ｈｉｇｈｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ５ＧＨＺ Ｂａｎｄ． ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ−Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ＭＥｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ （ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ （ＰＨＹ） ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ；Ｈｉｇｈｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ２．４ＧＨＺ Ｂａｎｄ． Ｓ．Ｏｔａｋａ，Ｔ．Ｙａｍａｊｉ，Ｒ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，Ｈ．Ｔａｎｉｍｏｔｏ著"Ａ Ｌｏｗ Ｏｆｆｓｅｔ １．９ＧＨｚ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ＩＣ ｗｉｔｈ Ｓｐｕｒｉｏｕｓ Ｆｒｅｅ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ ｏｆ ｏｖｅｒ ６７ｄＢ"（ＩＥＣＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，ｖｏｌ．Ｅ８４−Ａ，ｎｏ．２，ｐｐ．５１３−５１９，Ｆｅｂ．２００１）

本発明の目的は、ダイレクト・コンバージョン方式を採用し、ＤＣオフセットが時間的に変動する状況下において、周波数オフセットを好適に除去して、より高い特性でＯＦＤＭ復調を行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、受信したＯＦＤＭシンボルに時間変動するＤＣオフセット、ＩＱ不平衡、及び周波数オフセットが同時に存在する場合に、ＤＣオフセットを除去するとともに周波数オフセットの正確な推定を行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、ＯＦＤＭ変調された信号からなるパケットを受信する無線通信装置であって、
所望帯域のＯＦＤＭ信号を抽出するバンドパス・フィルタと、
受信信号の強度に応じてゲイン制御され、該所望のＯＦＤＭ信号を増幅する低雑音アンプと、
該増幅されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換部と、
ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、
パケットの所定のプリアンブル部分に相当するベースバンド信号について、ＤＣオフセットを除去する第１のハイパス・フィルタと、
前記第１のハイパス・フィルタによりＤＣオフセットを除去した後の信号から周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
周波数オフセットの推定に使用した以降の受信ベースバンド信号から、該推定された周波数オフセットを除去する周波数オフセット補正部と、
周波数オフセットを補償した後のベースバンド信号から周波数軸上に並んだサブキャリア信号を復調する復調部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

本発明は、ダイレクト・コンバージョン方式によりＯＦＤＭ信号の受信を行なう無線通信装置に関する。ダイレクト・コンバージョン方式によれば、ＩＦフィルタを用いないため受信機の広帯域化が容易となり、受信機の構成の柔軟性が増すが、ローカル信号の自己ミキシングによりＤＣオフセットが発生するため、周波数オフセットやタイミング検出に影響を及ぼすという問題がある。

そこで、本発明に係る無線通信装置では、パケットの所定のプリアンブル部分に相当するベースバンド信号について、第１のハイパス・フィルタを用いてＤＣオフセットを除去した後に、周波数オフセットを高い精度で推定する。そして、周波数オフセットの推定を終了した以降の受信ベースバンド信号から、該推定された周波数オフセットを除去するようにした。

ここで、ＤＣオフセットを除去する第１のハイパス・フィルタとして、回路構成が簡素な微分フィルタを使用する。これによって、プリアンブル受信の途中で低雑音アンプのゲインの切り替えなどによりＤＣオフセットのレベルが変化しても、充分に追従することができる。

また、ＤＣオフセット除去のためのカットオフ周波数ｆ_cを大きくすると、低雑音アンプのゲイン切り替えに伴うＤＣオフセット切り替わりへの追従はよくなる反面、ＤＣ近傍の信号まで削ってしまい復調特性を劣化させるという問題があるが（図１７Ｂを参照のこと）、周波数オフセット推定に用いるプリアンブル部分を分岐してＤＣオフセット除去を行なう構成なので、カットオフ周波数ｆ_cを大きくとっても、後続のデータ部分の復調特性に悪影響を与える心配はない。

また、低雑音アンプのゲイン切り替えなどによりＤＣオフセットが急激に変化したときには、ＤＣオフセットが微分フィルタを通過してしまうことがある。そこで、第１のハイパス・フィルタとしての微分フィルタは、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を後段の周波数オフセット推定部に入力するようにする。そして、周波数オフセット推定部は、この検出信号が入力された時点では、微分フィルタからのサンプル出力はＤＣオフセットを含む信号として周波数オフセット推定の対象から除外することで、高い推定精度を維持することができる。

本発明に係る無線通信装置に入力されるＯＦＤＭ信号はＤＣサブキャリアを用いていないものとする。また、周波数オフセット推定部は、同じＯＦＤＭ信号が２シンボル送信されたプリアンブルを用いて周波数オフセットの推定を行なう。

具体的には、１つのＯＦＤＭシンボルはｎ個のサブキャリアからなり、該２回送信されるＯＦＤＭシンボルの時間波形のｉ番目のサンプルをｓ（ｉ）とし、１回目に送信されるＯＦＤＭシンボルのサンプルを｛ｓ（０），ｓ（１），…，ｓ（ｎ−１）｝、２回目に送信されるＯＦＤＭシンボルのサンプルを｛ｓ（ｎ），ｓ（ｎ＋１），…，ｓ（２ｎ−１）｝、周波数オフセットをΔｆ、ＤＣオフセットをＤとおくと、下式（３）で表される受信ベースバンド信号に対し、第１のハイパス・フィルタは下式（４）で表される処理を行なって、サンプル信号ｄ（ｉ）を出力する。

そして、周波数オフセット補正部は、該サンプル信号ｄ（ｉ）を用いて下式（５）で表される処理を行なうことで、受信ベースバンド信号ｒ（ｉ）に含まれる周波数オフセットΔｆを推定することができる。

本発明を適用する無線通信システムの一例であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、同じシンボルが繰り返し送信されるショート・プリアンブルやロング・プリアンブルをパケット先頭に含んでいるので、上記の処理により、ＤＣオフセットを除去した後の信号から周波数オフセットをより正確に推定することができる。

また、上式（４）には微分フィルタで構成される第１のハイパス・フィルタが出力するサンプル信号ｄ（ｉ）を示したが、より正確には、下式（６）に示すように、ｉ番目とｉ＋１番目のサンプル間でのＤＣオフセットの変化Ｄ（ｉ＋１）−Ｄ（ｉ）が加算される。このため、ＤＣオフセットの変化が少なければ問題ないが、低雑音アンプのゲイン切り替えなどによりサンプル信号間でＤＣオフセットが大きく変動すると、ＤＣオフセットが周波数オフセットの推定に影響する。

そこで、第１のハイパス・フィルタは、ｉ番目とｉ＋１番目のサンプル間でのＤＣオフセットの変化Ｄ（ｉ＋１）−Ｄ（ｉ）によりサンプル出力ｄ（ｉ）の絶対値が大きくなったときに、検出信号を後段の周波数オフセット推定部に出力する。そして、周波数オフセット推定部は、この検出信号の入力に応答して、ｉ番目のサンプルにおける上式（５）を用いた周波数オフセットの推定を除外することで、高い推定精度を維持することができる。

上述したように、周波数オフセット推定部は、ＤＣオフセットを除去した信号から周波数オフセットを推定する。一方、周波数オフセット補正部は、周波数オフセットの推定に使用した以降の（すなわちＤＣオフセットを除去していない）受信ベースバンド信号から、周波数オフセット推定部で推定された周波数オフセットを除去する。言い換えれば、周波数オフセットの推定を行なうプリアンブル部分についてのみＤＣオフセットの除去を行なうが、周波数オフセットを推定に使用した以降のプリアンブル部分並びにペイロード部分については周波数オフセットを除去するものの、ＤＣオフセットを除去しない。このような場合、周波数オフセットの推定自体が高精度であったとしても、ＤＣオフセットの影響が後段の復調回路に伝播してしまうという問題が考えられる。

そこで、受信ベースバンド信号の周波数オフセットの推定を終了した以降の部分についても、ＤＣオフセットの除去を行なう手段を備えることが好ましい。

例えば、周波数変換部がダイレクト・コンバージョン方式を採用している場合には、周波数オフセット推定部において推定された周波数オフセットに基づいて、ローカル発振器において発振するローカル周波数の位相を逆回転させることによって、周波数オフセットの推定を終了した以降のＤＣオフセットを含んだ受信ベースバンド信号に対して、ＤＣオフセット及び周波数オフセットの影響を同時に除去することができる。

あるいは、アナログ−デジタル変換部によるデジタル変換後のベースバンド信号におけるＤＣオフセットを推定するＤＣオフセット推定部をさらに備え、該推定されたＤＣオフセットをデジタル変換後のベースバンド信号から除去するようにしてもよい。

ＤＣオフセットの推定は、通常、デジタル変換されたベースバンド信号の平均化によって行なわれる。このため、低雑音アンプのゲイン切り替えなどによりＤＣオフセットが急激に変化したときには、平均値は意味を持たなくなり、ＤＣオフセット推定を継続すると精度が劣化してしまう。そこで、微分フィルタは、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号をＤＣオフセット推定部に入力するようにする。そして、ＤＣオフセット推定部は、この検出信号が入力されるまでに推定された推定データを除外し、再度算出し直すことにより、推定精度の低下を防ぐようにする。

あるいは、ダイレクト・コンバージョン方式によりダウンコンバートされた受信ベースバンド信号を第２のハイパス・フィルタでフィルタリングして、ローカル信号の自己ミキシングなどによって発生したＤＣオフセットの除去を行なってから、デジタル信号に変換するようにしてもよい。第２のハイパス・フィルタは、すべての信号が通過することから、ＯＦＤＭシンボルのＤＣ近傍の信号を削らないように比較的小さなカットオフ周波数を設定することが好ましい。

カットオフ周波数が小さいと第２のハイパス・フィルタの応答が遅くなるため、ＤＣオフセットの影響が長く残るが、充分大きなカットオフ周波数を持った第１のハイパス・フィルタでＤＣオフセットを除去してから、周波数オフセットの推定を行なうので、高い推定精度を得ることができる。また、大きなカットオフ周波数でフィルタリングするのは周波数オフセット推定を行なうプリアンブル部分のみであり、それ以降の信号について復調特性を劣化させることはない。

また、一般に、周波数オフセット推定だけでなく、パケット検出や粗タイミング検出などの信号処理においてもＤＣオフセットに対して特性劣化の感度が大きい。

そこで、無線通信装置は、微分フィルタによってＤＣオフセットが除去された信号を用いてパケット検出及び粗タイミングを検出する検出部をさらに備えるようにしてもよい。

また、アナログ−デジタル変換部の出力端を、第１のハイパス・フィルタ又はＤＣオフセット補正部のパスに排他的に接続するスイッチをさらに備えていてもよい。このスイッチは、粗タイミング検出部において周波数オフセット推定を行なうための所定のプリアンブル部分の終了を検出したタイミングで、アナログ−デジタル変換部の出力端を、第１のハイパス・フィルタへのパスからＤＣオフセット補正部へのパスに切り替えるように作動する。

所定のプリアンブル部分の終了を検出するまでの間では、アナログ−デジタル変換部の出力端は、第１のハイパス・フィルタへのパスに接続されているから、周波数オフセット推定部は、所定のプリアンブル部分が終了するまでの期間を用いて、第１のハイパス・フィルタを用いてＤＣオフセットが除去された受信ベースバンド信号を用いて、高い精度で周波数オフセットの推定を行なう。

一方、ＤＣオフセット推定部は、所定のプリアンブル部分が終了するまでの期間を用いてＤＣオフセット推定を行なう。そして、所定のプリアンブル部分の終了を検出すると、アナログ−デジタル変換部の出力端は前記ＤＣオフセット補正部へのパスに切り替えられる。そして、所定のプリアンブル部分が終了した以降の受信ベースバンド信号については、これまでの長い時間にわたってＤＣオフセット推定部によって高い精度で推定されたＤＣオフセットを用いて、ＤＣオフセットの補正を行なうことができる。また、所定のプリアンブル部分が終了した以降の受信ベースバンド信号では、第１のハイパス・フィルタを用いたＤＣオフセット除去は行なわれないので、ＳＮＲ特性の劣化を考慮する必要はない。

また、周波数オフセット補正部は、所定のプリアンブル部分が終了するまでの間に周波数オフセット推定部が推定した周波数オフセットを用いて、所定のプリアンブル部分が終了した以降の受信ベースバンド信号に対して周波数オフセットの補正を行なうようにする。

本発明の適用対象の１つとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ａで規定される無線通信システムが挙げられる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、サブキャリア間隔が比較的大きいショート・トレーニング系列からなるショート・プリアンブル部と、サブキャリア間隔が比較的小さいロング・トレーニング系列からなるロング・プリアンブル部がパケットの先頭に付加される。

本発明に係る無線通信装置は、ショート・プリアンブル部ではサブキャリア間隔が比較的大きいことを利用して、充分大きなカットオフ周波数を持った微分フィルタでＤＣオフセットを除去してから、周波数オフセットの推定を行なうことによって、高い推定精度を得るようにしている。すなわち、ショート・プリアンブル部のみを用いて周波数オフセット補正を行なうから、ショート・プリアンブル部が終了してロング・プリアンブル部が開始するタイミングに応じて、スイッチ部において、アナログ−デジタル変換部の出力端を第１のハイパス・フィルタへのパスからＤＣオフセット補正部へのパスに切り替える。

そして、周波数オフセット補正部は、周波数オフセット推定部がショート・プリアンブル部において推定した周波数オフセットをロング・プリアンブル部から除去し、また、ＤＣオフセット補正部は、ＤＣオフセット推定部がショート・プリアンブル部において推定したＤＣオフセットをロング・プリアンブル部から除去する。

ショート・プリアンブル部に続いて伝送されるロング・プリアンブル部を受信側でどのように使用するかは任意であるが、一般には、ショート・プリアンブル部を使って粗い周波数オフセット補正が行なわれた後に、ロング・プリアンブル部を用いてより精緻な周波数オフセット補正並びにチャネル推定が行なわれる。したがって、より正確なチャネル推定を実現するには、ショート・プリアンブル部において周波数オフセットを適切に推定する必要がある。

例えば、無線通信装置は、ショート・プリアンブル部に続くロング・プリアンブル部において周波数オフセットの推定及び除去をそれぞれ行なう第２の周波数オフセット推定部及び第２の周波数オフセット補正部をさらに備えていてもよい。第２の周波数オフセット推定部には、ショート・プリアンブル部で推定された該周波数オフセット及び該ＤＣオフセットが除去された後のロング・プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号が入力され、周波数オフセットを推定する。そして、第２の周波数オフセット補正部は、第２の周波数オフセット推定部で推定された周波数オフセットをロング・プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から除去する。

あるいは、ショート・プリアンブル部で推定された該周波数オフセット及び該ＤＣオフセットが除去された後のロング・プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号を周波数オフセット推定部に帰還して、ロング・プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から周波数オフセットを推定することができる。そして、周波数オフセット補正部でロング・プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から除去することもできる。

いずれの場合も、ショート・プリアンブル部で推定された該周波数オフセット及び該ＤＣオフセットが除去され、さらにロング・プリアンブル部以降における周波数オフセット推定に基づいて、残留周波数オフセットの補正が行なわれた受信ベースバンド信号からチャネル推定を行なうことで、より高い精度でチャネル情報を獲得することができる。

さらに、受信ベースバンド信号にＩＱインバランスが含まれている場合、周波数オフセット補正を施したとしても、所望の受信特性を確保できない可能性がある。かかる場合を想定し、ＩＱインバランス推定部及びＩＱインバランス補正部を設ける装置構成とすることも可能である。この構成を採用した場合、受信ベースバンド信号に含まれるＩＱインバランスを除去することが可能であることから、受信特性をさらに向上することが可能となる。

他方、ダイレクト・コンバージョン方式のＯＦＤＭ受信機においては、ＤＣオフセットだけでなく、ＩＱ各軸のミキサに入力されるローカル信号の位相差と各ミキサ間の振幅差に起因するＩＱ不平衡の問題がある。ＩＱ不平衡は、ＤＣオフセットとともに周波数オフセットの推定精度を劣化する要因となり、ひいては復号特性にも影響する。

周波数オフセット補正部が、ＤＣオフセットは除去できたがＩＱ不平衡が残存する受信ベースバンド信号を用いて周波数オフセットを推定すると、周波数オフセット情報は、本来の周波数オフセットの値Δｆの他に、ＩＱ不平衡に起因して発生する成分すなわちＩＱ不平衡成分を含んでしまう。

通常の通信システムにおいては、送信機からはプリアンブル・シンボルが複数回にわたって送信されており、受信機側では、周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に周波数オフセットの推定を行なうことができる。ここで、周波数オフセットは複素空間上のベクトルとして表現することができるが、ＩＱ不平衡成分を表すベクトルの向きはプリアンブル・シンボル毎に区々である。したがって、周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に推定した周波数オフセットを逐次加算していくことで、周波数オフセット推定値に含まれるＩＱ不平衡成分を相対的に小さくすることができ、最終的にはより精度の高い周波数オフセットを得ることができる。

ここで、受信機は一般に、受信信号を増幅する低雑音アンプと、前記低雑音アンプのゲインを調整するゲイン制御部を備えている。周波数オフセット推定部が周波数オフセットの推定を行なっている期間に低雑音アンプのゲイン切り換えが行なわれると、大きなゲインが設定されているときに推定された周波数オフセットに含まれるＩＱ不平衡成分が大きくなるため、複数のプリアンブル・シンボルにわたって推定された周波数オフセットを単純に加算すると、ＩＱ不平衡成分の占める割合を十分に小さくすることはできないことが懸念される。

そこで、周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に推定した各周波数オフセットに対して、対応するプリアンブル・シンボル受信時に低雑音アンプに設定されたゲインに応じた重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得るようにすれば、周波数オフセット推定値に含まれるＩＱ不平衡成分を相対的に小さくすることができ、最終的にはより精度の高い周波数オフセットを得ることができるようになる。

受信機では、通常、信号検出開始時には低雑音アンプに大きなゲインが決定され、その後は受信信号電力に適応して低いゲインに切り換えられる。そこで、周波数オフセット推定部は、低雑音アンプに大きなゲインが設定されている最初の数プリアンブル・シンボルにおいて推定された周波数オフセットに対して小さな重みを与える一方、小さなゲインに切り換えられた以降のプリアンブル・シンボルにおいて推定された周波数オフセットに対してはより大きな重みを与え、これらを加算することで、最終的な周波数オフセットを得る。ここで言う周波数オフセットへの重みの付与は、具体的には、周波数オフセット推定用ベクトル（後述）若しくは微分フィルタの出力に重み係数を掛けることに相当する。

具体的には、周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に推定した周波数オフセットの絶対値に基づいて重み係数を計算し、プリアンブル・シンボル毎の周波数オフセットをそれぞれの重み係数で重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得るようにする。

例えば、周波数オフセット推定部は、絶対値が所定の閾値を超える周波数オフセットに対して重み係数０を与えるとともに、対値が所定の閾値を超えない周波数オフセットに対して重み係数１を与えて、プリアンブル・シンボル毎の周波数オフセットをそれぞれの重み係数で重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得る。これは、低雑音アンプに大きなゲインが設定されているプリアンブル区間において推定された周波数オフセットを無視することに相当する。ここで言う所定の閾値は、例えば受信信号強度に基づいて決定することができる。

あるいは、周波数オフセット推定部は、絶対値の逆数からなる重み係数を各周波数オフセットに与えて、プリアンブル・シンボル毎の周波数オフセットをそれぞれの重み係数で重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得るようにしてもよい。

本発明によれば、ダイレクト・コンバージョン方式を採用し、ＤＣオフセットが時間的に変動する状況下において、周波数オフセットを好適に除去して、より高い特性でＯＦＤＭ復調を行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することができる。

また、本発明によれば、受信したＯＦＤＭシンボルに時間変動するＤＣオフセット、ＩＱ不平衡、及び周波数オフセットが同時に存在する場合に、ＤＣオフセットを除去するとともに周波数オフセットの正確な推定を行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することができる。

本発明に係る無線通信装置は、ダイレクト・コンバージョン方式によりＯＦＤＭ信号の受信を行なうが、ＯＦＤＭ信号にＤＣオフセットが含まれる場合であっても、微分フィルタを用いてＤＣオフセットを除去することにより、高速且つ正確な周波数オフセット推定を行なうことができる。また、低雑音アンプのゲインの切り替えなどによりＤＣオフセットが急激に変化したときには、微分フィルタの出力からその変化を検出して、周波数オフセットの推定から除外することで、周波数オフセットの推定精度を高めることができる。

また、本発明によれば、周波数オフセット情報を含んだベクトル信号を積算する際に、対応するプリアンブル信号の電力すなわち低雑音アンプのゲインに応じた重み係数を乗算することにより、周波数オフセット推定時におけるＩＱ不平衡及びＤＣオフセットの時間的変動により影響を抑制して、簡単な信号処理でより正確な周波数オフセットの推定を行なうことができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、ダイレクト・コンバージョン方式によりＯＦＤＭ信号の受信を行なう無線通信装置に関する。ダイレクト・コンバージョン方式によれば、ＩＦフィルタを用いないため受信機の広帯域化が容易となり、受信機の構成の柔軟性が増す。

ＯＦＤＭ通信システムでは、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器の周波数の微妙な誤差に起因して、周波数オフセットの問題があり、受信機側のデジタル部分では受信信号の位相の回転という現象として観測される。このため、パケットの先頭の付加された既知のトレーニング系列を用いて周波数オフセットの観測を行ない、これを補正することが一般的に行なわれる。

ところが、ダイレクト・コンバージョン方式の受信機においては、ローカル信号の自己ミキシングによって、ダウンコンバータ出力に直流成分すなわちＤＣオフセットが発生するという問題がある。周波数オフセット推定及びタイミング検出の精度はＤＣオフセットの影響を受け易く、ＤＣオフセットが存在したままで周波数オフセットを推定しても、正確な推定を行なうことはできない。

これに対し、本発明に係る無線通信装置では、微分フィルタを用いてＤＣオフセットを除去することにより、高速且つ正確な周波数オフセット推定を行なうようにした。

（１）第１の実施形態
図１には、本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の受信機系統の構成を示している。図示の装置は、ＯＦＤＭ信号のダイレクト・コンバージョン受信機の構成を備え、且つ、周波数オフセットを補償するモジュールを含んでいる。

アンテナにおいて受信したＯＦＤＭ信号のうち所望の周波数帯域だけがバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１を透過し、低雑音アンプ（ＬＮＡ）２により増幅される。ここで、受信ＲＦ信号には、送受信機間におけるローカル発振器の周波数誤差に起因する周波数オフセットが付加されている。

受信信号の電力を適切な一定レベルに保つために、自動ゲイン制御回路（ＡＧＣ）によって低雑音アンプ２のゲインが調整される。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、５０ｄＢ若しくはそれ以上の範囲でゲイン調整が必要とされている。一般には、信号検出開始時には低雑音アンプ２に大きなゲインが設定されるが、例えばショート・プリアンブル区間の中央近辺（本実施形態ではｔ₄の最後端）の位置において、受信信号電力に適応して低いゲインに切り換えられる。ゲインの切り換えレベルは２０ｄＢ程度である。なお、ＡＧＣの仕組み自体は周知なので、ここでは説明を省略する。

増幅された受信信号は、ミキサ３でローカル発振器が発生するローカル周波数ｆ_LOと乗算され、ダイレクト・コンバージョン方式によりベースバンド信号に周波数変換される。そして、このベースバンド信号は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）４によりデジタル変換される。

受信系のダイレクト・コンバージョンでは、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己ミキシングによって、ダウンコンバータ出力に直流成分すなわちＤＣオフセットが発生する。自動ゲイン制御により低雑音アンプのゲインを切り換えると、これに伴ってＤＣオフセットが時間的に変動する（例えば、非特許文献９を参照のこと）。よって、この時点での受信ベースバンド信号には、周波数オフセットとともに時間変動するＤＣオフセットが付加されている。

デジタル・ベースバンド信号のうちプリアンブル信号の所定区間は分岐して微分フィルタ５に入力され、ＤＣオフセット成分を除去してから周波数オフセット推定部６に入力され、推定されたＤＣオフセットを引き算して、ＤＣオフセットが除去された信号からより正確な周波数オフセットを推定する。図２１には、微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６の具体的な構成例を示している。微分フィルタ５は、遅延器２０１と加算器２０２で構成される。また、周波数オフセット推定部６は、遅延器２０３と、複素共役計算回路２０４と、乗算器２０５と、加算器２０６と、記憶素子２０７と、位相検出回路２０８で構成される。

微分フィルタ５は、ハイパス・フィルタの一種であるが、回路構成が簡素であるとともに、応答性が良い。ショート・プリアンブルｔ₄の最後端の位置で、受信信号電力に適応して低雑音アンプ２の低いゲインに切り換えられると（前述）、ＤＣオフセットのレベルが変化するが、微分フィルタ５はこれに充分に追従して、高周波成分の通過を抑制することができる。

また、ＤＣオフセット除去のためのカットオフ周波数ｆ_cを大きくすると、低雑音アンプのゲイン切り替えに伴うＤＣオフセット切り替わりへの追従はよくなる反面、ＤＣ近傍の信号まで削ってしまい復調特性を劣化させるという問題がある（図１７Ｂを参照のこと）。これに対し、図示の受信機では、周波数オフセット推定に用いるプリアンブル部分（サブキャリア間隔が比較的大きなＳＴＳ）を分岐してＤＣオフセット除去を行なう構成となっている。言い換えれば、周波数オフセットの推定を行なうプリアンブル部分についてのみＤＣオフセットの除去を行なうが、周波数オフセットの推定に使用した以降のプリアンブル部分並びにペイロード部分については、周波数オフセットを除去するものの、ＤＣオフセットを除去しない。したがって、カットオフ周波数ｆ_cを大きくとっても、後続（サブキャリア間隔が短くなるＬＴＳ以降）のデータ部分の復調特性に悪影響を与える心配はない。

また、低雑音アンプ２のゲイン切り換えなどによりＤＣオフセットが急激に変化したときには、ＤＣオフセットが微分フィルタ５を通過してしまうことがある。このようなインパルス上の波形が周波数オフセット推定部６に入力されると、平均２乗誤差（Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：ＭＳＥ）の増加を招来するおそれがある。そこで、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を周波数オフセット推定部６に入力する。周波数オフセット推定部６は、この検出信号が入力された時点では、微分フィルタ５からのサンプル出力はＤＣオフセットを含む信号として周波数オフセット推定の対象から除外することで、高い推定精度を維持することができる。

なお、微分フィルタ５においてＤＣオフセットの急激な変化を検出するための閾値は、例えばゲイン切り替えの回数と受信信号レベルに基づいて計算することができる。

周波数オフセットの推定値は、周波数オフセット補正部７に入力され、周波数オフセットを推定に使用した以降のＯＦＤＭシンボル部分のベースバンド信号の周波数オフセットが補償される。

そして、周波数オフセット部７の出力は離散フーリエ変換部（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＤＦＴ）７に入力され、周波数軸上に並んだサブキャリア信号が復調される。

本発明に係る受信機に入力されるＯＦＤＭ信号は、ＤＣサブキャリアを用いないものとする（ＤＣはＯＦＤＭ変調方式におけるベースバンド信号の０Ｈｚの位置に相当する）。また、周波数オフセット推定部６では、パケットのプリアンブル（サブキャリア間隔が比較的大きなＳＴＳ）で周波数オフセットの推定が行なわれ、同じＯＦＤＭ信号を２シンボル送信するプリアンブルが存在する。

本発明を適用する無線通信システムの一例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに従う無線ＬＡＮシステムである。図２には、同無線ＬＡＮシステムのＯＦＤＭシンボルのサブキャリア構成を示している。図示のように、１つのＯＦＤＭシンボルは６４個のサブキャリアからなるが、このうち５２個のサブキャリアを情報信号に変調し、４個のサブキャリアをパイロット信号として用いる。また、ＤＣ成分を含む残りのサブキャリアには信号を送信しない（ヌル信号とする）ものとする。

一方、受信ベースバンド信号のうち周波数オフセットの推定に使用した以降（ＬＴＳ以降）のＤＣオフセット及び周波数オフセットの影響を受けた部分は、周波数オフセット補正部７に入力されると、ハイパス・フィルタによってＤＣオフセットを除去することに伴う復調特性の劣化を受けることなく、周波数オフセットを正確に補償して、復調することが可能となる。

図１５には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示した。このうち、ロング・プリアンブルでは、３．２マイクロ秒の同じロング・トレーニング系列（ＬＴＳ）からなるＯＦＤＭシンボルを２回連続して送信する。このＯＦＤＭシンボルの時間波形のｉ番目のサンプルをｓ（ｉ）とする。但し、｛ｓ（０），ｓ（１），…，ｓ（６３）｝が１個目のＯＦＤＭシンボルに対応し、｛ｓ（６４），ｓ（６５），…，ｓ（１２７）｝が２個目のＯＦＤＭシンボルに対応する（離散フーリエ変換の次数をＮとすると、１個目のＯＦＤＭシンボルは｛ｓ（０），ｓ（１），…，ｓ（Ｎ／４−１）｝であり、２個目のＯＦＤＭシンボルは｛ｓ（Ｎ／４），ｓ（Ｎ／４＋１），…，ｓ（２Ｎ／４−１）｝である）。

このときの周波数オフセットをΔｆとし、ＤＣオフセットをＤとすると、ｉ番目のショート・プリアンブルに対する受信ベースバンド信号は下式のように表される。

微分フィルタ５は、遅延器２０１と加算器２０２で構成される。遅延器２０１の入力には、ＡＤ変換器４によるＡＤ変換信号を入力する。また、加算器２０２の第１の入力にＡＤ変換信号を入力するとともに、第２の入力に遅延器２０１の出力を反転入力して、両信号を引き算する。したがって、微分フィルタ５は、この受信ベースバンド信号に対し、下式（８）のような処理を行なう（同式は、ｉ番目のショート・プリアンブルに対する微分フィルタ５の出力信号である）。

続く周波数オフセット推定部６は、遅延器２０３と、複素共役計算回路２０４と、乗算器２０５と、加算器２０６と、記憶素子２０７と、位相検出回路２０８で構成される。上記の加算器２０２の出力は、遅延器２０３及び乗算器２０５の第１の入力に入力される。遅延器２０３では、ショート・プリアンブル長に相当するＮ／４（＝１６）サンプル分だけ入力信号を遅延させて、後段の複素共役計算回路２０４に出力する。複素共役計算回路２０４の出力は、乗算器２０５の第２の入力に入力される。したがって、乗算器２０６では、ショート・プリアンブルｔ₁、ｔ₂…毎に下式に示す相互相関処理を行なう。

加算器２０６の第１の入力には乗算器２０５の出力が接続され、その第２の入力には記憶素子２０７の出力が接続される。また、加算器２０６の出力は、記憶素子２０７及び位相検出回路２０８に入力される。これにより、すべてのショート・プリアンブルにわたる上式（９）の相互相関結果を、加算器２０６を用いて加算し、周波数オフセットΔｆが推定される。

そして、周波数オフセット補正部７では、周波数オフセットの推定に使用した以降の周波数オフセットの影響を受けた受信ベースバンド信号は、周波数オフセット補正部７において周波数オフセットの補償が行なわれる。具体的には、周波数のずれに対応してデータの位相を逆回転することにより周波数オフセットの補正が行なわれる。なお、ショート・トレーニング系列（ＳＴＳ）を用いても、上述と同様に周波数オフセットの推定を行なうことができる（但し、この場合のサンプル数は１６個となる）。

図３には、ＤＣオフセット電力対ＯＦＤＭ信号電力が３０ｄＢのときの周波数オフセット推定値の２乗誤差とサブキャリア間隔で正規化した周波数オフセットの値を示している。同図から、周波数オフセット推定に使用する受信プリアンブル信号に対して微分フィルタ５を用いてＤＣオフセットを除去することによって、正確な周波数オフセットの推定が可能となることが分かる。ＳＴＳでも同じトレーニング系列が繰り返されることから（図１５を参照のこと）、同様の処理を用いて周波数オフセットを推定することができる。

ここで、上式（９）では、ＤＣオフセットが一定すなわち時間的に変動しないことを前提としており、微分フィルタ５によりＤＣオフセットをキャンセルすることができる。しかしながら、低雑音アンプ２のゲイン切り換えを行なった際には、ＤＣオフセット・レベルの変化が高周波成分として現れるため、微分フィルタ５の出力はＤＣオフセットの大きさを表すことになる。

具体的には、自動ゲイン制御回路は信号検出開始時には低雑音アンプ２に対して大きなゲインを設定しておき、先頭から４個目までのショート・プリアンブルｔ₁〜ｔ₄を用いて（但し、マルチパスの影響により、ｔ₁、ｔ₂は用いない）受信信号の電力が一定レベルとなるように適切なゲインを決定する。そして、５個目のショート・プリアンブルｔ₅の先頭で低いゲインに切り換えられる。ゲインの切り換えレベルは２０ｄＢ程度であり、これに伴ってＤＣオフセット・レベルも変動することから、ｔ₅の先頭において微分フィルタ５の出力にも影響する（図２２を参照のこと）。

ここで、ｉ番目のサンプルにおけるＤＣオフセットの値をＤ（ｉ）とおくと、低雑音アンプ２におけるゲインの切り替えなどによりＤＣオフセットがＯＦＤＭのサンプル中に変化した場合には、微分フィルタ５の出力は下式（１０）のようになる。

上式より、ＤＣオフセットが急激に変化したときには、ｉ＋１番目とｉ番目のサンプルのＤＣオフセットの差分｛Ｄ（ｉ＋１）−Ｄ（ｉ）｝が残り、微分フィルタ５の出力ｄ（ｉ）の絶対値が大きくなる。これにより、ＤＣオフセットの変化を検出すると、ＤＣオフセットが除去されずに通過してしまう。

そこで、図１に示した受信機では、微分フィルタ５は、出力ｄ（ｉ）の絶対値が所定値を超えたことを検出すると、後段の周波数オフセット推定部６に指示（検出信号）を与えて、周波数オフセット推定からＤＣオフセットの影響を含んだｉ番目のサンプルの出力ｄ（ｉ）を除外するようになっている。これによって、周波数オフセット推定部６では、ＤＣオフセットを除外して周波数オフセットの推定を行なうことで推定精度を向上させることができる。また、低雑音アンプ２の自動ゲイン制御が頻繁に行なわれる場合であっても、ＤＣオフセットが通過した成分を除外することで、高い推定精度を維持することができる。

上述したように、図１に示した受信機構成によれば、微分フィルタ５でＤＣオフセットを除去してから周波数オフセットを推定するので、ＤＣオフセットと周波数オフセットの両方に対応しながら周波数オフセットの正確な推定を行なうことができる。また、低雑音アンプ２のゲインが切り替わった区間における周波数オフセット推定値を除外するので、高い推定精度を維持することができる。

図１に示した受信機構成では、周波数オフセット補正部７は、周波数オフセットの推定に使用した以降の（すなわちＤＣオフセットを除去していない）受信ベースバンド信号から、周波数オフセット推定部６で推定された周波数オフセットを除去する。言い換えれば、周波数オフセットの推定を行なうプリアンブル部分についてのみＤＣオフセットの除去を行なうが、周波数オフセットを推定に使用した以降のプリアンブル部分並びにペイロード部分については周波数オフセットを除去するものの、ＤＣオフセットを除去しない。このような場合、周波数オフセットの推定自体が高精度であったとしても、ＤＣオフセットの影響が後段の復調回路に伝播してしまうという問題が考えられる。

図４には、このような問題を解決する受信機回路の一例を示している。図１に示した受信機構成では、微分フィルタ５に入力してＤＣオフセットを除去した後に周波数オフセット推定部６で推定した周波数オフセットを用いて、周波数オフセット補正部７では、周波数オフセットを推定に使用した以降のＤＣオフセットを含んだ受信ベースバンド信号に対して周波数オフセット補償を行なっている。これに対し、図４に示す受信機構成では、微分フィルタ５によりＤＣオフセットを除去した後に周波数オフセット推定部６で推定した周波数オフセットに基づいて、ローカル発振器１１において発振するローカル周波数の位相を逆回転させている。これによって、周波数オフセットを推定に使用した以降のＤＣオフセットを含んだ受信ベースバンド信号に対して、ＤＣオフセット及び周波数オフセットの影響を同時に除去することができる。

また、この場合においても、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を周波数オフセット推定部６に入力する。周波数オフセット推定部６は、この検出信号が入力された時点の微分フィルタ５からのサンプル出力を除外して、微分フィルタ５を通過したＤＣオフセットの影響を受けないようにする（同上）。

また、図５には、周波数オフセットを推定に使用した以降（ＬＴＳ以降）の受信ベースバンド信号からＤＣオフセットの影響を除去することができる他の受信機構成例を示している。

図示の受信機では、受信ベースバンド信号のうちプリアンブル信号の所定区間を分岐して、微分フィルタ５に入力してＤＣオフセットを除去し、さらに、周波数オフセット推定部６では、周波数オフセットを推定する。また、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を周波数オフセット推定部６に入力する。周波数オフセット推定部６は、この検出信号が入力された時点の微分フィルタ５からのサンプル出力を除外して、微分フィルタ５を通過したＤＣオフセットの影響を受けないようにする（同上）。

また、周波数オフセットの推定処理と並行して、ＤＣオフセット推定部９は、受信ベースバンド信号に対してＤＣオフセットを推定し、ＤＣオフセット補正部１０は、受信ベースバンド信号からＤＣオフセットを除去する。その後、周波数オフセット補正部７では、このように周波数オフセットを推定に使用した以降のＤＣオフセットが除去された受信ベースバンド信号に対して、ＤＣオフセット後に周波数オフセット推定された高い精度の周波数オフセット値に基づいて周波数オフセット補償を行なう。

ここで、ＤＣオフセット推定は、通常、デジタル変換されたベースバンド信号の平均化によって行なわれる。このため、低雑音アンプ２のゲイン切り替えなどによりＤＣオフセットが急激に変化したときには、平均値は意味を持たなくなり、ＤＣオフセット推定を継続すると精度が劣化してしまう。そこで、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を周波数オフセット推定部６だけでなくＤＣオフセット推定部９にも入力するようにする。そして、ＤＣオフセット推定部９は、この検出信号が入力されるまでに推定された推定データを除外し、再度算出し直すことにより、推定精度の低下を防ぐようにする。

また、図６には、周波数オフセットを推定に使用した以降（ＬＴＳ以降）の受信ベースバンド信号からＤＣオフセットの影響を除去することができるさらに他の受信機の構成例を示している。

図示の受信機では、ミキサ３でローカル発振器１１が発生するローカル周波数ｆ_LOと乗算して、ダイレクト・コンバージョン方式によりダウンコンバートする。この受信ベースバンド信号にはローカル信号の自己ミキシングなどによって発生したＤＣオフセットが付加されているが（図３２（ａ）を参照のこと）、ハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）１２を通過させて、ＤＣオフセットの除去を行なう。但し、ハイパス・フィルタ１２は、すべての信号が通過することから、ＯＦＤＭシンボルのＤＣ近傍の信号を削らないように比較的小さなカットオフ周波数を設定する。ハイパス・フィルタ１２を通過したベースバンド信号は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）４によりデジタル変換される。

ハイパス・フィルタ１２のカットオフ周波数ｆ_cを小さく設定している場合、後段での復調特性を保つことができる反面、ＤＣオフセットの変化に対する応答が遅くなる。このため、低雑音アンプ２のゲイン切り替えなどによりＤＣオフセットが変化すると、その影響が長く残り、ＤＣオフセットが通過し続ける（図３２（ｂ）を参照のこと）。そこで、受信ベースバンド信号のうちプリアンブル信号の所定区間を２ブランチに分岐して、その一方のブランチではより高いカットオフ周波数が設定されている微分フィルタ５に入力して、残留ＤＣオフセットを除去する。図３２（ｃ）に示すように、微分フィルタ５は、残留ＤＣオフセットを遮断し、ｔ₅の先頭位置でゲイン切り替えが行なわれたタイミングでは、急峻なインパルス上の波形のみを出力する。

続いて、周波数オフセット推定部６は、微分フィルタ５の出力の自己相関値に基づいて、周波数オフセットを推定する。そして周波数オフセット補正部７では受信ベースバンド信号から周波数オフセットを除去する。

また、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、この検出信号を周波数オフセット推定部６に入力する。インパルス上の波形が周波数オフセット推定部６に入力されると、ＭＳＥの増加を招来するおそれがある。そこで、周波数オフセット推定部６は、この検出信号が入力された時点の微分フィルタ５からのサンプル出力を除外して、微分フィルタ５を通過したＤＣオフセットの影響を受けないようにする（同上）。

微分フィルタ５においてＤＣオフセットの急激な変化を検出するための閾値は、ゲイン切り替えの回数と受信信号レベルに基づいて計算することができる（同上）。例えば、ハイパス・フィルタ１２の後段にＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）回路を配設して、受信信号レベルを検出することができる。

一方、周波数オフセットを推定に使用した以降の受信ベースバンド信号に対しては、ＤＣオフセット推定部９においてＤＣオフセットを推定し、ＤＣオフセット補正部１０において受信ベースバンド信号からＤＣオフセットを除去する。

ここで、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号をＤＣオフセット推定部９に入力するようにする。そして、ＤＣオフセット推定部９は、この検出信号が入力されるまでに推定された推定データを除外し、再度算出し直すことにより、推定精度の低下を防ぐようにする（同上）。

その後、周波数オフセット補正部７では、このように周波数オフセットの推定に使用した以降のＤＣオフセットが除去された受信ベースバンド信号に対して、ＤＣオフセットを除去した後に周波数オフセット推定された高い精度の周波数オフセット値に基づいて周波数オフセット補償を行なう。

また、図７には、周波数オフセットを推定に使用した以降（ＬＴＳ以降）の受信ベースバンド信号からＤＣオフセットの影響を除去することができるさらに他の受信機構成例を示している。

図示の受信機では、ミキサ３でローカル発振器１１が発生するローカル周波数ｆ_LOと乗算してダイレクト・コンバージョン方式によりダウンコンバートする。そして、後段のハイパス・フィルタ１２を透過させて、ローカル信号の自己ミキシングなどによって発生したＤＣオフセットを受信ベースバンド信号から除去する。ハイパス・フィルタ１２は、パケットに含まれるすべての信号が通過することから、ＯＦＤＭシンボルのＤＣ近傍の信号を削らないように比較的小さなカットオフ周波数ｆ_cを設定する。そして、受信ベースバンド信号は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）４によりデジタル変換される。

ハイパス・フィルタ１２のカットオフ周波数ｆ_cを小さく設定している場合、後段での復調特性を保つことができる反面、ＤＣオフセットの変化に対する応答が遅くなる。このため、低雑音アンプ２のゲイン切り替えなどによりＤＣオフセットが変化すると、その影響が長く残り、ＤＣオフセットが通過し続ける（図３２（ｂ）を参照のこと）。そこで、受信ベースバンド信号のうちプリアンブル信号の所定区間を２ブランチに分岐して、その一方のブランチではより高いカットオフ周波数が設定されている微分フィルタ５に入力して、残留ＤＣオフセットを除去する。図３２（ｃ）に示すように、微分フィルタ５は、残留ＤＣオフセットを遮断し、ｔ₅の先頭位置でゲイン切り替えが行なわれたタイミングでは、急峻なインパルス上の波形のみを出力する。

そして、このようにして推定した周波数オフセットに基づいて、ローカル発振器１１において発振するローカル周波数の位相を逆回転させている。これによって、周波数オフセットを推定に使用した以降のＤＣオフセットを含んだ受信ベースバンド信号に対して、ＤＣオフセット及び周波数オフセットの影響を同時に除去することができる。

また、微分フィルタ５は、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を周波数オフセット推定部６に入力する。インパルス上の波形が周波数オフセット推定部６に入力されると、ＭＳＥの増加を招来するおそれがある。そこで、周波数オフセット推定部６は、この検出信号が入力された時点の微分フィルタ５からのサンプル出力を除外して、微分フィルタ５を通過したＤＣオフセットの影響を受けないようにする（同上）。

微分フィルタ５においてＤＣオフセットの急激な変化を検出するための閾値は、ゲイン切り替えの回数と受信信号レベルに基づいて計算することができる。例えば、ハイパス・フィルタ１２の後段にＲＳＳＩ回路を配設して、受信信号レベルを検出することができる（同上）。

本発明では、同じＯＦＤＭ信号が２シンボル繰り返して送信されるプリアンブルを用いて周波数オフセットの推定を行なう。図１５に示したプリアンブル構成では、ＳＴＳを用いてパケット検出、粗タイミング検出、周波数オフセット推定及び補正の信号処理を行なう必要がある。これらの信号処理は、一般に、ＤＣオフセットに対して特性劣化の感度が大きい。

図６では、ハイパス・フィルタの一種である微分フィルタ５の出力信号を用いることでＤＣオフセットの影響を除去することにより、周波数オフセット推定を高い精度で行なうように構成されている。同様に、パケット検出や粗タイミング検出に関しても、ハイパス・フィルタの出力信号を用いることで、ＤＣオフセットに対する特性劣化を抑制することができると考えられる。

図８には、ハイパス・フィルタの出力を用いて周波数オフセット推定及び補正、パケット検出及び粗タイミング検出を行なう同期回路周辺の構成例を示している。

図示の同期回路は、Ｉ軸及びＱ軸の各入力信号に対し、ハイパス・フィルタ２１へのパスとＤＣオフセット推定部２５のパスが設けられ、２つのスイッチ２６及び２７を排他的にオン／オフ制御することで、パスの切り替えが行なわれる。

ＳＴＳは、ＤＣに最も近いサブキャリアは１．２５ＭＨｚとサブキャリア間隔が比較的広い。このことに着目して、ハイパス・フィルタ２１のカットオフ周波数を大きくして、ＤＣオフセットの変動に対する応答特性を確保する。これにより、ＳＮＲ特性の損失を最小にしながら、ＤＣオフセットの影響を抑えることができる。

また、同期処理を行なっている間、ＤＣオフセット推定部２５は、受信ベースバンド信号からＤＣオフセットの推定を行なう。ＳＴＳは０．８マイクロ秒の周期性を有するので、ＤＣオフセットは移動平均などを用いて推定することができる。ＳＴＳの先頭４シンボル分ｔ₁〜ｔ₄を自動ゲイン制御やＤＣオフセットなどに割いた場合、同期回路では最大６シンボル分ｔ₅〜ｔ₁₀すなわち４．８マイクロ秒の推定時間を得ることができるため、高精度のＤＣオフセット推定を行なうことができる。

ＳＴＳが終了するまでの間は、ＩＱ入力端はハイパス・フィルタ２１のパスに接続されており、周波数オフセット推定部２２、パケット検出及び粗タイミング検出部２３では、ＤＣオフセットが除去された受信ベースバンド信号から、高い精度で周波数オフセットの推定、並びにパケット及び粗タイミングの検出が行なわれる。

そして、ＳＴＳが終了するタイミングでスイッチ２６及び２７のオン／オフが切り替えられ、ＩＱ入力端はハイパス・フィルタ２１のパスからＤＣオフセット補正のパスへ切り替えられる。ＳＴＳが終了するタイミングには、粗タイミング検出部２３の出力信号が用いられる。

ＤＣオフセット推定部２５は、ＳＴＳが終了するまでの充分に長い時間を用いてＤＣオフセット推定を行なうので、高精度なＤＣオフセット補正を実現することができる。また、ＳＴＳが終了するタイミング以降では、ハイパス・フィルタ２１へのパスはなくなる。すなわち、サブキャリア間隔が短くなるＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号に対しては、大きなカットオフ周波数を用いるハイパス・フィルタ２１によるＤＣオフセット除去は行なわれないので、ＳＮＲ特性の劣化を考慮する必要はない。

また、周波数オフセット補正部２４は、ＳＴＳが終了するまでの間に周波数オフセット推定部２２が推定した周波数オフセットを用いて、ＳＴＳが終了した以降の受信ベースバンド信号に対して周波数オフセットの補正を行なう。

図８に示した同期回路構成では、ハイパス・フィルタ２１へのパスと周波数オフセット補正部２４へのパスの切り替えタイミングは、粗タイミングの検出信号をそのまま利用している。しかしながら、デジタル回路の処理遅延を考慮すると、ＳＴＳの終端よりも早い段階で切り替えたほうがよい場合も考えられる。

そこで、図９に示した同期回路構成では、粗タイミング検出部２３の検出信号でスイッチ２６及び２７の切り替えを直接行なうのではなく、スイッチ制御部２８を別途設けている。また、図１０には、スイッチ制御部２８によるスイッチ切り替えタイミングの調整方法の一例を示している。

スイッチ制御部２８は、スイッチの切り替えタイミングを、入力信号の相関値の移動平均値を用いて算出する。そして、あらかじめ閾値を設定しておき、移動平均値がその閾値を超えるタイミングをスイッチ２６及び２７への制御信号として出力する。図１０に示すように、閾値を設定することで、スイッチ切り替えタイミングをパケット検出から粗タイミングに至るまでの区間で柔軟に調整することができる。

図１１には、ハイパス・フィルタ２１の構成例を示している。図１１Ａは差分フィルタを用いた構成例であり、図１１Ｂは移動平均によるＤＣオフセット推定と補正を用いた構成例である。

また、図１２には、ＤＣオフセット推定部２５の構成例を示している。スイッチ制御部２８又は粗タイミング検出部２３の出力信号を用いて、スイッチ２６及び２７切り替えタイミングでのＤＣオフセット推定値をそれ以後も保持できる構成となっている。したがって、ＤＣオフセット補正部は、ＳＴＳが終了した以降の受信ベースバンド信号に対して、ＳＴＳが終了した時点での高い精度のＤＣオフセット推定値を用いてＤＣオフセット補正を行なうことができる。

図８及び図９に示した同期回路はいずれも、ＩＥＥＥ８０２．１１ａで規定されているプリアンブル構成のうちＳＴＳ部分のみを用いてＤＣオフセットを考慮した周波数オフセット補正を行なうように構成されており、ＳＴＳが終了した以降のＬＴＳの使用方法は任意である。

一般には、ＳＴＳを使って粗い周波数オフセット補正が行なわれた後に、ＬＴＳを用いてより精緻な周波数オフセット補正並びにチャネル推定が行なわれる。したがって、より正確なチャネル推定を実現するには、ＳＴＳにおいて周波数オフセットを適切に推定する必要がある。

図１３には、ロング・プリアンブル区間における周波数オフセット補正並びにチャネル推定を行なう回路モジュールを含んだ同期回路周辺の構成例を示している。図示の例では、ＳＴＳ用の周波数オフセット推定部２２及び周波数オフセット補正部２４とは別に、ＬＴＳ用の周波数オフセット推定部３１及び周波数オフセット補正部３２が独立して設けられ、さらにその後段にチャネル推定部３３が配設されている。一方の周波数オフセット推定部２２では、ショート・プリアンブルを用いた粗い周波数オフセット推定が行なわれる（但し、先頭から２個目までのショート・プリアンブルｔ₁、ｔ₂はマルチパスの影響を被っている可能性があるので、３個目以降のショート・プリアンブルｔ₃〜ｔ₁₀を用いて推定を行なう）。他方の周波数オフセット推定部３１では、ロング・プリアンブルＴ₁、Ｔ₂を用いたより精緻な周波数オフセット推定が行なわれる。

ショート・プリアンブル区間が終了するタイミングにおいて、ＩＱ入力端はハイパス・フィルタ２１のパスからＤＣオフセット補正のパスへ切り替えられる。ＬＴＳ以降では、ＤＣオフセット補正部は、ＳＴＳが終了するまでの充分に長い時間を用いて推定された正確なＤＣオフセットを、ＩＱの各入力信号から引き算することで、ＤＣオフセット補正を行なう。続く周波数オフセット補正部２４は、ＳＴＳが終了するまでの間に周波数オフセット推定部２２で推定された周波数オフセットの補正を施す。

周波数オフセット推定部３１は、ＳＴＳを用いて推定されたＤＣオフセット及び周波数オフセットが除去された後のＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号を入力すると、さらに精緻な周波数オフセットの推定を行なう。周波数オフセット補正部３２は、周波数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセットをＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号から除去する。

そして、チャネル推定部３３は、ＬＴＳを用いて２次的な（残留する）周波数オフセットが除去された受信ベースバンド信号を用いて、より精度の高いチャネル推定を行なうことができる。

図１３に示した回路構成では、ＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号について周波数オフセットの推定及び除去を行なう回路モジュールを別途設けているが、周波数オフセット推定部３１及び周波数オフセット補正部３２がＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号の周波数オフセットの推定及び除去をそれぞれ行なうように構成することもできる。図１４には、後者の場合の同期回路周辺の構成例を示している。

ＳＴＳが終了するタイミングにおいて、ＩＱ入力端はハイパス・フィルタ２１のパスからＤＣオフセット補正のパスへ切り替えられる。ＬＴＳ以降では、ＤＣオフセット補正部は、ＳＴＳが終了するまでの充分に長い時間を用いて推定された正確なＤＣオフセットをＩＱの各入力信号から引き算して、ＤＣオフセット補正を行なう。続いて、周波数オフセット補正部２４は、ＳＴＳが終了するまでの間に周波数オフセット推定部２２で推定された周波数オフセットの補正を施す。

また、ＳＴＳが終了するタイミングにおいて、スイッチ２７´もオンになり、周波数オフセット補正部２４の出力端を周波数オフセット推定部２２に帰還するパスができる。

周波数オフセット推定部３１は、ＳＴＳを用いて推定されたＤＣオフセット及び周波数オフセットが除去された後のＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号を入力して、さらに周波数オフセットの推定を行なう。周波数オフセット補正部３２は、周波数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセットをＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号から除去する。

そして、チャネル推定部３３は、ＬＴＳを用いて２次的な（残留する）周波数オフセットが除去された受信ベースバンド信号を用いて、より精度の高いチャネル推定を行なうことができる。

ここまでは、ダイレクト・コンバージョン方式のＯＦＤＭ受信機において、低雑音アンプのゲイン変動に伴ってＤＣオフセットが変動する場合に、周波数オフセット推定に対するＤＣオフセットの変動の影響を低減する方法について述べてきた。

他方、ダイレクト・コンバージョン方式のＯＦＤＭ受信機においては、ローカル信号の自己ミキシングに起因するＤＣオフセットだけでなく、ＩＱ各軸のミキサに入力されるローカル信号の位相差と各ミキサ間の振幅差に起因するＩＱ不平衡の問題がある。ＩＱ不平衡は、ＤＣオフセットとともに周波数オフセットの推定精度を劣化する要因となり、ひいては復号特性にも影響する。そこで、以下では、ＩＱ不平衡、並びに時間変動するＤＣオフセットが存在する場合における周波数オフセットの推定方法について詳解する。

図１に示した受信機構成では、低雑音アンプ２のゲイン切り替えに伴ってＤＣオフセットのレベルが変動して、微分フィルタ５の出力がＤＣオフセットの変動が所定値以上となった場合には（図２２を参照のこと）、そのシンボルを周波数オフセット推定から除外することによって、周波数オフセット推定に対するＤＣオフセットの変動の影響を低減するようになっている。しかしながら、ＩＱ不平衡の影響に関しては十分考慮していない。

ダイレクト・コンバージョン方式のＯＦＤＭ受信機においては、ローカル信号の自己ミキシングに起因するＤＣオフセットだけでなく、ＩＱ不平衡の問題がある。ダイレクト・コンバージョン方式では、デジタル領域でＩＦ信号を持たないので、ＩＱ直交復調をデジタル領域ではなくアナログ領域で行なわなければならない。このため、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）の不釣合いな成分によって、ＩＱ不平衡が生じる。とりわけ、位相に関するＩＱ不平衡は、Ｉ及びＱの各チャネルのミキサに入力されるローカル信号間の位相差が正確に９０度でないことに起因し、ゲインに関するＩＱ不平衡は、Ｉ及びＱの各チャネルの信号のゲイン差に起因する。

図２３には、ＩＱ不平衡の原因を図解している。同図では、１つのローカル発振器からのローカル信号を２つのブランチに分配し、そのうちの１つのブランチの位相を９０°だけ変化させることにより余弦（ｃｏｓｉｎｅ）信号と正弦（ｓｉｎｅ）信号を生成している。この２つの信号の位相関係が９０°よりずれたり若しくは振幅が異なったりすると、周波数変換後のベースバンド信号に歪が生じる。このような場合をＩＱ不平衡という。ＩＱ不平衡はその歪の影響が微分フィルタを通過するため、周波数オフセットの推定精度を劣化させる。

ここで、仮にｃｏｓｉｎｅ信号とｓｉｎｅ信号の位相差をθ、振幅差をλ［ｄＢ］とおくと、ローカル周波数ｆ_cのローカル信号のＩ成分及びＱ成分は以下の通りとなり、それぞれのミキサに入力される。

但し、αは、振幅差λによって以下のように表される。

そして、これらのローカル信号は各ミキサで受信信号ｒ（ｉ）と周波数乗算される。但し、複素伝送シンボルをＸ_n＝ａ_n＋ｊｂ_nとする。

したがって、ＩＱ不平衡を考慮しない場合の受信ベースバンド信号は上式（７）のように表されたが、ＩＱ不平衡の影響を受けた場合には、複素受信ベースバンド信号は下式（１１）のように表される。但し、ｉはショート・プリアンブルにおけるサンプル番号であり、同式中の上付き文字＊は複素共役を表す。

したがって、ＩＱ不平衡の影響を受けた場合の微分フィルタ５から出力される差分信号は下式（１２）の通りとなる。

そして、周波数オフセット推定部６では、上式（１２）の差分信号を基に周波数オフセットを行なわれる。乗算器２０５では、Ｎ／４サンプル分だけ遅延した差分信号と乗算して、サンプル毎の周波数オフセット推定用ベクトルを得る。ＩＱ不平衡を含んだ微分フィルタ５出力の自己相関値（すなわち周波数オフセット推定用ベクトル）は下式（１３）の通りとなる。

ここで、上式（１３）で表される周波数オフセット情報は４つの項からなるが、各項を複素空間上にベクトルとして表現すると、図２４の通りとなる。

上式（１３）の第１項は周波数オフセットにのみ依存するベクトルである。すなわち、受信ベースバンド信号にＩＱ不平衡が含まれない場合には、乗算器２０５からは第１項のみが出力され、このベクトルの角度から周波数オフセットを推定することができる。

また、上式（１３）の第２〜４項は、ＩＱ不平衡によって発生する項であり，これらの項が周波数オフセットの推定精度を劣化させる。ここで、第４項に関しては|ψ|²は極めて小さい値なので無視する（αは０．１程度、θは０．０５°程度であり、ψが小さいことは明らかである）。また、第２項と第３項は複素共役の関係にあり、これら２つの項を加算すると実数成分のみが残り、これが周波数オフセットの推定精度を劣化する主な要因になると思料される。

乗算器２０５によりショート・プリアンブル毎の相互相関結果を、加算器２０６を用いてすべてのショート・プリアンブルにわたって加算して、周波数オフセットΔｆが推定される。この相互相関結果の合計に含まれる歪みは、合計するサンプル数や、プリアンブル信号のパターンに依存する。

図２１には微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６の構成例を示したが、これは、時間変動するＤＣオフセットには配慮したものの、周波数オフセット推定の際にＩＱ不平衡の影響を十分に考慮したものではない。そこで、ＩＱ不平衡の影響を抑制する微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６の構成例として図２５を提案する。同図において、微分フィルタ５は、遅延器３０１と加算器３０２で構成される。また、周波数オフセット推定部６は、遅延器３０３と、複素共役計算回路３０４と、乗算器３０５と、乗算器３０６と、係数計算回路３０７と、加算器３０９と、記憶素子３１０と、位相検出回路３１１で構成される。

以下、図２５を参照しながら、周波数オフセット推定時におけるＩＱ不平衡及びＤＣオフセットの時間的変動により影響を抑制して、より正確な周波数オフセットの推定を行なうための動作について説明する。

アンテナによる受信信号は、バンドバス・フィルタ１及び低雑音アンプ２を通過して、所望のＯＦＤＭ信号だけが増幅される。増幅された信号は、ミキサ３によりローカル発振器１１からのローカル信号と乗算され、ベースバンド信号に変換される。この受信ベースバンド信号はＡＤ変換器４によりデジタル信号に変換される。ここで、ＩＱ不平衡に起因する振幅差をαとし、位相差をθとすると、受信ベースバンド信号は、上式（１１）のように表される。

微分フィルタ５は、遅延器３０１と加算器３０２で構成される。遅延器３０１の入力には、ＡＤ変換器４によるＡＤ変換信号を入力する。また、加算器３０２の第１の入力にＡＤ変換信号を入力するとともに、第２の入力に遅延器３０１の出力を反転入力して、両信号を引き算する。したがって、微分フィルタ５は、この受信ベースバンド信号に対し、下式（１２）のような処理を行なう。

続く周波数オフセット推定部６は、遅延器３０３と、複素共役計算回路３０４と、乗算器３０５と、乗算器３０６と、係数計算回路３０７と、加算器３０９と、記憶素子３１０と、位相検出回路３１１で構成される。上記の加算器３０２の出力は、遅延器３０３及び乗算器３０５の第１の入力に入力される。遅延器３０３では、ショート・プリアンブル長Ｎ／４（＝１６）サンプル分だけ入力信号を遅延させて、後段の複素共役計算回路３０４に出力する。複素共役計算回路３０４の出力は、乗算器３０５の第２の入力に入力される。したがって、周波数オフセット推定部６では、ショート・プリアンブルｔ₁、ｔ₂…毎に上式（１３）に示した処理を行なう。

上式（１３）の第１項は周波数オフセットΔｆを含んだベクトルである。このベクトルを加算器３０９及び記憶素子３１０で加算し、その回転角を位相検出器３１１で検出することによって、周波数オフセット値Δｆの値を推定することができる。

既に述べたように、上式（１３）の第２〜４項はＩＱ不平衡によって発生する項であり、これらの項が周波数オフセットの推定精度を劣化させる。このうち第４項に関しては、ψの絶対値が小さいので無視することができる（前述）。そして、第２項と第３項は複素共役の関係にあり、これら２つの項を加算すると実数成分のみが残り、その成分が周波数オフセットの推定精度を劣化する主な要因になる。

ここで、第２項及び第３項はショート・プリアンブルｒ（ｉ）のパターンと周波数オフセットに依存したベクトルであり、その方向は一定ではない。したがって、乗算器３０５から出力されるプリアンブル・シンボル毎の周波数オフセット推定値を、記憶素子３１０と加算器３０９を用いて十分なサンプル数にわたって加算すれば、式（１３）の第１項が増加する一方で、第２〜４項の歪成分は相対的に第１項に比べて小さくなる。後段の位相検出回路３１１で検出すれば、より正確な周波数オフセットを推定することができる

ところが、周波数オフセット推定部６が周波数オフセットの推定を行なっている期間に低雑音アンプ２のゲイン切り替えが行なわれると、大きなゲインが設定されているときに推定された周波数オフセットに含まれるＩＱ不平衡成分が大きくなるため、複数のプリアンブル・シンボルにわたって推定された周波数オフセットを単純に加算すると、ＩＱ不平衡成分の占める割合を十分に小さくすることはできないことが懸念される。

受信機では、通常、信号検出開始時には低雑音アンプ２に大きなゲインが決定され、その後は受信信号電力に適応して低いゲインに切り換えられる。具体的には、自動ゲイン制御回路は信号検出開始時には低雑音アンプ２に対して大きなゲインを設定しておき、先頭から４個目までのショート・プリアンブルｔ₁〜ｔ₄を用いて適切なゲインを決定して、５個目のショート・プリアンブルｔ₅の先頭で低いゲインに切り換えられる。ゲインの切り換えレベルは２０ｄＢ程度である。

先頭から２個目までのショート・プリアンブルｔ₁〜ｔ₂はマルチパスの影響を考慮して周波数オフセット推定に使用しないものとすると、低雑音アンプ２のゲイン切り替えが行なわれる前後における（乗算器３０５が出力する）周波数オフセットを複素空間上で表した周波数オフセット推定用のベクトルは、例えば図２６に示すようにベクトルの大きさが著しく相違する。すなわち、ショート・プリアンブル・シンボルｔ₃とｔ₄に対応した乗算器３０５の出力の絶対値は大きくなる一方、ショート・プリアンブル・シンボルｔ₅とｔ₁₀に対応した乗算器３０５の出力の絶対値は小さくなる。ｔ₃とｔ₄に対応した乗算器３０５の出力は１５サンプルしかない。したがって、ｔ₃とｔ₄に対応した乗算器３０５の出力に含まれる上式（１３）の第２項並びに第３項の合成ベクトルは、第１項に比べて比較的大きい値のまま記憶素子３１０に残る。

図２１に示した構成では、ｔ₃からｔ₁₀に至るすべてのショート・プリアンブルの相互相関結果を合計して周波数オフセットの推定を行なう。相互相関をとったサンプル数が大きいほど、上式（１３）中の第２項及び第３項に依拠する歪みを抑制することができる。しかしながら、低雑音アンプ２のゲイン切り替えを行なうと、ショート・プリアンブル・シンボルｔ₃とｔ₄に関するサンプルの振幅が他のプリアンブル・シンボルに比べ極めて大きいことから、第２項及び第３項に依拠する歪み成分が推定ベクトルに残存してしまう。この結果、ショート・プリアンブル・シンボルｔ₅とｔ₁₀に対応した乗算器２０５の出力７９サンプルを記憶素子３１０の出力に順次加算して得られる合成推定ベクトル（図２７を参照のこと）による周波数推定の精度は劣化する。

これに対し、図２５に示した周波数オフセット推定部６の構成では、リアンブル・シンボル毎に推定した各周波数オフセットに対して、対応するプリアンブル・シンボル受信時に低雑音アンプ２に設定されたゲインに応じた重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得るようにしている。したがって、低雑音アンプ２のゲイン切り換えを行なった以降のサンプルに対してより大きな重み付けを行なう（あるいは、ゲイン切り換え前のサンプルを周波数オフセット推定に使用しない）ことにより、周波数オフセット推定値に含まれるＩＱ不平衡成分を相対的に小さくすることができ、最終的にはより精度の高い周波数オフセットを得ることができるようになる。

具体的には、乗算器３０５の出力信号の絶対値を係数計算回路３０７に入力し、対応した係数を乗算器３０６に入力する。係数計算回路３０７では、乗算器３０５の出力信号の絶対値に応じて、例えば以下のいずれかの方法により重み係数を計算する。乗算器３０５の出力信号の絶対値に応じた重み係数を計算することは、低雑音アンプ２に対して設定されるゲインの大小に応じた重み係数を計算することとほぼ等価である。

（方法１）
閾値を設けて乗算器３０５の出力信号の絶対値が閾値を超えたら係数を０とし、閾値を超えなかったら係数を１とする。この閾値は例えばＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ：受信信号強度）から算出する。この場合、周波数オフセットは以下の式（１４）より推定される。

この（方法１）を言い換えると、低雑音アンプ２のゲイン切り換えを行なった以降のショート・プリアンブルｔ₅〜ｔ₁₀から周波数オフセットを推定することに相当する。この場合、相互相関をとるサンプル数が増えるとともに、ＩＱ不均衡に依拠する歪み項を減らすことができる。

（方法２）
乗算器３０５の出力信号の絶対値の逆数を係数とする。この場合、周波数オフセットは以下の式より推定される。

但し、ここでは図２６に示したようにショート・プリアンブルｔ₄とｔ₅の間で低雑音アンプ２のゲイン切り替えが瞬時に行なわれるものとする。このような処理によって、ＩＱ不平衡に起因して加算器３０２の出力に表れる歪成分の影響を低減することができる。

図２８には、上記の（方法１）を用いた場合に周波数オフセット推定部６で得られる合成推定ベクトルを示している。図示のように、低雑音アンプ２のゲインを低下する前のショート・プリアンブル・シンボルｔ₃とｔ₄を用いて得られる推定ベクトルはキャンセルされるので、図２７に示した例とは相違し、十分なサンプル数にわたって加算すれば、式（１３）の第１項が増加する一方で、第２〜４項の歪成分は相対的に第１項に比べて小さくなる。

また、図２９には、上記の（方法１）を用いた場合の周波数オフセット推定精度（平均２乗誤差対正規化周波数オフセット値）の値を、図２１に示した構成を用いた場合と比較して示している。

このように、図１に示した受信機において、微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６を図２５に示すように構成することによって、ＩＱ不平衡及び時間変動するＤＣオフセットが存在する場合にも簡単な信号処理で正確に周波数オフセットを推定することができる。

（２）第２の実施形態
上述した第１の実施形態では、ダイレクト・コンバージョン方式のＯＦＤＭ受信機はＩＱ不平衡及び時間変動するＤＣオフセットが存在する環境下においても簡単な信号処理により正確に周波数オフセットを推定するための手法を採用している。しかし、このような装置構成は、あくまでも適切な周波数オフセット推定を実現するためのものであって、周波数オフセットと併せてＩＱインバランスを補正するためのものとはなっていない。その一方において、本発明の基本構成の下では、単純な周波数オフセット補正のみならずＩＱインバランスの補正を併せて実現することも可能となっている。

そこで、以下では、本発明の基本構成を確保しつつ、ＩＱインバランスを補正する構成も備えた第２の実施形態について説明する。

図３３及び図３４には、本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の受信機系統の構成を示しているが、いずれの装置もＩＱインバランスの推定、並びに推定したＩＱインバランスの補正を行なう仕組みを備えているという点を十分理解されたい。各図において、図１並びに図２１に示したものと同一の構成要素に関しては同一の参照番号を付与している。

各図に示すＯＦＤＭ受信機では、微分フィルタ５からの出力信号は、周波数オフセット推定部６のみならず、ＩＱインバランス推定部１０００にも入力されている。

微分フィルタ５からの出力信号は上式（１２）に示したとおりであるが、この出力信号に対してＮ／４（＝１６）サンプル分だけ遅延した信号は、下式（１６）のように表されることになる（但し、η＝ｒ（ｉ）−ｒ（ｉ−１）、γ＝ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ（Ｎ／４））とする）。

同様に、上式（１２）により示される信号に対してＮ／４サンプル分だけ進んだ信号は、下式（１７）のように表される。

上記の各式（１６）及び（１７）中、γは上式（１３）から得られる値であるから、周波数オフセット推定部６内の位相検出回路２０８による処理で得られる。したがって、位相検出回路２０８における算出値をＩＱインバランス推定部１０００にフィードバックすることによって、上記の各式（１６）及び（１７）から未知数を１つ削減することができ、各式（１６）及び（１７）をｄ、φ及びηの関数として扱うことができる。この結果、３個の未知の変数φ、η及びｄに対して、３式（１２）、（１６）、及び（１７）が得られ、すべての変数に対して解を導き出すことができることが分かる。

そこで、上記の３式（１２）、（１６）、及び（１７）の各々に対応する３つのサンプルに対して、以下の式（１８）及び（１９）に対応した処理を施す。

したがって、これらの式（１８）及び（１９）から、下式（２０）に示す関係が得られることになる。

一方、上述した式（１１）より、φ及びψはそれぞれ下式のように表される。

したがって、両式をそれぞれ近似すると、φ及びψは以下のように表される。

なお、これらの式に含まれるα及びθは、既に述べたように、以下を表すものである。
（ｉ）α＝Ｉ成分及びＱ成分の振幅値
（ｉｉ）θ＝ｃｏｓｉｎｅ信号とｓｉｎｅ信号の位相差

ここで、ＩＱインバランスは、信号のＩ成分とＱ成分が以下の２つの関係（ａ）及び（ｂ）を有することに起因して発生する。

（ａ）周波数変換を行なうため、ミキサ３に入力されるローカル信号（すなわち、ローカル信号発振器１１の出力信号）は、ＰＬＬからの出力信号を２つに分配し、その１つを９０度位相器に通すことによって生成される。ここで、ＰＬＬからの出力信号が高周波の信号である場合、この位相器の位相回転量が正確に９０度にならず（すなわち、信号のＩ成分とＱ成分が直交せず）、この結果、位相差θが発生すること。
（ｂ）位相器による損失やＩＱ成分間の増幅器の増幅度の誤差などによりＡ／Ｄ変換器入力におけるＩ成分とＱ成分に新婦草が荘司、αの値がゼロとならないこと。

これらの関係（ａ）及び（ｂ）から、３つのサンプルｄ（ｉ−Ｎ／４）、ｄ（ｉ）、ｄ（ｉ＋Ｎ／４）に基づいて、α及びθの値を算出する。そして、当該算出されたα及びθの値に基づいて、複素受信ベースバンド信号に補正を施すことによって、ＩＱインバランスを補正することができる。

そこで、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信機は、ＩＱインバランス推定部１０００において、α及びθを算出する（すなわち、ＩＱインバランスを推定する）とともに、この算出値に対応する補正係数をＩＱインバランス補正部１１００により複素受信ベースバンド信号に乗算することで、ＩＱインバランスの補正を実現するように構成されている。

以下では、ＩＱインバランス推定部１０００において、α及びθを算出する際の具体的な手法について説明する。

まず、上式（２０）にφ及びψの近似式を代入すると、下式（２１）が得られる。

ここで、上式（２１）を実数部分と虚数部分にそれぞれ分けて解くと、下式（２２）及び（２３）の通りとなる。

上式（２２）及び（２３）から、α及びθは、それぞれ下式（２４）及び（２５）なる値として得られる。

ここで、εは上式（２０）で示される。一方、同式（２０）内の変数ｄは、微分フィルタ５からの出力信号として得られるものである。また、γは、位相検出回路２０８で算出されるものであり、微分フィルタ５からの出力信号（すなわち、ｄに対応）と、位相検出回路２０８からのフィードバック信号（すなわち、γに対応）からεを算出して、α及びθを算出できることが分かる。

本実施形態において、ＩＱインバランス推定部１０００は、上記の処理を実行して、α及びθを算出し、この算出値に対応する補正係数を乗算器からなるＩＱインバランス補正部１１００に出力する。この結果、当該補正係数がＩＱインバランス補正部１１００により複素受信ベースバンド信号に乗算され、複素受信ベースバンド信号に発生したＩＱインバランスが補正されることになる。

なお、ＩＱインバランス補正部１１００には、ＡＤＣ４とＤＦＴ８の間のいずれかの場所に配設される。但し、ＩＱインバランス補正部１１００を周波数オフセット補正部７よりも上流側に配設することにより、受信特性を向上することができることが実験的に判っている。また、微分フィルタ５への分岐点ｘよりも上流側でＩＱインバランス補正を行ない、当該補正後の信号を微分フィルタ５に分岐させた場合、分岐点ｘよりも下流でＩＱインバランス補正を行なう場合よりも、受信特性をさらに向上することができることが実験的に判っている。かかる観点から、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信機では、図３３に示したように、ＡＤＣ４と、分岐点ｘの間にＩＱインバランス補正部１１００を配設する構成を採用している。

勿論、ＩＱインバランス補正部１１００を配設する位置を変更しても、所望の効果を得ることは可能である。したがって、本発明の要旨はＩＱインバランス補正部１１００の特定の配設位置に限定されるものでない、ということを十分理解されたい。

また、本発明の要旨は、α及びθの値に基づいて補正係数を決定する特定の手法に限定されるものではない。例えば、ＩＱインバランス推定部１０００にα及びθの算出値に対応する補正係数を実験的に求めておき、当該実験値をα及びθの各値と対応付けしたテーブルをＩＱインバランス推定部１０００に装備するようにしてもよい。また、他の手法としては、α及びθの値から、直接的に算出するようにすることも可能である。後者の場合、以下の方法を採用することができる。

すなわち、上式（１１）より、複素受信ベースバンド信号は下式（２６）として得られる。

したがって、下式（２７）となる補正係数を求めて、複素受信ベースバンド信号に乗算すれば、ＩＱインバランスを補正することができることになる。他の要素の構成及び動作に関しては、第１の実施形態と同様である。

このように、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信機によれば、微分フィルタ５からの複素受信ベースバンド信号に基づいてＩＱインバランス補正部１０００が補正係数を算出する。そして、この算出された補正係数をＩＱインバランス補正部１１００により複素受信ベースバンド信号に乗算することで、複素受信ベースバンド信号中に含まれるＩＱインバランスを補正することが可能となる。

かかる手法を採用したときのＯＦＤＭ受信機におけるＭＳＥ特性を図３５及び図３６に示しているが、良好な状態であることを理解できよう。なお、これら両図の実験値は、ＬＮＡにおいてゲイン切り換えがなされていない環境下で、α＝０．０５、θ＝５度とした場合のＭＳＥであり、図３５がαの誤差推定のＭＳＥであり、図３６がθの誤差推定のＭＳＥである。

これまでは、図１に示した第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信機において、図２１に示した微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６に対応したＩＱインバランス補正方法について述べてきた。さらに他の受信機構成に対しても上記のＩＱインバランス補正方法を同様に適用することができるので、以下で説明する。

（２−１）微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６の他の構成
図３７には、図２５に示した微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６に対応したＯＦＤＭ受信機に対してＩＱインバランス補正を適用した（すなわち、ＩＱインバランス推定部１０００を追加した）構成例を示している。但し、同図において、図２５と同一の構成要素については同一の参照番号を付与している。

図３７では、図３４に示した構成と同様に、微分フィルタ５（すなわち、遅延器３０１及び加算器３０２）の出力信号がＩＱインバランス推定部１０００に入力されるとともに、位相検出回路３１１からのｙに対応した信号がフィードバックされるように構成されている。ＩＱインバランス推定部１０００は、これらの入力信号に基づいて、上式（１６）〜（２５）に対応した処理を実行し、ＩＱインバランスの補正係数を算出する。そして、この算出された補正係数が、ＩＱインバランス補正部１１００において複素受信ベースバンド信号と乗算されることによって、複素受信ベースバンド信号に発生したＩＱインバランスを補正することができる。なお、図３７中の他の構成要素における処理は図２５と同様なので、ここでは説明を省略する。

（２−２）ＯＦＤＭ受信機の他の構成
（２−２−１）他の形態１
図３３にはＯＦＤＭ受信機の構成を示したが、それ以外にも図３８〜図４１に示した受信機構成も可能である。図３８では、図４に示したＯＦＤＭ受信機に対してＩＱインバランス補正を行なうための構成要素を追加した受信機の構成を示している。また、図３９、図４０、図４１はそれぞれ、図５、図６、図７に示したＯＦＤＭ受信機に対してＩＱインバランス補正を行なうための構成要素を追加した受信機の構成を示している。

図３８〜図４１のいずれに示した受信機においても、ＩＱインバランス推定部１０００に対して、（ｉ）微分フィルタ５（図３４を参照のこと）からの出力信号が入力されるとともに、（ｉｉ）位相検出回路３１１からｙに対応した信号がフィードバックされ、ＩＱインバランス推定部１０００が、これらの入力信号に基づいて上式（１６）〜（２５）に対応した処理を実行して、補正係数を算出するようになっている。そして、この補正係数に基づいて、ＩＱインバランス補正部１１００が複素受信ベースバンド信号に発生したＩＱインバランスを補正する。なお、他の構成要素とその動作については、図４、図５、図６、図７に示したものと同様なので、ここでは説明を省略する。

ここで、図３８〜図４１のいずれのＯＦＤＭ受信機構成においても、上述したようにＩＱインバランス補正部１１００を配設する位置は任意であり、ＡＤＣ４と、ＤＦＴ８の間であればいずれに場所に配置することもできる。但し、図３８〜図４１に示した各ＯＦＤＭ受信機では、受信特性を向上させるべく、以下のような手法を採用している。

（ｉ）図３８及び図４１に示したＯＦＤＭ受信機の場合
微分フィルタ５に対してＩＱインバランスを補正した後の信号を入力するために、ＡＤＣ４と分岐点ｘの間にＩＱインバランス補正部１１００を配設している。

（ｉｉ）図３９及び図４０に示したＯＦＤＭ受信機の場合
以下の２つの理由から、ＤＣオフセット補正部１０からの出力信号に対してＩＱインバランスの補正を施し、その後に周波数オフセット補正を行なう構成を採用している。
＜理由１＞
ＤＣオフセット補正する前にＩＱインバランス補正を行なうよりも、ＤＣオフセット補正した後にＩＱインバランス補正を行なう方が、受信特性が向上する。
＜理由２＞
ＩＱインバランス補正する前に周波数オフセット補正を行なうよりも、ＩＱインバランスを補正した後に周波数オフセット補正を行なう方が、受信特性が向上する。

（２−２−２）他の形態２
図８及び図９に示した同期回路構成においても、ＩＱインバランス補正を行なうための構成を追加することができる。図４２及び図４３には、図８及び図９に示した同期回路に対してＩＱインバランス補正を行なうための構成要素を追加した構成例をそれぞれ示している。但し、図４２及び図４３中で図８及び図９に示したものと同一の構成要素については同一の参照番号を付与している。以下、各図に示した装置構成について説明する。

図４２に示した同期回路を備えたＯＦＤＭ受信機では、図８と同様、Ｉ軸及びＱ軸の各入力信号は、２つのスイッチ２６及び２７を排他的にオン／オフ制御することによって、ＨＰＦ２１又はＤＣオフセット推定部２５のいずれかに入力されるように入力切り換えがなされる。入力信号がＨＰＦ２１に入力されているときに、ＩＱインバランス推定部１０００が補正係数を算出することになる。なお、同図中の他の構成要素に関しては図８と同様なので、ここでは説明を省略する。

図４２に示した同期回路を備えたＯＦＤＭ受信機では、図８と同様、Ｉ軸及びＱ軸の各入力信号は、２つのスイッチ２６及び２７を排他的にオン／オフ制御することによって、ＨＰＦ２１又はＤＣオフセット推定部２４のいずれかに入力されるように入力切り換えがなされる。入力信号がＨＰＦ２１に入力されているときに、ＩＱインバランス推定部１０００が補正係数を算出することになる。なお、同図中の他の構成要素に関しては図８と同様なので、ここでは説明を省略する。

図４３に示した同期回路は、パケット検出及び粗タイミング検出器２３の検出信号でスイッチ２６及び２７のオン／オフ制御を直接行なうのではなく、図９と同様に、スイッチ制御部２８によって制御されるように構成されている。また、図４２と同様に、ＤＣオフセット補正部２５と周波数オフセット補正部２４の間にＩＱインバランス補正部１１００が配設されている。ＨＰＦ２１からの出力信号は、周波数オフセット推定部２２とパケット検出及び粗タイミング検出部２３に入力される他、ＩＱインバランス推定部１０００にも入力されている。これらの入力信号に基づいて、上式（１６）〜（２５）に対応した処理を実行して、補正係数が算出される。この算出された補正係数は、ＩＱインバランス推定部１０００からＩＱインバランス補正部１１００に供給され、当該補正係数に基づいて複素受信ベースバンド信号に対してＩＱインバランス補正が施される。

一方、図４２及び図４３に示した同期回路構成のように、ＳＴＳのみを用いてＤＣオフセット補正、ＩＱインバランス補正、及び周波数オフセット補正を行なうだけでなく、さらに以降に続くＬＴＳを用いることによって、これらの補正処理をより適格に実施することが可能である。図１３及び図１４にはＬＴＳにおける周波数オフセット補正及びチャネル推定を行なう同期回路構成を示したが、図４４及び図４５には、図１３及び図１４に示した同期回路に対してＩＱインバランス補正を行なうための構成要素を追加した構成例をそれぞれ示している。但し、図４４及び図４５中で図１３及び図１４に示したものと同一の構成要素については同一の参照番号を付与している。以下、各図に示した装置構成について説明する。

図４４に示した同期回路を備えたＯＦＤＭ受信機では、図１３と同様、ショート・プリアンブル区間が終了するタイミングにおいて２つのスイッチ２６及び２７のオン／オフ切り換えが行なわれ、ＩＱ入力端はＨＰＦ２１からＤＣオフセット推定部２５へ切り替えられる。ＬＴＳ以降では、ＩＱインバランス補正部１３００は、ＳＴＳが終了するまでの間に算出された補正係数を複素受信ベースバンド信号に乗算することによってＩＱインバランス補正を行なう。その後、ＬＴＳを用いて２次的な（すなわち残留する）ＩＱインバランスがＩＱインバランス推定部１４００により推定され、ＩＱインバランス補正部１５００により補正が行なわれる。

図４４に示した同期回路を備えたＯＦＤＭ受信機では、図１３と同様、ショート・プリアンブル区間が終了するタイミングにおいて２つのスイッチ２６及び２７のオン／オフ切り換えが行なわれ、ＩＱ入力端はＨＰＦ２１からＤＣオフセット推定部２４へ切り替えられる。ＬＴＳ以降では、ＩＱインバランス補正部１３００は、ＳＴＳが終了するまでの間に算出された補正係数を複素受信ベースバンド信号に乗算することによってＩＱインバランス補正を行なう。その後、ＬＴＳを用いて２次的な（すなわち残留する）ＩＱインバランスがＩＱインバランス推定部１４００により推定され、ＩＱインバランス補正部１５００により補正が行なわれる。

図４４に示した回路構成では、ＬＴＳ以降の複素受信ベースバンド信号についてＩＱインバランス補正を行なう回路モジュール１４００及び１５００を別途配設している。これに対し、図４５に示した同期回路では、ＩＱインバランス推定部１６００及びＩＱインバランス補正部１７００がＳＴＳを用いたＩＱインバランス補正を行なうとともに、ＬＴＳ以降のＩＱインバランス補正も併せて行なうように構成されている。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定される無線通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。ＤＣサブキャリアをヌル信号とし、プリアンブル部で同じＯＦＤＭシンボルを繰り返し送信する無線通信システムに本発明に係る受信機を適用することで、同様に正確な周波数オフセットの推定を行なうことができる。本発明は、無線ＬＡＮ以外にも、地上波デジタル放送、第４世代移動通信、電力線搬送通信（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｉｔｉｏｎ）といった、ＯＦＤＭ伝送方式のさまざまなデジタル通信技術に適用することができる。

また、本発明は、ダイレクト・コンバージョン方式を適用する受信機において生じるＤＣオフセットの問題を解決することができるが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。その他の周波数変換方式によりＲＦ受信信号をダウンコンバートする受信機であっても、ＤＣオフセットと周波数オフセットの問題が同時に発生する場合において、本発明を好適に適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の受信機系統の構成を示した図である。 図２は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに従う無線ＬＡＮシステムにおけるＯＦＤＭシンボルのサブキャリア構成を示した図である。 図３は、ＤＣオフセット電力対ＯＦＤＭ信号電力が３０ｄＢのときの周波数オフセット推定値の２乗誤差とサブキャリア間隔で正規化した周波数オフセットの値を示した図である。 図４は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図５は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図６は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図７は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図８は、ハイパス・フィルタの出力を用いて周波数オフセット、パケット検出及び粗タイミング検出を行なう同期回路周辺の構成例を示した図である。 図９は、ハイパス・フィルタの出力を用いて周波数オフセット、パケット検出及び粗タイミング検出を行なう同期回路周辺についての他の構成例を示した図である。 図１０は、スイッチ制御部２８によるスイッチ切り替えタイミングの調整方法の一例を示した図である。 図１１Ａは、差分フィルタを用いたハイパス・フィルタ２１の構成例を示した図である。 図１１Ｂは、移動平均によるＤＣオフセット推定と補正を用いたハイパス・フィルタ２１の構成例を示した図である。 図１２は、ＤＣオフセット推定部２５の構成例を示した図である。 図１３は、ＬＴＳにおける周波数オフセット補正並びにチャネル推定を行なう回路モジュールを含んだ同期回路周辺の構成例を示した図である。 図１４は、周波数オフセット推定部２２及び周波数オフセット補正部２４がＬＴＳ以降の受信ベースバンド信号の周波数オフセットの推定及び除去をそれぞれ行なうように構成された同期回路周辺の構成例を示した図である。 図１５は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示した図である。 図１６は、ＨＰＦを用いてＤＣオフセットを除去する受信機の構成を模式的に示した図である。 図１７Ａは、サブキャリア間隔に対して充分小さなＨＰＦでＯＦＤＭ信号のＤＣ成分を除去する様子を示した図である。 図１７Ｂは、サブキャリア間隔に対して大きなＨＰＦでＯＦＤＭ信号のＤＣ成分を除去し、付近の信号を削ってしまう様子を示した図である。 図１８は、ＤＣオフセットと周波数オフセットを同時に推定する受信機の構成を模式的に示した図である。 図１９は、ＤＣオフセットと周波数オフセットを並列に推定する受信機の構成を模式的に示した図である。 図２０は、ＤＣオフセット推定と周波数オフセット補償を繰り返し行なう受信機の構成を模式的に示した図である。 図２１は、微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６の具体的な構成例を示した図である。 図２２は、自動ゲイン制御による低雑音アンプ２のゲイン切り換えが微分フィルタ５の出力に与える影響を説明するための図である。 図２３は、ＩＱ不平衡の原因を説明するための図である。 図２４は、周波数オフセット情報を複素空間上でベクトル表現した図である。 図２５は、微分フィルタ５及び周波数オフセット推定部６の具体的な構成例を示した図である。 図２６は、低雑音アンプ２のゲイン切り替えが行なわれる前後における周波数オフセットの推定ベクトルを例示した図である。 図２７は、ショート・プリアンブル・シンボルｔ₃とｔ₄に対応した乗算器３０５の出力１５サンプルとショート・プリアンブル・シンボルｔ₅とｔ₁₀に対応した乗算器３０５の出力７９サンプルを記憶素子３１０の出力に順次加算して得られる合成推定ベクトルを示した図である。 図２８は、乗算器３０５の出力信号の絶対値に応じた重み係数により重み付け加算して得られる合成推定ベクトルを示した図である。 図２９は、従来方式と提案方式の周波数オフセット推定精度（平均２乗誤差対正規化周波数オフセット値）の値を示した図である。 図３０は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおけるサブキャリア配置を示した図である。 図３１は、ＤＣオフセットの周波数オフセットへの影響を説明するための図である。 図３２は、微分フィルタ５によって残留ＤＣオフセットを除去する様子を示した図である。 図３３は、本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の受信機系統の構成を示した図である。 図３４は、微分フィルタ５、周波数オフセット推定部６、及びＩＱインバランス推定部１０００の具体的な構成を示した図である。 図３５は、ＬＮＡにおいてゲイン切り換えがなされていない環境下でα＝０．０５、θ＝５度としたときのαの誤差推定のＭＳＥを示した図である。 図３６は、ＬＮＡにおいてゲイン切り換えがなされていない環境下でα＝０．０５、θ＝５度としたときのθの誤差推定のＭＳＥを示した図である。 図３７は、微分フィルタ５、周波数オフセット推定部６、及びＩＱインバランス推定部１０００の具体的な構成を示した図である。 図３８は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図３９は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図４０は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図４１は、無線通信装置の受信機系統についての他の構成例を示した図である。 図４２は、ハイパス・フィルタの出力を用いて周波数オフセット補正、パケット検出及び粗タイミング検出を行なう同期回路周辺の構成例を示した図である。 図４３は、ハイパス・フィルタの出力を用いて周波数オフセット補正、パケット検出及び粗タイミング検出を行なう同期回路周辺の構成例を示した図である。 図４４は、ＬＴＳにおける周波数オフセット補正、ＩＱインバランス補正、並びにチャネル推定を行なう回路モジュールを含んだ同期回路周辺の構成例を示した図である。 図４５は、ＬＴＳにおける周波数オフセット補正、ＩＱインバランス補正、並びにチャネル推定を行なう回路モジュールを含んだ同期回路周辺の構成例を示した図である。

符号の説明

１…バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）
２…低雑音アンプ（ＬＮＡ）
３…ミキサ
４…ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
５…微分フィルタ
６…周波数オフセット推定部
７…周波数オフセット補正部
８…離散フーリエ変換部（ＤＦＴ）
９…ＤＣオフセット推定部
１０…ＤＣオフセット補正部
１１…ローカル発振器
１２…ハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）
２１…ハイパス・フィルタ
２２…周波数オフセット推定部
２３…パケット検出及び粗タイミング検出部
２４…周波数オフセット補正部
２５…ＤＣオフセット推定部
２６、２７…スイッチ
２８…スイッチ制御部
３１…周波数オフセット推定部
３２…周波数オフセット補正部
３３…チャネル推定部
２０１…遅延器
２０２…加算器
２０３…遅延器
２０４…複素共役計算回路
２０５…乗算器
２０６…加算器
２０７…記憶素子
２０８…位相検出回路
３０１…遅延器
３０２…加算器
３０３…遅延器
３０４…複素共役計算回路
３０５…乗算器
３０６…乗算器
３０７…係数計算回路
３０９…加算器
３１０…記憶素子
３１１…位相検出回路
１０００、１２００、１４００、１６００…ＩＱインバランス推定部
１１００、１３００、１５００、１７００…ＩＱインバランス補正部

Claims (30)

1. ＯＦＤＭ変調された信号からなるパケットを受信する無線通信装置であって、
   所望帯域のＯＦＤＭ信号を抽出するバンドパス・フィルタと、
   受信信号の強度に応じて利得制御され、該所望のＯＦＤＭ信号を増幅する低雑音アンプと、
   該増幅されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換部と、
   ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、
   パケットの所定のプリアンブル部分に相当するベースバンド信号について、ＤＣオフセットを除去する第１のハイパス・フィルタと、
   前記第１のハイパス・フィルタによりＤＣオフセットを除去した後の信号から周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
   周波数オフセットの推定に使用した以降の受信ベースバンド信号から、該推定された周波数オフセットを除去する周波数オフセット補正部と、
   周波数オフセットを補償した後のベースバンド信号から周波数軸上に並んだサブキャリア信号を復調する復調部と、
   を具備し、
   前記第１のハイパス・フィルタは、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号を周波数オフセット推定部に入力し、
   前記周波数オフセット推定部は、該検出信号が入力された時点での前記第１のハイパス・フィルタからのサンプル出力を周波数オフセット推定の対象から除外する、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. ＯＦＤＭ変調された信号からなるパケットを受信する無線通信装置であって、
   所望帯域のＯＦＤＭ信号を抽出するバンドパス・フィルタと、
   受信信号の強度に応じて利得制御され、該所望のＯＦＤＭ信号を増幅する低雑音アンプと、
   該増幅されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換部と、
   ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、
   パケットの所定のプリアンブル部分に相当するベースバンド信号について、ＤＣオフセットを除去する第１のハイパス・フィルタと、
   前記第１のハイパス・フィルタによりＤＣオフセットを除去した後の信号から周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
   周波数オフセットの推定に使用した以降の受信ベースバンド信号から、該推定された周波数オフセットを除去する周波数オフセット補正部と、
   周波数オフセットを補償した後のベースバンド信号から周波数軸上に並んだサブキャリア信号を復調する復調部と、
   前記アナログ−デジタル変換部によるデジタル変換後のベースバンド信号におけるＤＣオフセットを推定するＤＣオフセット推定部と、
   該推定されたＤＣオフセットをデジタル変換後のベースバンド信号から除去するＤＣオフセット補正部と、
   を具備し、
   前記第１のハイパス・フィルタは、ＤＣオフセットの急激な変化を検出すると、検出信号をＤＣオフセット推定部に入力し、
   前記ＤＣオフセット推定部は、該検出信号が入力されるより前に算出されたＤＣオフセット推定値を除外し、推定値を再度計算し直す、
   ことを特徴とする無線通信装置。
3. 前記第１のハイパス・フィルタは微分フィルタからなる、
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
4. 入力されるＯＦＤＭ信号はＤＣサブキャリアを用いず、
   前記周波数オフセット推定部は、同じＯＦＤＭ信号が２シンボル送信されたプリアンブルを用いて周波数オフセットの推定を行なう、
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
5. １つのＯＦＤＭシンボルはｎ個のサブキャリアからなり、該２回送信されるＯＦＤＭシンボルの時間波形のｉ番目のサンプルをｓ（ｉ）とし、１回目に送信されるＯＦＤＭシンボルのサンプルを｛ｓ（０），ｓ（１），…，ｓ（ｎ−１）｝、２回目に送信されるＯＦＤＭシンボルのサンプルを｛ｓ（ｎ），ｓ（ｎ＋１），…，ｓ（２ｎ−１）｝、周波数オフセットをΔｆ、ＤＣオフセットをＤとおくと、下式（１）で表される受信ベースバンド信号に対し、前記第１のハイパス・フィルタは下式（２）で表される処理を行なってサンプル信号ｄ（ｉ）を出力し、前記周波数オフセット補正部は該サンプル信号ｄ（ｉ）を用いて下式（３）で表される処理を行なうことで周波数オフセットΔｆを推定する、
   

   

   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. 前記第１のハイパス・フィルタは、ｉ番目とｉ＋１番目のサンプル間でのＤＣオフセットの変化Ｄ（ｉ＋１）−Ｄ（ｉ）によりサンプル出力ｄ（ｉ）の絶対値が大きくなったときに、ｉ番目のサンプルにおける上式（３）を用いた周波数オフセットの推定を除外するための検出信号を前記周波数オフセット推定部に出力する、
   

   

   ことを特徴とする請求項５に記載の無線通信装置。
7. 前記周波数変換部は、ローカル発振器が発生するローカル周波数を用いて、前記の増幅された所望のＯＦＤＭ信号をダイレクト・コンバージョン方式によりベースバンド信号に変換し、
   前記周波数オフセット推定部において推定された周波数オフセットに基づいて、前記ローカル発振器において発振するローカル周波数の位相を逆回転させる、
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
8. 前記アナログ−デジタル変換部によるデジタル変換後のベースバンド信号におけるＤＣオフセットを推定するＤＣオフセット推定部と、
   該推定されたＤＣオフセットをデジタル変換後のベースバンド信号から除去するＤＣオフセット補正部と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
9. 前記周波数変換部から出力されるベースバンド信号をフィルタリングする第２のハイパス・フィルタをさらに備え、
   前記アナログ−デジタル変換部は、前記第２のハイパス・フィルタを通過した後のベースバンド信号をデジタル信号に変換する、
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
10. 前記第２のハイパス・フィルタのカットオフ周波数を前記第１のハイパス・フィルタのカットオフ周波数よりも小さい値に設定する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
11. 前記第１のハイパス・フィルタの出力信号を用いてパケット検出及び粗タイミングを検出する検出部をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
12. 前記アナログ−デジタル変換部の出力端を、前記第１のハイパス・フィルタ又は前記ＤＣオフセット補正部のパスに排他的に接続するスイッチをさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信装置。
13. 前記スイッチは、粗タイミング検出部において周波数オフセット推定を行なうための所定のプリアンブル部分の終了を検出したタイミングで、前記アナログ−デジタル変換部の出力端を、前記第１のハイパス・フィルタへのパスから前記ＤＣオフセット補正部へのパスに切り替える、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
14. 前記周波数オフセット推定部は、前記所定のプリアンブル部分が終了するまでの期間を用いて、前記第１のハイパス・フィルタを用いてＤＣオフセットが除去された受信ベースバンド信号を用いて周波数オフセットの推定を行なう、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信装置。
15. 前記ＤＣオフセット推定部は、前記所定のプリアンブル部分が終了するまでの期間を用いてＤＣオフセット推定を行ない、
    前記ＤＣオフセット補正部は、前記所定のプリアンブル部分が終了した以降の受信ベースバンド信号について、該推定されたＤＣオフセットの補正を行なう、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信装置。
16. 前記周波数オフセット補正部は、所定のプリアンブル部分が終了するまでの間に前記周波数オフセット推定部が推定した周波数オフセットを用いて、前記所定のプリアンブル部分が終了した以降の受信ベースバンド信号に対して周波数オフセットの補正を行なう、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信装置。
17. 前記アナログ−デジタル変換部の出力信号の相関値の移動平均値を算出し、該移動平均値が所定の閾値を超えるタイミングで前記スイッチの切り替えを制御するスイッチ制御部をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
18. 受信するパケットには、サブキャリア間隔が比較的大きい短トレーニング系列からなる短プリアンブル部と、サブキャリア間隔が比較的小さい長トレーニング系列からなる長プリアンブル部が付加されており、
    短プリアンブル部が終了して長プリアンブル部が開始するタイミングに応じて、前記スイッチ部において、前記アナログ−デジタル変換部の出力端を前記第１のハイパス・フィルタへのパスから前記ＤＣオフセット補正部へのパスに切り替える、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
19. 前記周波数オフセット補償部は、前記周波数オフセット推定部が短プリアンブル部において推定した周波数オフセットを長プリアンブル部から除去し、
    前記ＤＣオフセット補正部は、前記ＤＣオフセット推定部が短プリアンブル部において推定したＤＣオフセットを長プリアンブル部から除去し、
    短プリアンブル部で推定された該周波数オフセット及び該ＤＣオフセットが除去された後の長プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から周波数オフセットを推定する第２の周波数オフセット推定部と、前記第２の周波数オフセット推定部で推定された周波数オフセットを長プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から除去する第２の周波数オフセット補正部をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の無線通信装置。
20. 前記周波数オフセット補正部は、前記周波数オフセット推定部が短プリアンブル部において推定した周波数オフセットを長プリアンブル部から除去し、
    前記ＤＣオフセット補正部は、前記ＤＣオフセット推定部が短プリアンブル部において推定したＤＣオフセットを長プリアンブル部から除去し、
    短プリアンブル部で推定された該周波数オフセット及び該ＤＣオフセットが除去された後の長プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号を前記周波数オフセット推定部に帰還して長プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から周波数オフセットを推定し、前記周波数オフセット補正部で長プリアンブル部以降の受信ベースバンド信号から除去する、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の無線通信装置。
21. 短プリアンブル部で推定された該周波数オフセット及び該ＤＣオフセットが除去され、さらに長プリアンブル部以降における周波数オフセット推定に基づいて周波数オフセット補正が行なわれた受信ベースバンド信号からチャネル推定を行なうチャネル推定部をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１９又は２０のいずれかに記載の無線通信装置。
22. 前記第１のハイパス・フィルタによりＤＣオフセットを除去した後の信号からＩＱインバランスを推定するＩＱインバランス推定部と、
    ＩＱインバランスの推定に使用した以降の受信ベースバンド信号に対してＩＱインバランス補正を施すＩＱインバランス補正部と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
23. 前記ＩＱインバランス補正部は、ＤＣオフセットが補正された後の受信ベースバンド信号に対してＩＱインバランス補正を施す、
    ことを特徴とする請求項２２に記載の無線通信装置。
24. 前記周波数オフセット補正部は、前記ＩＱインバランス補正部によりＩＱインバランス補正が施された後の受信ベースバンド信号から、該推定された周波数オフセットを除去する、
    ことを特徴とする請求項２２に記載の無線通信装置。
25. 周波数オフセット推定に使用することができるプリアンブル・シンボルが複数回にわたって送信されており、
    前記周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に推定した周波数オフセットを加算して最終的な周波数オフセット推定値を得る、
    ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
26. 受信信号を増幅する低雑音アンプと、前記低雑音アンプの利得を調整する利得制御部をさらに備え、
    前記周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に推定した各周波数オフセットに対して、対応するプリアンブル・シンボル受信時に前記低雑音アンプに設定された利得に応じた重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得る、
    ことを特徴とする請求項２５に記載の無線通信装置。
27. 前記周波数オフセット推定部は、プリアンブル・シンボル毎に推定した周波数オフセットの絶対値に基づいて重み係数を計算し、プリアンブル・シンボル毎の周波数オフセットをそれぞれの重み係数で重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得る、
    ことを特徴とする請求項２５に記載の無線通信装置。
28. 前記周波数オフセット推定部は、絶対値が所定の閾値を超える周波数オフセットに対して重み係数０を与えるとともに、絶対値が所定の閾値を超えない周波数オフセットに対して重み係数１を与えて、プリアンブル・シンボル毎の周波数オフセットをそれぞれの重み係数で重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得る、
    ことを特徴とする請求項２７に記載の無線通信装置。
29. 前記周波数オフセット推定部は、前記所定の閾値を受信信号強度に基づいて決定する、
    ことを特徴とする請求項２８に記載の無線通信装置。
30. 前記周波数オフセット推定部は、絶対値の逆数からなる重み係数を各周波数オフセットに与えて、プリアンブル・シンボル毎の周波数オフセットをそれぞれの重み係数で重み付け加算して最終的な周波数オフセット値を得る、
    ことを特徴とする請求項２７に記載の無線通信装置。
    

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