JPH10276165A - Ｏｆｄｍ信号受信機 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号受信機Info
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- JPH10276165A JPH10276165A JP9076181A JP7618197A JPH10276165A JP H10276165 A JPH10276165 A JP H10276165A JP 9076181 A JP9076181 A JP 9076181A JP 7618197 A JP7618197 A JP 7618197A JP H10276165 A JPH10276165 A JP H10276165A
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- JP
- Japan
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- signal
- circuit
- component
- ofdm
- baseband
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されて
いなくても簡単にＤＣオフセットの補正を行う。 【解決手段】 ミキサ１，２では、入力されたＩＦ信号
より第１のベースバンド信号及び第２のベースバンド信
号を作成する。次に、第１，第２のベースバンド信号
は、それぞれＬＰＦ５，６を介してＨＰＦ１６，１７に
入力される。ＨＰＦ１６，１７では、ミキサ１，２及び
ＬＰＦ５，６のＤＣオフセットである直流成分が除去さ
れる。そして、ＤＣオフセット補正された第１，第２ベ
ースバンド信号は、バイアス回路１８，１９にてＡ／Ｄ
変換器７，８の入力範囲電圧の中点になるように直流バ
イアスが与えられる。Ａ／Ｄ変換器７，８では、第１，
第２ベースバンド信号をデジタル信号に変換し、このデ
ジタル信号はＦＦＴ９にてＦＦＴ演算が行われ、ＯＦＤ
Ｍ変調波が復調され、データ処理回路１０に出力され
る。
いなくても簡単にＤＣオフセットの補正を行う。 【解決手段】 ミキサ１，２では、入力されたＩＦ信号
より第１のベースバンド信号及び第２のベースバンド信
号を作成する。次に、第１，第２のベースバンド信号
は、それぞれＬＰＦ５，６を介してＨＰＦ１６，１７に
入力される。ＨＰＦ１６，１７では、ミキサ１，２及び
ＬＰＦ５，６のＤＣオフセットである直流成分が除去さ
れる。そして、ＤＣオフセット補正された第１，第２ベ
ースバンド信号は、バイアス回路１８，１９にてＡ／Ｄ
変換器７，８の入力範囲電圧の中点になるように直流バ
イアスが与えられる。Ａ／Ｄ変換器７，８では、第１，
第２ベースバンド信号をデジタル信号に変換し、このデ
ジタル信号はＦＦＴ９にてＦＦＴ演算が行われ、ＯＦＤ
Ｍ変調波が復調され、データ処理回路１０に出力され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ変調で送
信された信号を受信し、復調するＯＦＤＭ信号受信機に
関するものである。
信された信号を受信し、復調するＯＦＤＭ信号受信機に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来のこの種のＯＦＤＭ信号受信
機を示すブロック図である。
機を示すブロック図である。
【０００３】図２において、受信されたＯＦＤＭ信号
は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部（図示せず）に入力されて
ＩＦ帯域の周波数信号に変換され、２つの経路に分割さ
れた後ミキサ１，２に入力される。一方、局部発振器４
で発生された局部発振信号は位相変換器３により位相が
位相０度及び位相９０度の局部発振信号に変換され、そ
れぞれがミキサ１，２に供給される。ミキサ１，２で
は、入力されたＩＦ信号と位相変換器３からの位相０度
及び位相９０度の信号とを検波し、第１のベースバンド
信号及び第２のベースバンド信号に変換する。この結
果、第１，第２のベースバンド信号は、図３に示す如
く、最高周波数キャリアが直流成分となる。
は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部（図示せず）に入力されて
ＩＦ帯域の周波数信号に変換され、２つの経路に分割さ
れた後ミキサ１，２に入力される。一方、局部発振器４
で発生された局部発振信号は位相変換器３により位相が
位相０度及び位相９０度の局部発振信号に変換され、そ
れぞれがミキサ１，２に供給される。ミキサ１，２で
は、入力されたＩＦ信号と位相変換器３からの位相０度
及び位相９０度の信号とを検波し、第１のベースバンド
信号及び第２のベースバンド信号に変換する。この結
果、第１，第２のベースバンド信号は、図３に示す如
く、最高周波数キャリアが直流成分となる。
【０００４】次に、第１，第２のベースバンド信号は、
それぞれＬＰＦ５，６にて高調波成分が除去され、Ａ／
Ｄ変換器７，８に入力され、デジタル信号に変換され
る。
それぞれＬＰＦ５，６にて高調波成分が除去され、Ａ／
Ｄ変換器７，８に入力され、デジタル信号に変換され
る。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器７，８からのデジタル信号
は、高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）９に
入力してＦＦＴ演算を行うことによって、ＯＦＤＭ変調
波が復調され、データ処理回路１０に出力される。
は、高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）９に
入力してＦＦＴ演算を行うことによって、ＯＦＤＭ変調
波が復調され、データ処理回路１０に出力される。
【０００６】一方、Ａ／Ｄ変換器７，８からのデジタル
信号は、第１ＡＦＣ回路１１にも供給される。第１ＡＦ
Ｃ回路１１では、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の
相関を用いてキャリア周波数間隔の１／２までの周波数
誤差を検出し、誤差を加算器１４に出力する。
信号は、第１ＡＦＣ回路１１にも供給される。第１ＡＦ
Ｃ回路１１では、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の
相関を用いてキャリア周波数間隔の１／２までの周波数
誤差を検出し、誤差を加算器１４に出力する。
【０００７】また、ＦＦＴ９からの復調されたＩ，Ｑ信
号は、第２ＡＦＣ回路１２にも供給される。第２ＡＦＣ
回路１２では、Ｉ，Ｑ信号内の基準キャリアととキャリ
ア配置パターン記憶部１３に記憶されている基準キャリ
アとを比較し、Ｉ，Ｑ信号中の基準シンボルのキャリア
配置ズレを検出し、キャリア間隔単位の誤差を加算器１
４に出力する。加算器１４では、第１ＡＦＣ回路１１と
第２ＡＦＣ回路１２との誤差信号を加算し、ＬＰＦ１５
へ出力する。ＬＰＦ１５では、誤差信号を平滑し、平滑
された誤差信号は局部発振器４へ供給され、発振周波数
を所望の周波数に制御する。
号は、第２ＡＦＣ回路１２にも供給される。第２ＡＦＣ
回路１２では、Ｉ，Ｑ信号内の基準キャリアととキャリ
ア配置パターン記憶部１３に記憶されている基準キャリ
アとを比較し、Ｉ，Ｑ信号中の基準シンボルのキャリア
配置ズレを検出し、キャリア間隔単位の誤差を加算器１
４に出力する。加算器１４では、第１ＡＦＣ回路１１と
第２ＡＦＣ回路１２との誤差信号を加算し、ＬＰＦ１５
へ出力する。ＬＰＦ１５では、誤差信号を平滑し、平滑
された誤差信号は局部発振器４へ供給され、発振周波数
を所望の周波数に制御する。
【０００８】ところで、ＯＦＤＭ信号の送受信システム
では、送信側及び受信側の回路においてＤＣオフセット
が生じることがある。このＤＣオフセットは、ＦＦＴに
よる演算結果のＤＣ成分に影響を与え、誤りの原因とな
る。例えば、各キャリアがＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ
信号の場合、本来は、変調データに対応して復調ＤＣ成
分がプラスになったり、マイナスになったりする。しか
し、ＤＣオフセットが生じていると、ＤＣ成分がプラス
のみとなったり、あるいはマイナスのみとなったりす
る。この結果として、ＤＣ成分に対応する変調データが
変調データが正しく復調されないことになる。また、Ｄ
ＣオフセットによりＯＦＤＭ信号がＡ／Ｄ変換器７，８
の入力電圧範囲を越えるような場合には、ＤＣ成分以外
の復調データにも誤りを生じることがある。
では、送信側及び受信側の回路においてＤＣオフセット
が生じることがある。このＤＣオフセットは、ＦＦＴに
よる演算結果のＤＣ成分に影響を与え、誤りの原因とな
る。例えば、各キャリアがＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ
信号の場合、本来は、変調データに対応して復調ＤＣ成
分がプラスになったり、マイナスになったりする。しか
し、ＤＣオフセットが生じていると、ＤＣ成分がプラス
のみとなったり、あるいはマイナスのみとなったりす
る。この結果として、ＤＣ成分に対応する変調データが
変調データが正しく復調されないことになる。また、Ｄ
ＣオフセットによりＯＦＤＭ信号がＡ／Ｄ変換器７，８
の入力電圧範囲を越えるような場合には、ＤＣ成分以外
の復調データにも誤りを生じることがある。
【０００９】このため、特開平６−３２６７３９号公報
では、ＯＦＤＭ信号中のヌルシンボルを検出し、このヌ
ルシンボルでのＦＦＴの結果に応じてＤＣオフセットを
補正する技術が記載されている。
では、ＯＦＤＭ信号中のヌルシンボルを検出し、このヌ
ルシンボルでのＦＦＴの結果に応じてＤＣオフセットを
補正する技術が記載されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
方式では、ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されて
いる場合にはＤＣオフセットの補正が可能であるが、Ｏ
ＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されていない場合に
はＤＣオフセットの補正を行うことができない。また、
ＤＣオフセットの補正を行うためには、別途オフセット
調整回路を必要とするという問題を有する。
方式では、ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されて
いる場合にはＤＣオフセットの補正が可能であるが、Ｏ
ＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されていない場合に
はＤＣオフセットの補正を行うことができない。また、
ＤＣオフセットの補正を行うためには、別途オフセット
調整回路を必要とするという問題を有する。
【００１１】本発明は、上述の欠点に鑑みなされたもの
であり、ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されてい
なくても簡単にＤＣオフセットの補正を行うことができ
るＯＦＤＭ信号受信機を提供するものである。
であり、ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されてい
なくても簡単にＤＣオフセットの補正を行うことができ
るＯＦＤＭ信号受信機を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＯＦＤＭ信号
を受信し、受信信号を直流成分を含まないようなベース
バンド帯域に変換する変換回路と、該変換回路により変
換されたベースバンドアナログ信号の直流成分を除去す
る直流成分除去回路と、該直流成分除去回路により直流
成分が除去されたベースバンドアナログ信号をデジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、変換されたデジタル
信号を復調する復調回路とから構成されるＯＦＤＭ信号
受信機である。
を受信し、受信信号を直流成分を含まないようなベース
バンド帯域に変換する変換回路と、該変換回路により変
換されたベースバンドアナログ信号の直流成分を除去す
る直流成分除去回路と、該直流成分除去回路により直流
成分が除去されたベースバンドアナログ信号をデジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、変換されたデジタル
信号を復調する復調回路とから構成されるＯＦＤＭ信号
受信機である。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図面に従い、本発明のＯＦ
ＤＭ信号受信機を説明する。
ＤＭ信号受信機を説明する。
【００１４】図１は本発明のＯＦＤＭ信号受信機の回路
ブロック図であり、本発明が特徴とする点は、ＶＣＯ４
からの局部発振信号の周波数をＯＦＤＭ信号のＩＦ帯域
よりも上限に設けるとともに、ＬＰＦ５，６とＡ／Ｄ変
換器７，８との間にＨＰＦ１６，１７及びバイアス回路
１８，１９を配置した点である。
ブロック図であり、本発明が特徴とする点は、ＶＣＯ４
からの局部発振信号の周波数をＯＦＤＭ信号のＩＦ帯域
よりも上限に設けるとともに、ＬＰＦ５，６とＡ／Ｄ変
換器７，８との間にＨＰＦ１６，１７及びバイアス回路
１８，１９を配置した点である。
【００１５】図１において、受信されたＯＦＤＭ信号
は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部（図示せず）に入力されて
ＩＦ帯域の周波数信号に変換され、２つの経路に分割さ
れた後ミキサ１，２に入力される。一方、局部発振器４
からは、受信されたＯＦＤＭ信号のＩＦ帯域よりも高い
周波数の局部発振信号が出力される。発生された局部発
振信号は、位相変換器３により位相が位相０度及び位相
９０度の局部発振信号に変換され、それぞれがミキサ
１，２に供給される。ミキサ１では、入力されたＩＦ信
号と位相変換器３からの位相０度の信号とを検波し、第
１のベースバンド信号に変換する。また、ミキサ２で
は、入力されたＩＦ信号と位相変換器３からの位相９０
度の信号とを検波し、第２のベースバンド信号に変換す
る。この結果、第１，第２のベースバンド信号は、図４
に示す如く、ベースバンド信号が０よりも上方にシフト
した直流分を含まない信号となる。
は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部（図示せず）に入力されて
ＩＦ帯域の周波数信号に変換され、２つの経路に分割さ
れた後ミキサ１，２に入力される。一方、局部発振器４
からは、受信されたＯＦＤＭ信号のＩＦ帯域よりも高い
周波数の局部発振信号が出力される。発生された局部発
振信号は、位相変換器３により位相が位相０度及び位相
９０度の局部発振信号に変換され、それぞれがミキサ
１，２に供給される。ミキサ１では、入力されたＩＦ信
号と位相変換器３からの位相０度の信号とを検波し、第
１のベースバンド信号に変換する。また、ミキサ２で
は、入力されたＩＦ信号と位相変換器３からの位相９０
度の信号とを検波し、第２のベースバンド信号に変換す
る。この結果、第１，第２のベースバンド信号は、図４
に示す如く、ベースバンド信号が０よりも上方にシフト
した直流分を含まない信号となる。
【００１６】次に、第１，第２のベースバンド信号は、
それぞれＬＰＦ５，６にて高調波成分が除去された後、
ＨＰＦ１６，１７に入力される。ＨＰＦ１６，１７で
は、ミキサ１，２及びＬＰＦ５，６のＤＣオフセットで
ある直流成分が除去される。ここで、第１，第２ベース
バンド信号の信号成分中には、直流成分が含まれていな
いため、信号が欠落することはない。
それぞれＬＰＦ５，６にて高調波成分が除去された後、
ＨＰＦ１６，１７に入力される。ＨＰＦ１６，１７で
は、ミキサ１，２及びＬＰＦ５，６のＤＣオフセットで
ある直流成分が除去される。ここで、第１，第２ベース
バンド信号の信号成分中には、直流成分が含まれていな
いため、信号が欠落することはない。
【００１７】そして、直流成分が除去された第１，第２
ベースバンド信号は、バイアス回路１８，１９にて後述
のＡ／Ｄ変換器７，８の入力範囲電圧の中点になるよう
に最適な直流バイアスが与えられる。
ベースバンド信号は、バイアス回路１８，１９にて後述
のＡ／Ｄ変換器７，８の入力範囲電圧の中点になるよう
に最適な直流バイアスが与えられる。
【００１８】この結果、受信側のＤＣオフセットを無視
できると共に、入力信号がＡ／Ｄ変換器の入力範囲電圧
を越えることがなくなる。
できると共に、入力信号がＡ／Ｄ変換器の入力範囲電圧
を越えることがなくなる。
【００１９】このように、ＤＣオフセットが補正された
第１，第２ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器７，８に
入力され、デジタル信号に変換される。
第１，第２ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器７，８に
入力され、デジタル信号に変換される。
【００２０】Ａ／Ｄ変換器７，８からのデジタル信号
は、高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）９に
入力され、ＦＦＴ９にてＦＦＴ演算を行うことによっ
て、ＯＦＤＭ変調波が復調され、データ処理回路１０に
出力される。
は、高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）９に
入力され、ＦＦＴ９にてＦＦＴ演算を行うことによっ
て、ＯＦＤＭ変調波が復調され、データ処理回路１０に
出力される。
【００２１】一方、Ａ／Ｄ変換器７，８からのデジタル
信号は、第１ＡＦＣ回路１１にも供給される。第１ＡＦ
Ｃ回路１１では、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の
相関を用いてキャリア周波数間隔の１／２までの周波数
誤差を検出し、誤差を加算器１４に出力する。
信号は、第１ＡＦＣ回路１１にも供給される。第１ＡＦ
Ｃ回路１１では、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の
相関を用いてキャリア周波数間隔の１／２までの周波数
誤差を検出し、誤差を加算器１４に出力する。
【００２２】また、ＦＦＴ９からの復調されたＩ，Ｑ信
号は、第２ＡＦＣ回路１２にも供給される。第２ＡＦＣ
回路１２では、Ｉ，Ｑ信号内の基準キャリアとキャリア
配置パターン記憶部１３に記憶されている基準キャリア
とを比較し、Ｉ，Ｑ信号中の基準シンボルのキャリア配
置ズレを検出し、キャリア間隔単位の誤差を加算器１４
に出力する。
号は、第２ＡＦＣ回路１２にも供給される。第２ＡＦＣ
回路１２では、Ｉ，Ｑ信号内の基準キャリアとキャリア
配置パターン記憶部１３に記憶されている基準キャリア
とを比較し、Ｉ，Ｑ信号中の基準シンボルのキャリア配
置ズレを検出し、キャリア間隔単位の誤差を加算器１４
に出力する。
【００２３】加算器１４では、第１ＡＦＣ回路１１と第
２ＡＦＣ回路１２との誤差信号を加算し、ＬＰＦ１５へ
出力する。ＬＰＦ１５では、誤差信号を平滑し、平滑さ
れた誤差信号は局部発振器４へ供給され、発振周波数を
所望の周波数に制御する。
２ＡＦＣ回路１２との誤差信号を加算し、ＬＰＦ１５へ
出力する。ＬＰＦ１５では、誤差信号を平滑し、平滑さ
れた誤差信号は局部発振器４へ供給され、発振周波数を
所望の周波数に制御する。
【００２４】データ処理回路１０では、ＦＦＴ９からの
各出力が、ベースバンド信号が直流成分を含まないよう
に変換されていることを考慮して、データ処理が行われ
る。つまり、キャリアパターン記憶部１３には、図４に
示されているベースバンド信号のシフトによるキャリア
変動分が記憶されており、データ処理回路１０では、キ
ャリアパターン記憶部１３からのキャリア変動データに
基づいてＦＦＴ９からのＱＰＳＫ変調された信号を復調
し、復調された信号は誤り訂正回路（図示せず）等に出
力される。
各出力が、ベースバンド信号が直流成分を含まないよう
に変換されていることを考慮して、データ処理が行われ
る。つまり、キャリアパターン記憶部１３には、図４に
示されているベースバンド信号のシフトによるキャリア
変動分が記憶されており、データ処理回路１０では、キ
ャリアパターン記憶部１３からのキャリア変動データに
基づいてＦＦＴ９からのＱＰＳＫ変調された信号を復調
し、復調された信号は誤り訂正回路（図示せず）等に出
力される。
【００２５】尚、本実施例では、局部発振器４からの局
部発振信号の周波数を、受信されたＯＦＤＭ信号のＩＦ
帯域よりも高い周波数に選択したが、ＯＦＤＭ信号のＩ
Ｆ帯域よりも低い周波数に選択しても良い。
部発振信号の周波数を、受信されたＯＦＤＭ信号のＩＦ
帯域よりも高い周波数に選択したが、ＯＦＤＭ信号のＩ
Ｆ帯域よりも低い周波数に選択しても良い。
【００２６】また、本実施例では、ＱＰＳＫ変調された
デジタル信号を用いて説明したが、ＱＡＭ変調されたデ
ジタル信号を使用しても良い。
デジタル信号を用いて説明したが、ＱＡＭ変調されたデ
ジタル信号を使用しても良い。
【００２７】
【発明の効果】本発明は、上述の如く構成することによ
り、ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されていない
場合においてもＤＣオフセットの補正を行うことができ
ると共に、ＤＣオフセットの補正を行うためには、別途
オフセット調整回路を必要とせず、簡単な構成でＤＣオ
フセットの補正を行うことができる。
り、ＯＦＤＭ信号中にヌルシンボルが多重されていない
場合においてもＤＣオフセットの補正を行うことができ
ると共に、ＤＣオフセットの補正を行うためには、別途
オフセット調整回路を必要とせず、簡単な構成でＤＣオ
フセットの補正を行うことができる。
【図１】本発明ＯＦＤＭ信号受信機の実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ信号受信機を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】従来のＯＦＤＭ信号受信機における周波数変換
の関係を示すスペクトラム波形である。
の関係を示すスペクトラム波形である。
【図４】本発明のＯＦＤＭ信号受信機における周波数変
換の関係を示すスペクトラム波形である。
換の関係を示すスペクトラム波形である。
１，２ ミキサ ３ 位相変換器 ４ 局部発振器 ５，６ ＬＰＦ ７，８ Ａ／Ｄ変換器 ９ ＦＦＴ １０ データ処理部 １１ 第１ＡＦＣ回路 １２ 第２ＡＦＣ回路 １３ キャリア配置パターン記憶部 １４ 加算器 １５ ＬＰＦ １６，１７ ＨＰＦ １８，１９ バイアス回路
Claims (3)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重信号（以下、ＯＦＤ
Ｍ信号と略す）を受信し、受信信号を直流成分を含まな
いようなベースバンド帯域に変換する変換回路と、該変
換回路により変換されたベースバンドアナログ信号の直
流成分を除去する直流成分除去回路と、該直流成分除去
回路により直流成分が除去されたベースバンドアナログ
信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、変換
されたデジタル信号を復調する復調回路とから構成され
るＯＦＤＭ信号受信機。 - 【請求項２】 直交周波数分割多重信号（以下、ＯＦＤ
Ｍ信号と略す）を受信し、受信信号を直流成分を含まな
いようなベースバンド帯域に変換する変換回路と、該変
換回路により変換されたベースバンドアナログ信号の直
流成分を除去する直流成分除去回路と、該直流成分除去
回路により直流成分が除去されたベースバンドアナログ
信号にバイアスを印可するバイアス回路と、該バイアス
回路にて直流成分が付加されたアナログ信号をデジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、変換されたデジタル
信号を復調する復調回路とから構成されるＯＦＤＭ信号
受信機。 - 【請求項３】 前記直流成分除去回路は、ＨＰＦにて構
成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項２記
載のＯＦＤＭ信号受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9076181A JPH10276165A (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | Ｏｆｄｍ信号受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9076181A JPH10276165A (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | Ｏｆｄｍ信号受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10276165A true JPH10276165A (ja) | 1998-10-13 |
Family
ID=13597953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9076181A Pending JPH10276165A (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | Ｏｆｄｍ信号受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10276165A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003047194A1 (fr) * | 2001-11-29 | 2003-06-05 | Nec Corporation | Processeur de signaux |
| KR100398331B1 (ko) * | 2001-04-16 | 2003-09-19 | 광주과학기술원 | 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 신호 수신단 및 그신호 수신방법 |
| JP2004264234A (ja) * | 2003-03-04 | 2004-09-24 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
| JP2008236704A (ja) * | 2006-05-16 | 2008-10-02 | Sony Corp | 無線通信装置 |
| DE202005022046U1 (de) | 2004-10-29 | 2012-08-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Funksender und Funkempfänger |
| US8279809B2 (en) | 2005-01-18 | 2012-10-02 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmission power control for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signals |
| CN106571744A (zh) * | 2016-10-20 | 2017-04-19 | 西安奥特迅电力电子技术有限公司 | 一种抑制双向全桥变换器交流电流中直流分量的方法 |
-
1997
- 1997-03-27 JP JP9076181A patent/JPH10276165A/ja active Pending
Cited By (22)
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