JP4985723B2 - 空気調和機 - Google Patents

Description

この発明は、圧縮機を用いた空気調和機に関するものであり、特に運転起動時の液冷媒の予熱に関するものである。

一般に、圧縮機に室内及び室外側熱交換器を冷媒配管で接続した空気調和機においては、圧縮機の運転停止時に、冷凍サイクルの最も冷却された部分に冷媒が移動して凝縮する傾向がある。

例えば夜間時に暖房運転を停止したときには、圧縮機や室外側熱交換器の方が室内側熱交換器に較べ温度が低いため、圧縮機や室外側熱交換器の方に室内側熱交換器内の冷媒が移動する。また、朝方になって外気温度が上昇すると、室外側熱交換器の熱容量は圧縮機よりも小さく、この室外側熱交換器の方が早く温度上昇することから、該室外側熱交換器内の冷媒が温度の低い圧縮機側へと移動して凝縮し、この圧縮機の密閉容器内に設けた油溜り空間の油中に液冷媒が溶け込んでいく現象が発生する。

このような現象は、いわゆる冷媒の寝込みと呼ばれ、冷媒の寝こみが発生する結果、液冷媒が油溜り内の油を希釈したり、また、圧縮機の再起動を行うとき、油溜り内の油中に溶け込んだ液冷媒が気泡状となって溶出することにより、フォーミング現象が発生したり、或いは、液冷媒を圧縮要素が直接吸いこむことにより、液圧縮が発生したりして圧縮機の故障原因になっている。

従来の空気調和機では、冷媒の寝こみにより引き起こされる圧縮機の故障を避けるために、圧縮機内に滞留する液冷媒量が所定値以上になると信号を出力し、その信号を受けた制御装置がモータ巻線に微弱の高周波欠相電流を通電してモータ巻線を暖めることにより、圧縮機内において液冷媒が低温滞留した状態での運転開始による液圧縮を防止して、圧縮機の破損を防止している（例えば、特許文献１参照）。

特開平８−２２６７１４号公報（第５頁、図１）

しかしながら、一般に、圧縮機を可変速制御する手段としては、非同期のＰＷＭを使用したインバータを利用している。この場合、出力電圧の周波数ｆoとＰＷＭキャリア周波数ｆcとの干渉による差分成分の周波数ｍ・ｆo±ｎ・ｆc（ｍ、ｎは整数）が生じる。そして、この成分が低周波領域に現れると圧縮機モータの軸受け振動や騒音の発生原因となる。

通常運転時には、この差分成分による騒音や振動は、モータが回転しているため顕著ではないが、予熱運転時にはモータを動かさない条件のもとで通電するため、この差分成分周波数に起因する振動や騒音が顕著となり、製品の性能劣化を誘引するおそれがあった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、振動や騒音を発生させることなく液冷媒の予熱ができる空気調和機を得ることを目的とする。

本発明にかかる空気調和機は、圧縮機と室内熱交換器と膨張弁と室外熱交換器とを順次接続した冷媒回路と、前記圧縮機内に設けられた圧縮機構を動作させるモータと、前記モータを駆動するためのインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記圧縮機の冷媒寝こみを検知する寝込み検知手段と、
前記モータを駆動させるインバータ制御信号を生成するキャリア非同期型である第１のＰＷＭ信号生成手段と、
前記モータに予熱運転を行わせるインバータ制御信号を生成するキャリア同期型である第２のＰＷＭ信号生成手段と、
前記第１のＰＷＭ信号生成手段、又は前記第２のＰＷＭ信号生成手段から前記インバータに制御信号を出力するよう切換える切換手段とを備えたものである。

本発明によれば、振動や騒音を発生させることなく液冷媒の予熱ができる空気調和機を得ることができる。

実施の形態１に係る空気調和機の構成図である。 実施の形態１に係る第１のＰＷＭ信号生成手段の１相分の信号生成方法を示す図である。 実施の形態１に係る第２のＰＷＭ信号生成手段の１相分の信号生成方法を示す図である。 実施の形態１に係る非同期ＰＷＭおよび同期ＰＷＭの周波数スペクトルを示す図である。 人間の耳の聴感補正曲線を示す図である。 固定子巻線の巻き方の一例を示す図である。 固定子巻線と圧縮機フレームとの間の等価回路を示す図である。 埋め込み磁石型同期電動機の回転子構造とインダクタンスを示す図である。 実施の形態２に係る第２のＰＷＭ信号生成手段の１相分の信号生成方法を示す図である。 高周波加熱時のインバータ出力電圧・電流波形を示す図である。 ＭＯＳＦＥＴの原理モデル図である。 素子のゲート抵抗と回路の雑音端子電圧の特性図である。 ＳｉＣを用いたスイッチング素子の構造例を示す図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１における空気調和機の構成図である。
図１において、１は圧縮機、２は四方弁、３は室外熱交換器、４は膨張弁、５は室内熱交換器であり、これらの構成要素は冷媒配管８を介して冷媒が循環するように取り付けられている。

また、圧縮機１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構１１と、これを動作させるモータ１２が設けられている。６は、ＰＷＭインバータであり、モータ１２と電気的に接続されており、モータ１２に電圧を与える。７は制御手段であり、ＰＷＭインバータ６と電気的に接続されており、ＰＷＭインバータを制御する信号を出力する。

制御手段７には、圧縮機１内の冷媒の寝込みを検出する寝込み検出手段７４と、モータ１２を回転させるインバータ制御信号を生成する第１のＰＷＭ信号生成手段７２と、モータ１２に予熱運転を行わせるインバータ制御信号を生成する第２のＰＷＭ信号生成手段７３とが設けられている。また、７１は切換手段であり、第１のＰＷＭ信号生成手段７２と第２のＰＷＭ信号生成手段７３とを選択的に切換えて、制御手段７の出力信号としてＰＷＭインバータ６に出力している。

次に、各ＰＷＭ信号生成手段の信号生成方法について説明する。
図２は、第１のＰＷＭ信号生成手段７２の１相分の信号生成方法を示す図である。図２に示す信号生成手法は一般に非同期ＰＷＭと称される手法に相当する。電圧指令信号Ｖｕ１＊と所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２（ここにＶｄｃはＰＷＭインバータの直流母線電圧を示す）のキャリア信号とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＵＮを生成する。

すなわち、キャリア信号が電圧指令信号Ｖｕ１＊よりも大きいときは、ＵＰがＯＮ、ＵＮをＯＦＦとし、そうでないときはＵＰをＯＦＦ、ＵＮをＯＮにする。なお、ＵＰはインバータの上アームのスイッチング素子に加えられる制御信号、ＵＮはインバータの下アームのスイッチング素子に加えられる制御信号を表す。

図３は、第２のＰＷＭ信号生成手段７３の１相分の信号生成方法を示す図である。図３に示す信号生成手法は、同期ＰＷＭと称される手法の一つに相当する。電圧指令信号Ｖｕ２＊と電圧指令の変調率に相当する所定レベル（図３では１−ｍａｘ（Ｖｕ２＊）／Ｖｄｃと記載、ここにｍａｘは信号の最大値を示す関数の意）とを比較し、その大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＵＮを生成する。

すなわち、電圧指令信号Ｖｕ２＊が正電圧の所定レベルよりも大きいときはＵＰをＯＮ、小さいときにはＵＰをＯＦＦにし、電圧指令信号Ｖｕ２＊が負電圧の所定レベルよりも小さいときはＵＮをＯＮ、大きいときはＵＮをＯＦＦにする。

次に前記二つのＰＷＭ方式（非同期ＰＷＭ・同期ＰＷＭ）の出力周波数成分について図４に基づき説明する。

図４（ａ）は非同期ＰＷＭの周波数スペクトル、図４（ｂ）は同期ＰＷＭの周波数スペクトルを示す図である。非同期ＰＷＭはキャリア周波数ｆｃと出力周波数ｆｅの合成波となるが、一般にｆｃ、ｆｅ共に高調波成分を含むため側波帯が発生し、低周波を含めた広い周波数範囲にスペクトルが拡散してしまう。

一方、同期ＰＷＭでは、所定の電圧レベルとの大小比較によりＰＷＭ信号を出力しており、キャリア周波数が０であることと等価であるから、出力周波数（図４（ｂ）ではｆ２と記載）とその高調波成分のみが発生し、ｆ２よりも低周波側ではスペクトルが拡散しないような特性となる。

次に動作について説明する。
このように構成された制御手段７において、圧縮機運転停止中に寝込み検出手段７４が冷凍サイクルの温度および経過時間の情報から冷媒の寝込みを検出し、切換手段７１に圧縮機寝込みの検出情報を出力する。

次に切換手段７１はＰＷＭ信号生成方式を第２のＰＷＭ信号生成手段７３に切り替え、予熱用のＰＷＭ信号を発生する。

第２のＰＷＭ信号生成手段では電圧指令Ｖｕ２の周波数ｆ２を圧縮機の運転範囲よりも十分高い周波数として、前記の同期ＰＷＭを用いて電圧指令を発生する。すなわち、通常ｆｅは４００Ｈｚ程度であるが、電圧指令周波数ｆ２は数ｋＨｚ程度以上としてＰＷＭ信号を生成する。さらにＰＷＭインバータはこのＰＷＭ信号を電圧に変換してモータ１２に印加する。

モータ１２の固定子巻線には低周波成分を含まない高周波の電流が流れるため、回転トルクや振動が発生すること無く鉄心を加熱することが可能となる。前記のモータ加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機外部へと漏出する。
なお、電流を流すのは１相でも２相でもよい。回転磁界が発生しないように制御すれば３相とも流しても構わない。

寝込み検出手段７４はこの冷媒漏出が所定時間行われたことを判断して、寝込み状態から正常状態への復帰を判別し、モータ加熱を終了する。

なお、寝込み検出手段７４の検知方法としては、一例として、室外機の温度が所定温度以下となった状態が所定時間経過したことをもって、寝込みと判断する方法があげられる。

なお、外部より圧縮機運転指令を受けた場合に、切換手段７１が第１のＰＷＭ信号生成手段に切換えて、圧縮機を可変速するための電圧・周波数の非同期ＰＷＭ信号を発生して、圧縮機を運転するようにすることも可能である。このようにすれば、寝込み検出手段７４の判別とは別に、手動操作にて圧縮機の運転をすることができる。

なお、電圧指令周波数ｆ２の周波数を高周波とすればモータの鉄心の振動音が可聴範囲外となるため、騒音のさらなる低減にも効果がある。
図５は人間の耳の聴感補正曲線を示す図であり、聴感を示すレスポンスは高周波側の１０ｋＨｚ付近から低下が著しいことが分かる。このため、電圧指令周波数ｆ２を１０ｋＨｚ以上とすればより一層の騒音低減効果がある。

なお、モータ１２の固定子巻線への電圧印加により、固定子巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われることになるが、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モータの場合、銅損による発熱量が少ない。このため、通常の方法では効率的に加熱することは出来ないが、本実施の形態によれば、高周波加熱により鉄損で発熱させることができるので、より効率的に加熱することができる。

また、集中巻とする場合、固定子巻線の巻き方は、モータの相端子側を巻き始めとし、中性点側を巻き終わりとすることが望ましい。図６に、本実施の形態における固定子巻線の巻き方の一例を示す。

図６に示すように、集中巻の場合、磁極歯ごとにコイルを集中して巻線する。このとき、巻き始めの線はコイルの内部側に位置し、巻き終わりの線はコイルの表面側に位置することになる。一方、図７に示すように、コイルの巻き終わりと圧縮機フレームとの間には、冷媒インピーダンスが存在する。従って、コイルの巻き終わりを中性点側に接続したほうが、相電圧に対する冷媒インピーダンスの影響が小さくなるため、安定した相電圧の供給が可能となり、さらに騒音や振動を低減することが出来る。

なお、圧縮機がスクロール機構である場合、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。本実施の形態によれば圧縮室内の効率よい加熱が可能であり、破損の防止に対して有効である。

本実施の形態によれば、騒音や振動を発生することなく液冷媒を予熱することができるという効果がある。

実施の形態２．
実施の形態１では、高周波電圧のみを印加するようにしたものであり、モータ１２の回転子については何ら言及していないが、モータ１２の回転子を磁石埋め込み型とすることもできる。

この場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率よい冷媒の加熱が可能となる効果がある一方で、埋め込み磁石型同期電動機の回転子構造に起因するインダクタンスの変化のために、安定して液冷媒を加熱出来ないという問題がある。
本実施の形態では、この問題を解決するための方法を提供する。

図８は、埋め込み磁石型同期電動機の回転子構造とインダクタンス変化を示す図である。図８において１２１は鉄心、１２２は磁石を示す。このような構造では回転位置によって空隙（磁石部）の長さが異なるため、固定子側から見たインダクタンスは、（ｂ）の如く変化する。したがって、実施の形態１の如くの方式で所定周波数・所定電圧の高周波電圧を与えても、回転子位置によって影響を受け、電流・電力が変化することになり、液冷媒の安定した加熱ができない問題がある。

図９に上記の問題を解決する方法の例を示す。
図９は実施の形態２における第２のＰＷＭ信号生成手段の１相分の信号生成方法を示す図である。図３との相違は、Ｐ側の同期ＰＷＭ波形生成の正側の電圧指令の変調率に相当する所定レベルを、所定量αｐだけ低下させることで、相の出力電圧をＰ側にオフセットする点である。この操作を三相分同様に実施すると、出力電圧波形には交流に加えて直流成分が重畳する。

そして、重畳した直流成分により、回転子の位置が所定位相に固定されるため、図８（ｂ）に示したインダクタンス変化の所望の値に固定することができ、これにより高周波インピーダンスを安定させることができる。

実施の形態２によれば、効率の良い冷媒加熱が可能となり、かつ、液冷媒の安定した加熱が実現される効果がある。

実施の形態３．
上述した実施の形態では、モータの高周波加熱効果を得るための構成として説明したが、高周波加熱時においてはインバータのスイッチング損の増大や、雑音端子電圧に代表されるノイズの増加の問題が発生する。
実施の形態３では、インバータのスイッチング素子として一般的に用いられるＩＧＢＴに替えて、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用することにより、高周波加熱時のインバータ損失の低減を図る。

図１０は、高周波加熱時のインバータ出力電圧・電流波形を示す図である。
高周波加熱時のモータ巻線ほぼインダクタンス負荷となることから、図１０に示すように、電流は電圧に対してほぼ９０度位相遅れ（力率ゼロ）の波形となる。回生時間比率がほぼ１／２と運転時よりも極めて増加することになる。また、モータ巻線は高周波で高インピーダンスとなるので、電流はモータを運転する場合に比べ十分小さい値となる。また回生の状態ではインバータの上アーム素子はＯＮであり電流はスイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードに流れており、この時間における効率改善がなされるスイッチング素子を用いれば高周波加熱時のインバータ損失低減に大きく寄与することとなる。

図１１は、ＭＯＳＦＥＴの原理モデルを示す図である。
図１１においてＧ、Ｓ、ＤはそれぞれＭＯＳＦＥＴの端子ゲート、ソース、ドレインを示し、Ｒｄｓ、ＤｂはスイッチＯＮ時のドレイン・ソース間抵抗、Ｄｂはボディーダイオードである。

図１０に示した電流電圧波形の回生の状態では素子のゲート状態はＯＮ、電流はソースからドレイン側に流れるが、ＭＯＳＦＥＴの場合、ダイオードではなく主チャネル側にも電流経路が存在し、低電流であればオン損失が低い抵抗側を流れる動作すなわち同期整流動作となる。

一方、圧縮機用インバータとして一般的に用いられるＩＧＢＴではこのような複数の回生電流経路が無いので効率改善が得られない。

従って、本実施の形態によれば、圧縮機モータの高周波加熱行う場合、インバータのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとすることにより、スイッチング損を低減する効果がある。

実施の形態４．
実施の形態４では、インバータのスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、高周波加熱時のノイズの低減を図る。

図１２は素子のゲート抵抗と回路の雑音端子電圧の特性を示す図である。印加電圧が高周波になるにつれて、ゲート抵抗の影響が大きくなり、雑音端子電圧を小さくするにはゲート抵抗を大きくする必要があることが分かる。

一般に、モータにインバータにより高周波電圧を印加する場合、スイッチングにより回路−アース間の電圧が急峻に変化が発生することによるノイズが発生し、周囲の環境に影響を及ぼすおそれがあるため、通常、コモンモードに挿入されるコンデンサの容量を増加するか、スイッチング素子のスイッチング速度をゲート抵抗で調整するなどの対応が取られる。

しかし、ゲート抵抗を増大するとスイッチング損失が増大することになるため省エネルギー性を損なってしまう。またコンデンサ容量の増加は、圧縮機漏洩電流すなわち圧縮機のコモンモード電流の増大による漏電・感電の懸念が増大する。特に冷媒寝込み時は圧縮機内は誘電率の高い液冷媒が充満しているため圧縮機のコモンモードインピーダンスが低下し、漏洩電流が増加することになる。そこで、本実施の形態では、スイッチング素子として、ワイドバンドギャップ半導体を用いる。

図１３は、ワイドバンドギャップ半導体の代表例であるＳｉＣを用いたスイッチング素子の構造例を示す図である。ワイドバンドギャップ半導体とは、一般に、シリコンよりバンドギャップが大きい半導体の事を指し、例えば、ＳｉＣ、ダイヤモンド、ＧａＮ等が、ワイドバンドギャップ半導体として知られている。ワイドバンドギャップ半導体は高耐圧で、高速かつ低損失なスイッチング動作を特徴としている。

本実施の形態によれば、ゲート抵抗を大としてもスイッチング損失の増加が抑制され、雑音端子電圧の抑制される効果が得られるとともに、コモンモードコンデンサを小容量化すれば、圧縮機の漏洩電流が抑制されるという効果が得られる。

なお、実施の形態１と組み合わせて通常の圧縮機運転時はスイッチング周波数を低下させれば、運転時にはスイッチング損が低減でき、更に高効率な運転が実現される。また、素子構造がＭＯＳＦＥＴであれば、実施の形態３の効果も同時に得られるため、さらに高効率・低ノイズな装置が得られることは言うまでもない。

本発明の活用例としては、空気調和機は勿論、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機などインバータ圧縮機を用いる冷凍サイクルにおいて適用が可能である。

１ 圧縮機
２ 四方弁
３ 室外熱交換器
４ 膨張弁
５ 室内熱交換器
６ ＰＷＭインバータ
７ 制御手段
８ 冷媒配管
１１ 圧縮機構
１２ モータ
７１ 切換手段
７２ 第１のＰＷＭ信号生成手段
７３ 第２のＰＷＭ信号生成手段
７４ 寝込み検出手段
１２１ 鉄心
１２２ 磁石

Claims (11)

1. 圧縮機と室内熱交換器と膨張弁と室外熱交換器とを順次接続した冷媒回路と、前記圧縮機内に設けられた圧縮機構を動作させるモータと、前記モータを駆動するためのインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記圧縮機の冷媒寝こみを検知する寝込み検知手段と、
   前記モータを駆動させるインバータ制御信号を生成するキャリア非同期型である第１のＰＷＭ信号生成手段と、
   前記モータに予熱運転を行わせるインバータ制御信号を生成するキャリア同期型である第２のＰＷＭ信号生成手段と、
   前記第１のＰＷＭ信号生成手段、又は前記第２のＰＷＭ信号生成手段から前記インバータに制御信号を出力するよう切換える切換手段とを備えた空気調和機。
2. 前記切換手段は、圧縮機が停止中で、かつ、前記寝込み検知手段により冷媒寝込みが検知された時に、前記第２のＰＷＭ信号生成手段を選択するようにした請求項１記載の空気調和機。
3. 前記第２のＰＷＭ信号生成手段により出力される電圧は、直流電圧と交流電圧との大小に基づき出力される請求項１又は２記載の空気調和機。
4. 前記第２のＰＷＭ信号生成手段の電圧指令信号周波数が１０ｋＨｚ以上であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の空気調和機。
5. 前記モータの固定子巻線は集中巻であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の空気調和機。
6. 前記モータの固定子巻線方向はモータの相端子側を巻き始め，中性点側を巻き終わりとする請求項５記載の空気調和機。
7. 前記モータの回転子は磁石埋め込み型構造であることを特徴とする請求項５または請求項６記載の空気調和機。
8. 前記第２のＰＷＭ信号生成手段は直流成分が重畳した電圧を出力する請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の空気調和機。
9. 前記ＰＷＭインバータのスイッチング素子はＭＯＳ−ＦＥＴである請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の空気調和機。
10. 前記ＰＷＭインバータのスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成される請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の空気調和機。
11. 前記ワイドバンドギャップ半導体はＳｉＣ、ＧａＮ系材料又はダイヤモンドである請求項１０記載の空気調和機。

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