JP5065986B2

JP5065986B2 - 半導体装置の駆動装置及びその駆動方法

Info

Publication number: JP5065986B2
Application number: JP2008124164A
Authority: JP
Inventors: 拓真白頭; 直樹櫻井; 昌士由良
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Astemo Ltd
Priority date: 2008-05-12
Filing date: 2008-05-12
Publication date: 2012-11-07
Anticipated expiration: 2028-05-12
Also published as: JP2009273071A

Description

特に、電圧駆動型の半導体装置の駆動装置及びその駆動方法に関する。

昨今の地球温暖化という問題を回避するために電力駆動の車両が注目されている。電力駆動の車両は、電力変換装置によりバッテリから供給される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに出力し、該モータを駆動する。この電力変換装置の発熱を抑制するためスイッチング損失低減が重要視されている。そのような問題を解決するために、例えばＩＧＢＴの入力抵抗を切り換えてスイッチングする技術が開発されている（例：特許文献１）。

電力変換装置に内蔵された半導体素子のゲート電極に印加する駆動電圧を、半導体素子のスイッチング動作中における素子の状態に応じて適宜変化させ、予め定められた電圧を検出することで、上述の素子状態の変化のタイミングを設定する半導体素子の駆動方法において、コレクタ−エミッタ間を流れる電流量によっては素子のゲートに印加する電圧を変化する必要が無いケースがある。

また、損失低減のためゲート電圧変化のタイミングを、ノイズが問題となる期間近傍に設定することはスイッチングの信頼性を損ねることが懸念される。

特許文献１に記載の技術では、スイッチング時はコレクタ−エミッタ間を流れる電流量に関わらず、ゲート駆動電圧を切り換え、ノイズが発生するおそれがあった。また、ノイズが発生する期間を避けて、駆動回路を切り換えるタイミングを予め定める際には、余裕度を大きく確保しなければならなかった。特許文献１に記載の技術では、充分な損失低減とスイッチング時の充分な信頼性の両立を実現することが考慮されていなかった。

特開平９−４６２０１号公報

本発明の課題は、電力変換装置の発熱抑制及びスイッチング時の信頼性の両立を実現することである。

そこで本発明は、電圧駆動型のスイッチング素子用駆動装置であって、前記スイッチング素子のゲート電極に電気的に接続され、かつ該ゲート電極にゲート電圧を印加するための駆動回路部と、前記ゲート電極に印加されたゲート電圧を検出する電圧検出部と、前記ゲート電極に印加されたゲート電圧の変化率を検出する電圧変化率検出部と、前記電圧検出部の検出結果及び前記電圧変化率検出部による検出結果に基づいて、前記駆動回路部を制御し、前記ゲート電極に印加されるゲート電圧を変化させるように前記駆動回路部を制御する制御回路部と、を備えるスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、電圧駆動型のスイッチング素子のミラー期間を検知して、そのミラー期間に応じてゲート電圧を変化させるので、発熱抑制及びスイッチング時の信頼性の両立を実現することができる。

さらに好ましくは、前記駆動回路部と前記スイッチング素子のゲート電極との間に電気的に接続された複数のゲート抵抗手段を備え、前記制御回路部は、前記スイッチング素子に通電する主電流を非通電状態から通電状態にするためのゲートオン信号又は該主電流を通電状態から非通電状態にするためのゲートオフ信号の受信後に、前記電圧検出部が検出するゲート電圧と予め定めた基準電圧との比較結果及び前記電圧変化率検出部の検出結果に基づき前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態を変更するか否かを判断し、さらに該判断結果に基づき前記駆動回路を制御するスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、電圧駆動型のスイッチング素子のミラー期間を検知して、そのミラー期間に応じてゲート電圧を変化させるので、発熱抑制及びスイッチング時の信頼性の両立を実現することができる。

さらに好ましくは、前記制御回路部は、前記ゲート電圧が前記基準電圧より大きく、かつ前記電圧変化率検出部の検出結果が所定の電圧変化率より小さいとき、実効ゲート抵抗値を前記ゲートオン信号の受信前より大きいゲート抵抗値となるような前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態に変更すると判断し、該判断結果に基づき前記駆動回路を制御するスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、特に、電圧駆動型のスイッチング素子のスイッチング時の信頼性を向上させることができる。

さらに好ましくは、前記駆動回路部と前記スイッチング素子のゲート電極との間に電気的に接続された複数のゲート抵抗手段を備え、前記制御回路部は、前記スイッチング素子に通電する主電流を非通電状態から通電状態にするためのゲートオン信号又は該主電流を通電状態から非通電状態にするためのゲートオフ信号の受信後に、前記電圧検出部が検出するゲート電圧を予め定めた第１基準電圧と比較し、該比較結果に基づき、実効ゲート抵抗値が前記ゲートオン信号の受信前より大きい第１実効ゲート抵抗値となるように、前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態を変更するスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、特に、電圧駆動型のスイッチング素子のスイッチング時の信頼性を向上させることができる。

さらに好ましくは、前記制御回路部は、前記ゲート抵抗手段の接続状態を変更後に、前記ゲート電圧と前記第１基準電圧より大きい第２基準電圧との比較結果及び前記電圧変化率検出部の検出結果に基づき、前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態をさらに変更するか否かを判断する判断部を有するスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、電圧駆動型のスイッチング素子のミラー期間を検知して、そのミラー期間に応じてゲート電圧を変化させるので、発熱抑制及びスイッチング時の信頼性の両立を実現することができる。

さらに好ましくは、前記判断部は、前記ゲート電圧が前記第２基準電圧より小さく、かつ前記電圧変化率検出部の検出結果が所定の電圧変化率より小さいとき、前記実効ゲート抵抗値を前記第１実効ゲート抵抗値より小さくなるように、前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態を変更すると判断し、前記制御回路部は該判断結果に基づき前記駆動回路を制御するスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、特に発熱抑制を図ることができる。

さらに好ましくは、前記判断部は、前記ゲート電圧が前記第２基準電圧より大きく、かつ前記電圧変化率検出部の検出結果が所定の電圧変化率より小さいとき、前記実効ゲート抵抗値を前記第１実効ゲート抵抗値に維持又は大きくなるような前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態に変更すると判断し、前記制御回路部は該判断結果に基づき前記駆動回路を制御するスイッチング素子用駆動装置を提供する。これにより、特に、電圧駆動型のスイッチング素子のスイッチング時の信頼性を向上させることができる。

さらに好ましくは、上記のスイッチング素子用駆動装置を備えた車両用インバータ装置であって、前記スイッチング素子はＩＧＢＴであり、前記ＩＧＢＴが直列接続された複数の上下アームが並列に接続されることによって構成されたインバータ回路を備える車両用インバータ装置。これにより、インバータ装置の発熱抑制及びスイッチング時の信頼性の両立を実現することができる。

本発明により、電力変換装置の発熱抑制及びスイッチング時の信頼性の両立を実現することができる。

以下、図面に基づいて最良の形態について説明する。

本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能であるが、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用インバータ装置を例に挙げて説明する。車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適であるが、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶，航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。

図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４２との相互において電力の授受が可能である。

本実施形態では、モータジェネレータ１９２及びインバータ装置１４２からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及びインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

インバータ装置１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。電力変換装置１は、インバータ装置１４２、さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置１の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。

またインバータ装置１４２、さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００とインバータ装置１４２およびインバータ装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。

次に、図２を用いてインバータ装置１４２の電気回路構成を説明する。尚、図１，図２に示す実施形態では、インバータ装置１４２をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。インバータ装置１４２は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例としてインバータ装置１４２の説明を行う。

本実施形態に係る電力変換装置１は、インバータ回路部１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、インバータ回路部１４０はインバータ回路部１４０と制御部１７０とを有している。また、インバータ回路部１４０は、上アームとして動作するＩＧＢＴ１００（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ１００及びダイオード１５６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し、それぞれの上下アーム直列回路の中点部分から交流端子を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）と接続する構成である。また、制御部１７０はインバータ回路を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ１００は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。

インバータ回路部１４０は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路がそれぞれ、バッテリ１３６の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子と直流負極端子の間に電気的に並列に接続されている。

本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ１００を用いることを例示している。ＩＧＢＴ１００のコレクタ電極とエミッタ電極との間にはダイオード１５６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ１００のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ１００のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ１００のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６は不要となる。

上下アーム直列回路は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ１００のエミッタ電極とＩＧＢＴ１００のコレクタ電極を接続する中間電極，交流端子を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相，Ｖ相，Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路同士は電気的に並列接続されている。

上アームのＩＧＢＴ１００のコレクタ電極は正極端子（Ｐ端子）を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ１００のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ１００のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ１００のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ１００のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側がそれぞれ直流コネクタを介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ１００のコレクタ電極とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ１００のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路に対して電気的に並列接続される。

制御部１７０はＩＧＢＴ１００を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ１００のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ１００をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ１００のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ１００のゲート電極に、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ１００のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ１００は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

図３は、本実施形態に係るＩＧＢＴ１００の駆動装置のブロック構成図である。本図では駆動の対象となるＩＧＢＴ１００のみが表示され、ＩＧＢＴ１００に接続される負荷やターンオフ制御に関わる構成やその他のＩＧＢＴ装置の構成は省略されている。

本実施の形態の駆動装置は、駆動回路２００および駆動回路３００と、駆動回路２００，駆動回路３００とＩＧＢＴ１００のゲートとをそれぞれ接続する抵抗４００および抵抗４１０と、ゲート用電源Ｖと、各駆動回路の動作を制御する制御回路部６００と、電圧変化率検出回路７００とゲートに印加される電圧を検出する電圧検出回路８００，９００，１０００を有する。電圧検出回路は、一つのＩＧＢＴ１００に対し、３つ存在する。後述するゲート電圧の基準電圧が３つ存在する為である。これら電圧検出回路８００，９００，１０００は、ドライバ回路１７４に内蔵されている。さらに、制御回路部６００及び駆動回路２００，３００もドライバ回路１７４に内蔵されている。

制御回路部６００は、オンゲート入力信号Ｖｉｎ，電圧変化率検出回路７００、さらにゲートの電圧検出回路８００，９００，１０００、それぞれの出力信号を受信し、駆動回路２００，３００を切り換えるタイミングを決定する。さらに、制御回路部６００は、そのタイミングに応じて駆動回路２００と駆動回路３００を切り換える論理回路を有する。本実施形態では、駆動回路２００，３００は、ｐＭＯＳトランジスタで構成されているが、それ以外の他のスイッチ機能を有する装置であっても構わない。その他の回路ブロックの構成についても同様の機能を有していれば、本実施の形態に示した構成と同一でなくても構わない。

図４は、本実施形態に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。図４（ａ）は、ミラー期間（期間２）におけるゲート電圧が、あらかじめ定めた基準電圧（Ｖｓｐ（２））より小さい場合における、ゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。一方、図４（ｂ）は、ミラー期間（期間２）におけるゲート電圧が、あらかじめ定めた基準電圧（Ｖｓｐ（２））より大きい場合における、ゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。

図４（ａ）に示されるように、ミラー期間（期間２）におけるゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より小さい場合には、コレクタ電流が小さくなる（期間２後半から期間３におけるコレクタ電流）。コレクタ電流が小さいため、ノイズ等が発生しにくい。そこで、もともとノイズ発生の可能性が低い場合には、積極的にスイッチング損失を低減するために、ミラー期間（期間２）中のゲート抵抗を小さくする。ここで、ミラー期間を精度良く検出することが求められるが、本実施形態では、このゲート抵抗を切り換えるタイミングであるミラー期間（期間２）を検出する為に、電圧変換率検出回路７００により検出されるゲート電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ値）を用いている。

具体的に図４（ａ）に示される波形に基づいて、本実施例に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを説明する。

まず、オンゲート入力信号ＶｉｎにＨｉ信号が入力されると（ｔ１）、ＩＧＢＴ１００がターンオン動作に入り、ゲート電圧が上昇し始める（ｔ１〜ｔ２）。このとき、駆動回路２００と駆動回路３００が導通しており、電源電圧Ｖが、抵抗Ｒａより低い抵抗値であるＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）を介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ１〜ｔ２）。

ゲート電圧が時間と共に上昇し、電圧検出回路８００，９００，１０００により、このゲート電圧が検出される。ゲート電圧が上昇し、予め定めた電圧Ｖｓｐ（１）に到達したことを電圧検出回路が検出すると（ｔ２）、制御回路部６００は駆動回路３００を遮断する。これにより、電源電圧Ｖは、駆動回路２００に接続された抵抗Ｒａを介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ２〜ｔ３）。この抵抗Ｒａの抵抗値は、抵抗Ｒｂの抵抗値より大きく設定されている。この予め定めた電圧Ｖｓｐ（１）は、各々のＩＧＢＴの特性によって決定されるが、少なくとも当該ＩＧＢＴのミラー期間中のゲート電圧値よりも小さく設定される。

その後、ゲート電圧検出回路９００がゲート電圧を検出し制御回路部６００にゲート電圧波形を出力し、制御回路部６００は、検出されたゲート電圧と予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）を比較する。

一方、オンゲート入力信号Ｖｉｎが入力されてからのゲート電圧は、電圧変化率検出回路７００に入力されており、この電圧変化率検出回路７００によってゲート電圧の変化率が検出される。前述のように、このゲート電圧変化率に基づいて、ゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知する。具体的には、ターンオン動作に入り、ゲート電圧が上昇し始める期間（ｔ１〜ｔ２）におけるゲート電圧変化率（ｄＶ１）を１００％とした場合に、例えば、そのゲート電圧変化率（ｄＶ１）の３０％程度までゲート電圧変化率が減少したときに（ｄＶ２）、ＩＧＢＴ１００のミラー期間であると判定することができる。なお、ミラー期間の判定に際し、ゲート電圧変化率の減少率は、各々のＩＧＢＴの特性によって決定され、使用されるＩＧＢＴに合せて、ゲート電圧変化率の閾値を設定することができる。

上記のように、ゲート電圧変化率に基づいて、ゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知し（ｔ３）、その時のゲート電圧が、予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）より小さいときは、コレクタ電流が小さくなるためノイズが発生しにくい。そこで積極的にスイッチング損失を低減するために、ミラー期間（期間２）中のゲート抵抗を小さくする（ｔ３）。

これにより、もともとノイズ発生の可能性が低い場合には、積極的にスイッチング損失の低減を図り、駆動装置全体の発熱を抑制することができる。

一方、図４（ｂ）に示されるように、ミラー期間（期間２）のように、あらかじめ定めた基準電圧（Ｖｓｐ（２））よりゲート電圧が大きい場合には、コレクタ電流が大きくなる（期間２後半から期間３における電流）。コレクタ電流が大きいため、ノイズ等により誤動作及び素子破壊等を招く恐れがある。そこで、もともとノイズ発生の可能性が高い場合には、積極的にノイズの発生を抑制するために、ミラー期間（期間２）中のゲート抵抗を大きくする。図４（ａ）の場合と同様に、ミラー期間を精度良く検出することが求められるが、本実施形態では、このゲート抵抗を切り換えるタイミングであるミラー期間（期間２）を検出する為に、電圧変換率検出回路７００によりゲート電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ値）を用いている。

具体的に図４（ｂ）に示される波形に基づいて、本実施例に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを説明する。ここで、オンゲート入力信号Ｖｉｎが入力されてから（ｔ１）、ミラー期間に到達するまでは、図４（ａ）の説明と同様である。

ｔ３において、ゲート電圧検出回路９００がゲート電圧を検出し制御回路部６００にゲート電圧波形を出力し、制御回路部６００は、検出されたゲート電圧と予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）を比較する。

一方、前述のように、ゲート電圧変化率に基づいて、ゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知し（ｔ３）、その時のゲート電圧が、予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）より大きいときは、コレクタ電流が大きくなるためノイズが発生する可能性が高い。そこで積極的にノイズ発生を抑制するために、ミラー期間（期間２）中のゲート抵抗値を大きく、すなわち、Ｒａのまま維持する（ｔ３〜ｔ４）。なお、ゲート抵抗値は、Ｒａのまま維持するだけでなく、Ｒａより大きくしてもよい。すなわち、ゲート抵抗値をＲａより小さくならないように駆動回路２００，３００を制御すればよい。

これにより、もともとノイズ発生の可能性が高い場合には、少々のスイッチング損失を犠牲にしても、ノイズ等により誤動作及び素子破壊等を招く可能性を低減している。

なお、図４に説明した実施形態では、ゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より小さいときにゲート抵抗を小さくし、ゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より大きいときはゲート抵抗を大きくしたが、その逆の関係であってもよい。ＩＢＧＴの特性によっては、ゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より小さいときに、ノイズが発生しやすい場合もあるため、その場合には積極的にノイズ発生を抑制するために、ゲート抵抗を大きくする。この場合でも、より精度良く、ミラー期間を検出する必要があるので、ゲート電圧変化率に基づいてゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知する。

図５は、電圧変化率検出回路７００によるゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。本図におけて、（Ａ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗しなかった場合を示し、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合を示す。Δｔ１はミラー期間であるため電圧変化率が小さくなる期間である。Ｖｇ１はゲート電圧変化率の検出に失敗した時のゲート電圧の変化を示す。Δｔ２は、Δｔ１と同じようにミラー期間であるため電圧変化率が小さくなる期間であるが、後述するようにゲート抵抗値が大きいことによって、Δｔ１のミラー期間が長くなっていることを示す。

本実施形態では、電圧変化率検出回路７００がゲート電圧変化率の検出に失敗した場合であっても、ノイズ等による誤動作及び素子破壊等を招く恐れを低減させるための手段を講じている。

具体的には、オンゲート入力信号ＶｉｎにＨｉ信号が入力されると（ｔ１）、ＩＧＢＴ１００がターンオン動作に入り、ゲート電圧が上昇し始める（ｔ１〜ｔ２）。このとき、駆動回路２００と駆動回路３００が導通しており、電源電圧Ｖが、抵抗Ｒａより低い抵抗値であるＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）を介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ１〜ｔ２）。

ゲート電圧が時間と共に上昇し、電圧検出回路８００，９００，１０００により、このゲート電圧が検出される。ゲート電圧が上昇し、予め定めた電圧Ｖｓｐ（１）に到達したことを電圧検出回路が検出すると（ｔ２）、一先ず制御回路部６００は駆動回路３００を遮断する。図４にて説示したように、この予め定めた電圧Ｖｓｐ（１）は、各々のＩＧＢＴの特性によって決定されるが、少なくとも当該ＩＧＢＴのミラー期間中のゲート電圧値よりも小さく設定される。

その後、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率検出失敗時のように、ＩＧＢＴ１００の変化率がｄＶ２（ｔ３〜ｔ６のミラー期間）であるのに、電圧変化率検出回路７００がゲート電圧変化率の検出に失敗して、電圧変化率検出回路７００の検出値がｄＶ１とｄＶ２の間となってしまい、ミラー期間を検出できない場合が想定される。このようなミラー期間の検出が出来ていない状態で、ゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａから小さい抵抗値ＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）に変更すると、コレクタ電流が急激に大きくなるおそれがあり、ノイズ等により誤動作及び素子破壊等を招く恐れがある。

そこで、本実施形態では、ゲート電圧が予め定めた電圧Ｖｓｐ（１）に到達した時点（ｔ２）で一先ずゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａに変更する。そして、電圧変化率検出回路７００がｄＶ２を検出するまでは、ミラー期間を正しく検出できないので、ゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａのままで維持する。これにより、もともとノイズ発生の可能性が高い場合には、少々のスイッチング損失を犠牲にしても、ノイズ等により誤動作及び素子破壊等を招く可能性を低減し、信頼性向上を図っている。

なお、その後、電圧変化率検出回路７００の検出値が、ｄＶ２を検出することなく、再びｄＶ１を検出した場合には、ゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａから小さい抵抗値ＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）に変更する（ｔ６）。これにより、ゲート抵抗が長期間大きい抵抗値Ｒａままでいることを防止して、スイッチング損失の低減を図っている。

図６は、電圧変化率検出回路７００によるゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。本図におけて、（Ａ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗しなかった場合を示し、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合を示す。Δｔ１はミラー期間であるため電圧変化率が小さくなる期間である。Ｖｇ１はゲート電圧変化率の検出に失敗した時のゲート電圧の変化を示す。Δｔ２は、Δｔ１と同じようにミラー期間であるため電圧変化率が小さくなる期間であるが、後述するようにゲート抵抗値が大きいことによって、Δｔ１のミラー期間が長くなっていることを示す。

本実施形態では、電圧変化率検出回路７００がゲート電圧変化率の検出に失敗した場合であっても、ノイズ等による誤動作及び素子破壊等を招く恐れを低減させつつ、スイッチング損失を低減するための手段を講じている。

ゲート電圧が時間と共に上昇し、電圧検出回路８００，９００，１０００により、このゲート電圧が検出される。ゲート電圧が上昇し、予め定めた電圧Ｖｓｐ（１）に到達したことを電圧検出回路が検出すると（ｔ２）、制御回路部６００は駆動回路３００を遮断する。

ここでは、図４（ｂ）に示したようにゲート電圧が、予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）より大きくなった場合を想定している。したがって、ノイズ発生を抑制するためにｔ３〜ｔ４の期間では、ゲート抵抗を抵抗Ｒａのまま維持している。

一方、ｔ４において、実際のＩＧＢＴ１００のゲート電圧変化率がｄＶ１に変化しているにも関わらず、（Ｂ）に示すように電圧変化率検出回路７００の検出値がｄＶ２のままとなっている場合は、ミラー期間（ｔ３〜ｔ４）の終了を検知できず、ゲート抵抗を変更することができない。このまま、ゲート抵抗Ｒａの大きい状態を維持するとスイッチング損失がおおきくなってしまう。

そこで、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率検出失敗時のように、電圧検出回路８００，９００，１０００が、ゲート電圧がＶｓｐ（３）に到達したことを検出したときに、ゲート電圧変化率の検出に関係なく、ゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａから小さい抵抗値ＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）に変更する（ｔ６）。これにより、ゲート抵抗が長期間大きい抵抗値Ｒａを維持することを防止して、スイッチング損失の低減を図っている。

図７は、本実施形態に係るゲート抵抗の切り換えのオフタイミングを示す波形である。図７（ａ）は、ミラー期間（期間５）におけるゲート電圧が、あらかじめ定めた基準電圧（Ｖｓｐ（２））より小さい場合における、ゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。一方、図７（ｂ）は、ミラー期間（期間５）におけるゲート電圧が、あらかじめ定めた基準電圧（Ｖｓｐ（２））より大きい場合における、ゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。

図７（ａ）に示されるように、ミラー期間（期間５）におけるゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より小さい場合には、コレクタ電流が小さくなる（期間５後半から期間６におけるコレクタ電流）。コレクタ電流が小さいため、ノイズ等が発生しにくい。そこで、もともとノイズ発生の可能性が低い場合には、積極的にスイッチング損失を低減するために、ミラー期間（期間５）中のゲート抵抗を小さくする。ここで、ミラー期間を精度良く検出することが求められるが、本実施形態では、このゲート抵抗を切り換えるタイミングであるミラー期間（期間５）を検出する為に、電圧変換率検出回路７００により検出されるゲート電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ値）を用いている。

具体的に図７（ａ）に示される波形に基づいて、本実施例に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを説明する。

まず、オンゲート入力信号ＶｉｎにＬｏｗ信号が入力されると（ｔ１）、ＩＧＢＴ１００がターンオフ動作に入り、ゲート電圧が下降し始める（ｔ１〜ｔ２）。このとき、駆動回路２００と駆動回路３００が導通しており、電源電圧Ｖが、抵抗Ｒａより低い抵抗値であるＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）を介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ１〜ｔ２）。

ゲート電圧が時間と共に上昇し、電圧検出回路８００，９００，１０００により、このゲート電圧が検出される。ゲート電圧が上昇し、予め定めた電圧Ｖｓｐ（３）に到達したことを電圧検出回路が検出すると（ｔ２）、制御回路部６００は駆動回路３００を遮断する。これにより、電源電圧Ｖは、駆動回路２００に接続された抵抗Ｒａを介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ２〜ｔ３）。この抵抗Ｒａの抵抗値は、抵抗Ｒｂの抵抗値より大きく設定されている。この予め定めた電圧Ｖｓｐ（３）は、各々のＩＧＢＴの特性によって決定されるが、少なくとも当該ＩＧＢＴのミラー期間中のゲート電圧値よりも大きく設定される。

一方、オンゲート入力信号Ｖｉｎが入力されてからのゲート電圧は、電圧変化率検出回路７００に入力されており、この電圧変化率検出回路７００によってゲート電圧の変化率が検出される。前述のように、このゲート電圧変化率に基づいて、ゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知する。具体的には、ターンオフ動作に入り、ゲート電圧が下降し始める期間（ｔ１〜ｔ２）におけるゲート電圧変化率（ｄＶ１）を１００％とした場合に、例えば、そのゲート電圧変化率（ｄＶ１）の３０％程度までゲート電圧変化率が減少したときに（ｄＶ２）、ＩＧＢＴ１００のミラー期間であると判定することができる。なお、ミラー期間の判定に際し、ゲート電圧変化率の減少率は、各々のＩＧＢＴの特性によって決定され、使用されるＩＧＢＴに合せて、ゲート電圧変化率の閾値を設定することができる。

一方、図７（ｂ）に示されるように、ミラー期間（期間５）のように、あらかじめ定めた基準電圧（Ｖｓｐ（２））よりゲート電圧が大きい場合には、コレクタ電流が大きくなる（期間５後半から期間６における電流）。コレクタ電流が大きいため、ノイズ等により誤動作及び素子破壊等を招く恐れがある。そこで、もともとノイズ発生の可能性が高い場合には、積極的にノイズの発生を抑制するために、ミラー期間（期間２）中のゲート抵抗を大きくする。図７（ａ）の場合と同様に、ミラー期間を精度良く検出することが求められるが、本実施形態では、このゲート抵抗を切り換えるタイミングであるミラー期間（期間５）を検出する為に、電圧変換率検出回路７００によりゲート電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ値）を用いている。

具体的に図７（ｂ）に示される波形に基づいて、本実施例に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを説明する。ここで、オンゲート入力信号Ｖｉｎが入力されてから（ｔ１）、ミラー期間に到達するまでは、図７（ａ）の説明と同様である。

一方、前述のように、ゲート電圧変化率に基づいて、ゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知し（ｔ３）、その時のゲート電圧が、予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）より大きいときは、コレクタ電流が大きくなるためノイズが発生する可能性が高い。そこで積極的にノイズ発生を抑制するために、ミラー期間（期間５）中のゲート抵抗値を大きく、すなわち、Ｒａのまま維持する（ｔ３〜ｔ４）。

なお、図７に説明した実施形態では、ゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より小さいときにゲート抵抗を小さくし、ゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より大きいときはゲート抵抗を大きくしたが、その逆の関係であってもよい。ＩＢＧＴの特性によっては、ゲート電圧が基準電圧Ｖｓｐ（２）より小さいときに、ノイズが発生しやすい場合もあるため、その場合には積極的にノイズ発生を抑制するために、ゲート抵抗を大きくする。この場合でも、より精度良く、ミラー期間を検出する必要があるので、ゲート電圧変化率に基づいてゲート抵抗の切り換えタイミングであるミラー期間を検知する。

図８は、電圧変化率検出回路７００によるゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。本図におけて、（Ａ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗しなかった場合を示し、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合を示す。図５と同一の符号を用いたものは、図５の説明と同様である。

具体的には、オンゲート入力信号ＶｉｎにＬｏｗ信号が入力されると（ｔ１）、ＩＧＢＴ１００がターンオン動作に入り、ゲート電圧が上昇し始める（ｔ１〜ｔ２）。このとき、駆動回路２００と駆動回路３００が導通しており、電源電圧Ｖが、抵抗Ｒａより低い抵抗値であるＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）を介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ１〜ｔ２）。

ゲート電圧が時間と共に下降し、電圧検出回路８００，９００，１０００により、このゲート電圧が検出される。ゲート電圧が下降し、予め定めた電圧Ｖｓｐ（３）に到達したことを電圧検出回路が検出すると（ｔ２）、一先ず制御回路部６００は駆動回路３００を遮断する。図７にて説示したように、この予め定めた電圧Ｖｓｐ（３）は、各々のＩＧＢＴの特性によって決定されるが、少なくとも当該ＩＧＢＴのミラー期間中のゲート電圧値よりも小さく設定される。

そこで、本実施形態では、ゲート電圧が予め定めた電圧Ｖｓｐ（３）に到達した時点（ｔ２）で一先ずゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａに変更する。そして、電圧変化率検出回路７００がｄＶ２を検出するまでは、ミラー期間を正しく検出できないので、ゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａのままで維持する。これにより、もともとノイズ発生の可能性が高い場合には、少々のスイッチング損失を犠牲にしても、ノイズ等により誤動作及び素子破壊等を招く可能性を低減し、信頼性向上を図っている。

図９は、電圧変化率検出回路７００によるゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形である。本図におけて、（Ａ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗しなかった場合を示し、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率及びゲート抵抗は、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合を示す。図６と同一の符号を用いたものは、図６の説明と同様である。

具体的には、オンゲート入力信号ＶｉｎにＬｏｗ信号が入力されると（ｔ１）、ＩＧＢＴ１００がターンオフ動作に入り、ゲート電圧が下降し始める（ｔ１〜ｔ２）。このとき、駆動回路２００と駆動回路３００が導通しており、電源電圧Ｖが、抵抗Ｒａより低い抵抗値であるＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）を介してＩＧＢＴゲートに印加される（ｔ１〜ｔ２）。

ゲート電圧が時間と共に上昇し、電圧検出回路８００，９００，１０００により、このゲート電圧が検出される。ゲート電圧が下降し、予め定めた電圧Ｖｓｐ（３）に到達したことを電圧検出回路が検出すると（ｔ２）、制御回路部６００は駆動回路３００を遮断する。

ここでは、図７（ｂ）に示したようにゲート電圧が、予め定めた電圧Ｖｓｐ（２）より大きくなった場合を想定している。したがって、ノイズ発生を抑制するためにｔ３〜ｔ４の期間では、ゲート抵抗を抵抗Ｒａのまま維持している。

そこで、（Ｂ）に係るゲート電圧変化率検出失敗時のように、電圧検出回路８００，９００，１０００が、ゲート電圧がＶｓｐ（１）に到達したことを検出したときに、ゲート電圧変化率の検出に関係なく、ゲート抵抗を大きい抵抗値Ｒａから小さい抵抗値ＲａＲｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）に変更する（ｔ６）。これにより、ゲート抵抗が長期間大きい抵抗値Ｒａを維持することを防止して、スイッチング損失の低減を図っている。

図１０は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図を示す。

図１０に示すように、筐体１２の中ほどに冷却水流路１９が設けられ、前記冷却水流路１９の上部には流れの方向に並んで２組の開口が形成されている。前記２組の開口がそれぞれインバータ装置１４２で塞がれる様に２個のインバータ装置１４２が前記冷却水流路１９の上面に固定されている。各インバータ装置１４２には放熱のためのフィンが設けられており、各インバータ装置１４２のフィンはそれぞれ前記冷却水流路１９の開口から冷却水の流れの中に突出している。

前記冷却水流路１９の下側にはアルミ鋳造を行いやすくするための開口４０４が形成されており、前記開口はカバー４２０で塞がれている。また前記冷却水流路１９の下側には補機用のインバータ装置４３が取り付けられている。前記補機用のインバータ装置４３は、インバータ回路１４４と同様の回路が内蔵されており、前記インバータ回路１４４を構成しているパワー半導体素子を内蔵したインバータ回路を有している。補機用のインバータ装置４３は前記内蔵している前記インバータ回路の放熱金属面が前記冷却水流路１９の下面に対向するようにして、前記冷却水流路１９の下面に固定されている。

さらに前記冷却水流路１９の下部に放熱作用を為す下部ケース１６が設けられ、前記下部ケース１６にはコンデンサモジュール５００が、コンデンサモジュール５００の金属材からなるケースの放熱面が前記下部ケース１６の面に対向するようにして前記下部ケース１６の面に固定されている。この構造により冷却水流路１９の上面と下面とを利用して効率良く冷却することができ、電力変換装置全体の小型化に繋がる。

入出口配管１３，１４からの冷却水が冷却水流路１９を流れることによって、併設されている２個のインバータ装置１４２が有する放熱フィンが冷却され、前記２個のインバータ装置１４２全体が冷却される。冷却水流路１９の下面に設けられた補機用のインバータ装置４３も同時に冷却する。

さらに冷却水流路１９が設けられている筐体１２が冷却されることにより、筐体１２の下部に設けられた下部ケース１６が冷却され、この冷却によりコンデンサモジュール５００の熱が下部ケース１６および筐体１２を介して冷却水に熱的伝導され、コンデンサモジュール５００が冷却される。

インバータ装置１４２の上方には制御回路基板２０と駆動回路基板２２とが配置され、駆動回路基板２２にはドライバ回路１７４が搭載され、制御回路基板２０にはＣＰＵを有する制御回路１７２が搭載される。また、駆動回路基板２２と制御回路基板２０の間には金属ベース板１１が配置され、金属ベース板１１は両基板２２，２０に搭載される回路群の電磁シールドの機能を奏すると共に駆動回路基板２２と制御回路基板２０とが発生する熱を逃がし、冷却する作用を有している。このように筐体１９の中央部に冷却水流路１９を設け、その一方の側に車両駆動用のインバータ装置１４２を配置し、また他方の側に補機用のインバータ装置４３を配置することで、少ない空間で効率良く冷却でき、電力変換装置全体の小型化が可能となる。また筐体中央部の冷却水流路１９の主構造を筐体１２と一体にアルミ材の鋳造で作ることにより、冷却水流路１９は冷却効果に加え機械的強度を強くする効果がある。またアルミ鋳造で作ることで筐体１２と冷却水流路１９とが一体構造となり、熱伝導が良くなり冷却効率が向上する。

駆動回路基板２２には、金属ベース板１１を通り抜けて、制御回路基板２０の回路群との接続を行う基板間コネクタ２３が設けられている。また、制御回路基板２０には外部との電気的接続を行うコネクタ２１が設けられている。コネクタ２１により電力変換装置の外の、例えばバッテリ１３６として車に搭載されているリチウム電池モジュールとの信号の伝送が行われ、リチウム電池モジュールから電池の状態を表す信号やリチウム電池の充電状態などの信号が送られてくる。前記制御回路基板２０に保持されている制御回路１７２との信号の授受を行うために前記基板間コネクタ２３が設けられており、図示を省略しているが信号線１７６が設けられ、この信号線１７６と基板間コネクタ２３を介して制御回路基板２０からインバータ回路のスイッチングタイミングの信号が駆動回路基板２２に伝達され、駆動回路基板２２で駆動信号であるゲート駆動信号を発生し、インバータ回路のゲート電極にそれぞれ印加される。

筐体１２の上部と下部には開口が形成され、これら開口はそれぞれ上部ケース１０と下部ケース１６が例えばネジ等で筐体１２に固定されることにより塞がれる。筐体１２の中央に冷却水流路１９が設けられ、前記冷却水流路１９にインバータ装置１４２やカバー４２０を固定する。このようにして冷却水流路１９を完成させ、水路の水漏れ試験を行う。水漏れ試験に合格した場合に、次に前記筐体１２の上部と下部の開口から基板やコンデンサモジュール５００を取り付ける作業を行うことができる。このように中央に冷却水流路１９配置し、次に前記筐体１２の上部と下部の開口から必要な部品を固定する作業が行える構造を為しており、生産性が向上する。また冷却水流路１９を最初に完成させ、水漏れ試験の後その他の部品を取り付けることが可能となり、生産性と信頼性の両方が向上する。

ハイブリッド電気自動車の制御ブロックを示す図である。インバータ回路部１４０，インバータ装置１４２の電気回路構成の説明図である。本実施形態に係るＩＧＢＴ１００の駆動装置のブロック構成図である。本実施形態に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形図である（ターンオン時）。本実施形態に係る、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形図である（ターンオン時）。本実施形態に係る、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形図である（ターンオン時）。本実施形態に係るゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形図である（ターンオフ時）。本実施形態に係る、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形図である（ターンオフ時）。本実施形態に係る、ゲート電圧の変化率の検出に失敗した場合におけるゲート抵抗の切り換えタイミングを示す波形図である（ターンオフ時）。本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図である。

符号の説明

１電力変換装置
４３，１４２インバータ装置
１００ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）
１１０ハイブリッド電気自動車
１１２前輪
１１４前輪車軸
１１６前輪側デファレンシャルギア
１１２変速機
１２０エンジン
１２２動力分配機構
１３６バッテリ
１４０インバータ回路部
１５０上下アーム直列回路
１５６ダイオード
１７０制御部
１７２制御回路
１７４ドライバ回路
１７６信号線
１９２，１９４モータジェネレータ
２００，３００駆動回路
４００，４１０抵抗
５００コンデンサモジュール
６００制御回路部
７００電圧変化率検出回路
８００，９００，１０００電圧検出回路
Ｖｉｎオンゲート入力信号

Claims

電圧駆動型のスイッチング素子用駆動装置であって、
前記スイッチング素子のゲート電極に電気的に接続され、かつ該ゲート電極にゲート電圧を印加するための駆動回路部と、
前記ゲート電極に印加されたゲート電圧を検出する電圧検出部と、
前記ゲート電極に印加されたゲート電圧の変化率を検出する電圧変化率検出部と、
前記電圧検出部の検出結果及び前記電圧変化率検出部による検出結果に基づいて、前記駆動回路部を制御し、前記ゲート電極に印加されるゲート電圧を変化させるように前記駆動回路部を制御する制御回路部と、
前記駆動回路部と前記スイッチング素子のゲート電極との間に電気的に接続された複数のゲート抵抗手段と、を備え、
前記制御回路部は、
前記スイッチング素子に通電する主電流を非通電状態から通電状態にするためのゲートオン信号又は該主電流を通電状態から非通電状態にするためのゲートオフ信号の受信後に、前記電圧検出部が検出するゲート電圧を予め定めた第１基準電圧と比較し、該比較結果に基づき、実効ゲート抵抗値が前記ゲートオン信号の受信前より大きい第１実効ゲート抵抗値となるように、前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態を変更し、
前記ゲート抵抗手段の接続状態を変更後に、前記ゲート電圧と前記第１基準電圧より大きい第２基準電圧との比較結果及び前記電圧変化率検出部の検出結果に基づき、前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態をさらに変更するか否かを判断する判断部を有するスイッチング素子用駆動装置。
請求項１に記載のスイッチング素子用駆動装置であって、
前記判断部は、前記ゲート電圧が前記第２基準電圧より小さく、かつ前記電圧変化率検出部の検出結果が所定の電圧変化率より小さいとき、前記実効ゲート抵抗値を前記第１実効ゲート抵抗値より小さくなるように、前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態を変更すると判断し、前記制御回路部は該判断結果に基づき前記駆動回路を制御するスイッチング素子用駆動装置。
請求項１に記載のスイッチング素子用駆動装置であって、
前記判断部は、前記ゲート電圧が前記第２基準電圧より大きく、かつ前記電圧変化率検出部の検出結果が所定の電圧変化率より小さいとき、前記実効ゲート抵抗値を前記第１実効ゲート抵抗値に維持又は大きくなるような前記ゲート抵抗手段の電気的接続状態に変更すると判断し、前記制御回路部は該判断結果に基づき前記駆動回路を制御するスイッチング素子用駆動装置。
請求項１ないし３に記載のいずれかのスイッチング素子用駆動装置を備えた車両用インバータ装置であって、
前記スイッチング素子はＩＧＢＴであり、
前記ＩＧＢＴが直列接続された複数の上下アームが並列に接続されることによって構成されたインバータ回路を備える車両用インバータ装置。