JP5075475B2 - 送信信号発生器及びそれを用いたレーダ送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、送信信号を発生する送信信号発生器及びそれを用いたレーダ送信装置に関する。

近年、電波の利用が増大する中にあって、他機器との間で効率的に周波数を利用するために、レーダの狭帯域化を行うことが強く求められている。

それと同時に、レーダのスプリアス成分を可能な限り抑制することも国際的な課題となっている。このように、レーダの狭帯域化やスプリアス成分低減のための技術を開発することによって、より狭い周波数帯域幅でレーダが運用できるようになれば、周波数資源の逼迫解消に貢献できる。

これらの課題に対する解決策の一つとして、低電力のパルス圧縮レーダの実用化が挙げられる。

特許文献１には、パルス圧縮方式を採用したレーダ信号処理装置が示されている。このレーダ信号処理装置は、チャープ信号（線形ＦＭ変調信号）を送信信号として相対的に移動する移動目標に向けて送信し、移動目標によって反射された反射信号を受信信号として受信後、その受信信号から目標の移動に起因するドップラ成分を抽出し、この抽出されたドップラ成分に基づき移動する目標を検出する。

このようなパルス圧縮方式は、長パルス内を変調した信号で送信し、受信後にパルス内変調信号に適合するパルス圧縮フィルタを介してＳ／Ｎ比（Signal to Noise Ratio：以降、ＳＮＲ）が改善された短パルス信号を得るものであり、探知距離の延伸、高い距離分解能の実現、干渉・妨害波抑圧に有効などの利点から多くのレーダに適用されている。
特開平４−３５７４８５号公報

上記のパルス圧縮型レーダ装置においては、送信信号としてチャープ信号や位相符号変調信号などが用いられているが、これらの信号は、パルス圧縮後のサイドローブが低い反面、スペクトルが広く、かつスプリアス成分も多い。

スプリアス成分を低減するために、送信信号の波形のエッジ部分をテーパ処理することが検討されているが、スプリアス成分を抑制すればするほど、レンジ分解能などレーダの基本特性を損なわれ、信号レベルが低下してしまう。

このようなトレードオフの関係は完全には解消できないものの、実現すべきスプリアスレベルに対して信号レベルを維持しつつ達成可能な狭帯域化の限界を示すことは可能であると思われる。しかし、それを示した従来手法はなく、実現可能な性能限界が不明な状態であった。

本発明の課題は、送信信号のスプリアス成分を抑制できるとともに、当該送信信号の中心周波数の信号レベルを最大とするような送信信号発生器及びそれを用いたレーダ送信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明の送信信号発生器は、入力信号に対して、中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとし、同時に当該中心周波数に対するＳＮＲを最大とするような窓関数を生成する窓関数演算部と、窓関数演算部で生成された窓関数に基づいて振幅変調を加えた送信信号を発生する送信信号発生部とを備えた送信信号発生器において、前記窓関数演算部は、フーリエ変換行列Ｑの行要素の一部をすべてゼロにした行列Ｑ _ｍ と、前記フーリエ変換行列Ｑの列要素の一部をすべてゼロとした行列Ｑ _ｓ と、前記フーリエ変換行列Ｑの逆行列

とを乗算した行列

に対して、Ｈ＝ｕ ^* ｛（ｕ ^Ｔ ｕ ^* ） ^−１ ｝ｕ ^Ｔ （ここで、Ｈは窓関数、*は複素共役、Ｔは転置を示す）によって前記窓関数を算出するものであって、前記送信信号発生部は、前記中心周波数に相当する入力信号のサンプル値系列に対して位相反転した信号系列を前記窓関数に乗算することを特徴とする。

本発明の送信信号発生器によれば、中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとし、同時に中心周波数に対する出力Ｓ／Ｎを最大とするような窓関数に基づいて振幅変調を加えた送信信号を発生するので、スプリアス成分を抑制するとともに、中心周波数の信号レベルを最大とすることができる。したがって、この送信信号発生器をレータシステムの送信装置に適用すれば、レーダの狭帯域化を実現することができる。

以下、本発明の実施形態に係る送信信号発生器を、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る送信信号発生器が適用されるレーダ装置の概要を示すブロック図である。

このレーダ装置は、送信信号発生器１０、Ｄ／Ａ変換部１１、ローカル発振器１２、送信側ミキサ１３、送信信号増幅器１４、サーキュレータ１５、空中線１６、受信信号増幅器１７、受信側ミキサ１８、Ａ／Ｄ変換部１９、パルス圧縮処理部２０、周波数分析処理部２１および目標検出処理部２２から構成されている。

送信信号発生器１０は、デジタル信号（パルス信号）としての送信信号を生成し、Ｄ／Ａ変換部１１に送る。Ｄ／Ａ変換部１１は、送信信号発生器１０からの送信信号をアナログ信号に変換して送信側ミキサ１３に送る。ローカル発振器１２は、ローカル周波数を有するローカル信号を生成し、送信側ミキサ１３および受信側ミキサ１８に送る。送信側ミキサ１３は、Ｄ／Ａ変換部１１からの送信信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより送信信号を高周波信号に変換し、送信信号増幅器１４に送る。

送信信号増幅器１４は、送信側ミキサ１３からの高周波信号を所定の信号レベルまで増幅し、サーキュレータ１５に送る。サーキュレータ１５は、送信信号増幅器１４からの高周波信号を空中線１６に出力するか、空中線１６からの受信信号を受信信号増幅器１７に出力するかを切り替える。

空中線１６は、例えばアレイアンテナ等から構成されており、送信信号増幅器１４からサーキュレータ１５を介して送られてくる高周波信号を目標に向けて送信するとともに、目標からの反射波を受信し、受信信号としてサーキュレータ１５へ送る。

受信信号増幅器１７は、空中線１６からサーキュレータ１５を介して送られてくる受信信号を低雑音で増幅し、受信側ミキサ１８に送る。受信側ミキサ１８は、受信信号増幅器１７からの受信信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより受信信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換し、Ａ／Ｄ変換部１９に送る。Ａ／Ｄ変換部１９は、受信側ミキサ１８からのＩＦ信号をデジタル信号に変換し、パルス圧縮処理部２０に送る。

周波数分析処理部２１は、パルス圧縮処理部２０で圧縮処理された信号をフーリエ変換することにより、時間領域のデータを周波数領域のデータに変換する。そして、目標の相対速度を検出するために受信信号を目標の速度成分であるドップラ成分に分解する。目標検出処理部２２は、周波数分析処理部２１からのドップラ成分を抽出することにより、移動目標を抽出する。

次に、本実施形態に係る送信信号発生器１０の詳細を説明する。

図２は、送信信号発生器１０の詳細な構成を示すブロック図である。送信信号発生器１０は、窓関数演算部３１と送信信号発生部３２とから構成されている。

窓関数演算部３１は、入力信号（位相変調された矩形状パルス）に対して、中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとし、同時に当該中心周波数に対するＳＮＲを最大とするような窓関数Ｈを生成し、生成した窓関数Ｈを送信信号発生部３２に送る。窓関数演算部３１の詳細は後述する。

送信信号発生部３２は、窓関数演算部３１から送られてきた窓関数Ｈによって、入力信号の振幅を変調した送信信号を生成する。

以下、窓関数演算部３１における窓関数Ｈの導出を中心に、送信信号の生成方法を説明する。

＜スプリアスフリーとなる送信信号形成原理＞
以下に、スプリアスフリーという拘束条件の下で最小のフィルタ損失を理論的に実現する窓関数Ｈの算出方法を示す。

まず、送信パルスをサンプリングしたデータに相当する重みベクトルＷを

と書くことにする。

ここで、添え字“Ｎ_f”は、ある開口時間に対する送信パルスの全サンプル数を表す。

そして、このデータに対する周波数スペクトルを、周波数軸上の各周波数（離散的サンプル点）における出力を要素とするスペクトルパターンのベクトルｙとして、

と書くことにする。

このとき、重みベクトルＷと周波数ベクトルｙとの間には、

の関係が成り立つ。ここで、”Ｑ”は高速フーリエ変換行列（ＦＦＴ行列）を表し、n,k=1,2,...,N_fである。なお、上で定義した“Ｎ_f”は、ＦＦＴのポイント数をも表す。また、式(3)の添え字“Ｔ”は転置を表す。

式(4)から、逆高速フーリエ変換行列（ＩＦＦＴ行列）を

のように算出できる。ここで、“＊”は複素共役を表す。

なお、式(3)で算出したスペクトルパターンと入力パルスのスペクトルパターンとを畳み込んだ結果が観測されるスペクトルパターンとなる。

ここで、レンジ分解能など所定の基本性能を満足できる送信パルス幅を有効データとし、それが図３に示すように重みベクトルＷの中央領域に存在するものとする。

このとき、スプリアス周波数領域からの出力をゼロとし、かつ中心周波数のＳＮＲを最大とする重みベクトルＷ_mは、

と書くことができる。ここで、“Ｓ”は中心周波数を表すステアリングベクトルである。

従って、このステアリングベクトルＳを除いた開口面重みである窓関数Ｈ（定数項を除く）は、

と表される。

参考のため、以下に、式(7)〜(9)の導出過程を詳述する。

（１）スプリアスフリーとなるフィルタ形成原理
まず、図３に示したように、有効データの外側のデータをゼロとした場合、重みベクトルは、

と書かれる。さらに、中心周波数である周波数フィルタのメインローブから±Ｎ_xまでの周波数サンプル点における出力のみを許容し、他の周波数サンプル点における出力をサイドローブとしてゼロとした周波数ベクトルは、

と書かれる。ここで、Ｋは中心周波数である周波数フィルタ番号である。

このとき、重みベクトルＷ_sと周波数ベクトルｙ_mとの間には、

の関係が成り立つ。

上述したように、この周波数ベクトルｙ_mは、メインローブ近傍以外のすべてのサイドローブが０となるスペクトルパターンを示すものであるので、式(3)において、ｙ＝ｙ_mとした式

を満たす重みベクトルＷ＝Ｗ_mが目的とする重みベクトルとなる。式(12)を式(14)に対する拘束条件と見なすと、

が得られる。これより、求めるべき重みベクトルＷ_mは

と書くことができる。

（２）フィルタ出力最大化の原理
ＳＮＲとは、出力信号の中に含まれるノイズの割合を示す数値（単位：dB）であり、いまの場合、

と表される。“Ｓ”は、周波数フィルタの中心周波数に相当する入力信号のサンプル値系列を表すベクトルであり、

と書かれる。

上記の拘束条件（サイドローブフリー条件）の下で、式(17)で表されるＳＮＲを最大とする重みベクトルＷ_mを求めるために、恒等式

を導入する。

これより、

を得る。

式(22)を用いると、式(16)は、

のように変形することができる。このとき、式(17)の分母（ノイズ出力）は、

のように変形される。同様に、式(17)の分子（信号出力）は、

のように変形することができる。

ここで、再定義された以下のベクトル

と、任意のベクトルＦ，Ｇに対するSchwartzの不等式

を式(17)に対して適用すると、式(17)は以下のように変形される：

ＳＮＲが最大となるのは式(31)において等号が成立するときであり、そのための条件は、

として与えられる。ここで、αは定数である。

（３）サイドローブフリー・フィルタ係数の導出結果
式(32)に式(29)を代入することにより、

を得る。式(33)を式(16)に代入すれば、求めるべき重みベクトルＷ_mは、

として得られる。

このようにして得られた窓関数Ｈは、初期設定した有効データ数にほぼ相当するフィルタ帯域幅を持ち、サイドローブフリー条件の下でＳＮＲを最大とする重み行列である。また、以上の計算過程から明らかなように、上記の計算は収束演算によらず直接算出可能である。

このようにして得られた窓関数Ｈを用いれば、入力信号から、中心周波数のＳＮＲを最大にしつつ、スプリアス成分を抑制した送信信号を得ることが可能となる。つまり、本発明の送信信号発生器１０によれば、中心周波数の信号損失を最小としたことで信号レベルが確保できると共に、周波数帯域が狭帯域化されるという効果が得られる。

上記の例では、所定の中心周波数を持つ全データ数Ｎ_fの入力信号の波形を原波形とし、当該原波形をステアリングベクトルＳとして設定した上で窓関数Ｈを適用することで、送信信号に相当する重みベクトルＷを生成したわけだが、上記の手順で予め算出した窓関数を記憶部（図示せず）に記憶させておくことも可能である。

また、一定周波数の信号を原波形として使用することも可能であるし、チャープ信号などのような周波数変調を施された波形を原波形として使用することもできる。さらに、このように窓関数によって振幅変調された波形をパルス毎に位相変調した複数のパルス列を連続的もしくは間欠的に送信することも可能である。

このように、本実施形態の送信信号発生器１０は、入力信号の中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロにすると共に、中心周波数に対する出力ＳＮＲを最大とする窓関数を算出する窓関数演算部３１と、この算出された窓関数に基づいて、入力信号の振幅を包絡線形状に変調させた送信信号を発生する送信信号発生部３２とを備えた。

このため、スプリアス成分を抑制すると共に、中心周波数の信号レベルを最大とした送信信号を発生することができる。

また、送信信号を直接発生することが困難な場合には、送信信号発生器１０の送信信号をより高い周波数に周波数変換することで、必要な中心周波数へ変換することも可能である。このような周波数変換を可能とするレーダ送信装置の構成を図４に示す。図４は、上記実施形態に係る送信信号発生器を適用したレーダ送信装置の構成を示すブロック図である。

レーダ送信装置４０は、図１に示す送信信号発生器１０としての中間周波数信号（ＩＦ信号）発生器１０ａと、ローカル信号を発生するローカル信号発生器３１と、周波数変換器３３と、高周波数信号送信器３５とを有する。周波数変換器３３は、ＩＦ信号発生器１０ａの出力信号をローカル信号により出力信号の周波数よりも高い周波数信号に周波数変換（アップコンバート）し、高周波数信号送信器３５は、周波数変換器３３で周波数変換された周波数信号を送信する。

レーダ送信装置４０は、上記実施形態に係る送信信号発生器１０ａを適用したことによって、入力信号の中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとすると共に、中心周波数に対する出力ＳＮＲを最大とする窓関数に基づいて入力信号の振幅を変調させた送信信号を発生するので、スプリアス成分を抑制するとともに、中心周波数の信号レベルを最大とすることができる。このようなレーダ送信装置は、レーダシステムの送信装置などに適用することができる。

産業上の利用分野

本発明は、レーダシステムの送信装置などにおいて送信信号を発生する送信信号発生器に利用することができる。

本発明の実施形態に係る送信信号発生器が適用されるレーダ装置の概要を示すブロック図である。 上記実施形態に係る送信信号発生器の構成を示すブロック図である。 上記実施形態に係る送信信号発生器における有効データ数を説明するための図である。 上記実施形態に係る送信信号発生器を有するレーダ送信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０ 送信信号発生器
３１ 窓関数演算部
３２ 送信信号発生部

Claims (6)

1. 入力信号の中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとすると共に、前記中心周波数に対する出力Ｓ／Ｎ比を最大とする窓関数を生成する窓関数演算部と、
   前記窓関数演算部で生成された窓関数に基づいて、前記入力信号の振幅を変調した送信信号を発生する送信信号発生部と、
   を備えた送信信号発生器において、
   前記窓関数演算部は、フーリエ変換行列Ｑの行要素の一部をすべてゼロにした行列Ｑ _ｍ と、前記フーリエ変換行列Ｑの列要素の一部をすべてゼロとした行列Ｑ _ｓ と、前記フーリエ変換行列Ｑの逆行列
   

   

   とを乗算した行列
   

   

   に対して、
   Ｈ＝ｕ^*｛（ｕ^Ｔｕ^*）^−１｝ｕ^Ｔ
   （ここで、Ｈは窓関数、*は複素共役、Ｔは転置を示す。）
   によって前記窓関数を算出するものであって、
   前記送信信号発生部は、前記中心周波数に相当する入力信号のサンプル値系列に対して位相反転した信号系列を前記窓関数に乗算することを特徴とする送信信号発生器。
2. 前記入力信号は、前記中心周波数と同一の周波数の無変調パルス信号であることを特徴とする請求項１記載の送信信号発生器。
3. 前記送信信号発生部は、前記振幅変調されたパルス信号に対して、パルス毎に位相変調を加えた複数のパルス列を前記送信信号として生成することを特徴とする請求項２記載の送信信号発生器。
4. 前記入力信号は、前記中心周波数を含む周波数変調されたパルス信号であることを特徴とする請求項１記載の送信信号発生器。
5. 前記周波数変調は、チャープ信号による変調であることを特徴とする請求項４記載の送信信号発生器。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の送信信号発生器と、
   前記送信信号発生器の出力信号をローカル信号により前記出力信号の周波数よりも高い周波数信号に周波数変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部で周波数変換された高周波数信号を送信する信号送信部と、
   を備えたことを特徴とするレーダ送信装置。

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