JP5116522B2

JP5116522B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP5116522B2
Application number: JP2008066788A
Authority: JP
Inventors: 大介滑川
Original assignee: Alpine Electronics Inc
Current assignee: Alpine Electronics Inc
Priority date: 2008-03-14
Filing date: 2008-03-14
Publication date: 2013-01-09
Anticipated expiration: 2028-03-14
Also published as: JP2009225555A

Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、特に直流出力電圧をフィードバックしながら、直流入力電圧を変換した直流出力電圧を出力する昇圧用のスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置として、直流出力電圧（以下、単に出力電圧とも称す）をフィードバックするＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧・降圧を問わず広く使用されている。このようなスイッチング電源装置は、直流入力電圧（以下、単に入力電圧とも称す）が変動しても出力電圧を一定にするための手段として広く一般的に用いられている。このうち、昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータとしてはトランスを使用しないものと使用するものとに分類される。

図６はトランスを使用しない昇圧用のスイッチング電源装置の基本回路構成を示す図である。トランスを使用しない昇圧用のスイッチング電源装置は、インダンタ２、ＦＥＴ（半導体スイッチ）３、ダイオード４の３点を基本構成としたスイッチング出力回路を有して構成される。入力電圧はインダクタ２で昇圧され、ダイオード４を介して出力電圧として出力される。出力電圧はコンデンサ５で平滑にされる。ＰＷＭコントローラ１はＦＥＴ３のオン・オフを制御する。ＰＷＭコントローラ１には出力電圧がフィードバックされ、ＰＷＭコントローラ１はＦＥＴ３のオン・オフを制御するにあたって、Ｄｕｔｙ制御を行う。これにより出力電圧が略一定に維持される。

このようなスイッチング電源装置は、例えば図７に示すようにオーディオ用ＡＭＰ（アンプ）に用いられる。このうち、図７（ａ）はスピーカ６に接続された片側電源動作ＡＭＰ７Ａに図６に示すスイッチング電源装置を適用した回路の例を示しており、図７（ｂ）はスピーカ６に接続された両側電源動作ＡＭＰ７Ｂに図６に示すスイッチング電源装置を適用した回路の例を示している。両側電源動作ＡＭＰ７Ｂに図６に示すスイッチング電源装置を適用した場合には、図示のように負電圧用電源８が接続される。なお、図７ではＰＷＭコントローラ１は図示省略している。

一方、トランスを使用する昇圧用のスイッチング電源装置の基本回路構成は例えば図８に示すようなものとなっている。トランスを使用する場合には、スイッチング電源装置はトランス９、ＦＥＴ３、ダイオード４の３点を基本構成としたスイッチング出力回路を有して構成される。この場合、トランス９の巻き方やダイオード４との接続の仕方によって複数の電圧出力や負側の反転された電圧を作成することもできる。

このようなスイッチング電源装置の特徴としては、まずＦＥＴ３のスイッチングによって昇圧後の電圧をコントロールできることが挙げられ、さらに出力電圧をフィードバックすることで入力電圧によらず出力電圧を略一定に維持できることが挙げられる。なお、スイッチング電源装置に関し、本発明と関連性があると考えられる技術が例えば特許文献１で提案されている。

特開２００４−１２０９８２号公報

上述のスイッチング電源装置は例えば車載機（具体的には例えばオーディオ装置やナビゲーション装置やＤＶＤプレイヤーなどのエンターテイメント製品）に用いられる。この点、車載機には通常、動作電圧が規定されており、その動作電圧の範囲内での動作が保証されている。なお、動作電圧は具体的には多くの車載機で９Ｖから１６Ｖまでとなっている。
これに対して車載機に上述のスイッチング電源装置を適用した場合には、動作電圧の範囲内において常に略一定の出力電圧を容易に作成することができる。

しかしながら、車載機に上述のスイッチング電源装置を適用した場合には、以下のような問題がある。例えばオーディオＡＭＰ等ではオーディオ性能としてＳｐｅｃを定義するが、その中で特定の入力電圧に対する最大出力を規定する。なお、特定の入力電圧は具体的には１３Ｖから１４．４Ｖまでの間の大きさに設定されることが多い。そして従来のｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ電源装置（電圧をフィードバックすることができるＰＷＭスイッチング電源装置の一つ）においては最大出力のＳｐｅｃに規定された特定の入力電圧では出力電圧を維持できるように、且つそれ以下の入力電圧では出力電圧が低下していくようにトランスの巻き数比を設定していた。

具体的には例えば性能に必要な出力電圧を３９Ｖとした場合、特定の入力電圧を１３Ｖとしてトランスの巻き数比を設定する。これに対して、出力電圧と入力電圧の電圧比はトランスの巻き数比と同等になるため、電圧比はおよそ３：１となる。
そしてこのトランスを使用する場合、入力電圧が下がったときには、出力電圧も電圧比３：１で低下する。具体的には例えば１０Ｖの入力電圧では出力電圧は３０Ｖとなる。すなわち従来のｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ電源装置では、性能に必要な出力電圧をたとえ３９Ｖに設定していても、入力電圧が特定の入力電圧である１３Ｖよりも低い場合には出力電圧のフィードバックが機能しなくなるようになっていた。

なお、このように設計する理由は例えば電源方式に起因する効率や、電源装置のサイズ等の制約を考慮した結果という面もあるが、このような設計には、入力電圧が最大出力規定で規定した特定の入力電圧よりも低くなった場合には、ＡＭＰへの供給電圧（出力電圧）を低くすることでＡＭＰの最大出力を制限できるという効果があった。図９はｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ電源装置が適用されたＡＭＰにおいて、ＡＭＰの最大出力が制限される様子を模式的に示したものである。図９に示すように、出力電圧が低下すれば、オーディオ出力の最大振幅が狭まり、必然的に最大出力が制限されることになる。

これに対して前述のスイッチング電源装置を用いた場合には、出力電圧が略一定になるため、９Ｖから１６Ｖまでの間の大きさの入力電圧おいて常に最大出力を実現することが可能になる。すなわち、前述のスイッチング電源装置は入力電圧によらず最大出力を実現できるといった点で、メリットを有しているといえる。しかしながらこの場合、例えば最大出力４００ＷのＡＭＰが繋がったスイッチング電源装置を考えると、入力電圧が１４．４Ｖであれば最大出力４００Ｗを実現できる入力側の最大電流はおよそ２７．８Ａで済むことになるが、入力電圧が９Ｖであると最大出力４００Ｗを実現できる入力側の最大電流はおよそ４４．４Ａになってしまうことになる。

そしてこれは車載機には安全保護のためにＦｕｓｅが設定されている点を考慮すると、大きなデメリットになってしまうことを意味する。すなわち、入力電圧によらず車載機の最大出力を実現するためにはＦｕｓｅの容量を上げる必要性が生じてきてしまう一方で、Ｆｕｓｅの容量を上げるか否かの判断は、車載機の安全保護の観点から極めて困難であるため、大きなデメリットになってしまう。
一方、出力電圧をフィードバックせずにＤｕｔｙ比を固定することで、入力電圧と出力電圧との間で比例関係を成立させることも可能ではあるが、この場合には出力電圧のレギュレーションを確保できず、出力電圧が大きく変動してしまう虞があった。

そこで本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、出力電圧をフィードバックすることで出力電圧のレギュレーションを確保しながらも、入力電圧が低下した場合に入力側の最大電流を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置はオン・オフ制御される半導体スイッチにより、直流入力電圧を変換した直流出力電圧を出力する昇圧用のスイッチング出力回路と、前記直流出力電圧が入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力信号と三角波信号とを比較して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ比較器と、を有するとともに、前記ＰＷＭ信号により前記半導体スイッチのオンあるいはオフを制御するスイッチング電源装置であって、前記誤差増幅器にさらに前記直流入力電圧を入力するとともに、前記誤差増幅器で前記直流出力電圧と前記直流入力電圧とを比較し、前記直流入力電圧が所定値よりも高い場合に、前記直流入力電圧を所定の電圧に制御するとともに、前記直流入力電圧が所定値以下に低下した場合に、前記直流入力電圧が低下するように前記直流入力電圧を制御する入力電圧制御手段を備えることを特徴とする。

また本発明は具体的には例えば前記入力電圧制御手段が、前記直流入力電圧が、前記誤差増幅器に入力される前にツェナーダイオードを介して接地されることで実現される構成である構成であってもよい。

また本発明は具体的には例えば前記入力電圧制御手段が、前記直流入力電圧が、電圧可変レギュレータを介して前記誤差増幅器に入力されることで実現される構成である構成であってもよい。

また本発明は具体的には例えば前記入力電圧制御手段が、さらに前記直流入力電圧が、電子制御装置を介して前記電圧可変レギュレータに入力されることで実現される構成である構成であってもよい。

また本発明は具体的には例えば前記直流入力電圧が、車両が備えるバッテリをメイン電源とする電圧である構成であってもよい。

本発明によれば、出力電圧をフィードバックすることで出力電圧のレギュレーションを確保しながらも、入力電圧が低下した場合に入力側の最大電流を抑制することができるスイッチング電源装置を提供できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面と共に詳細に説明する。

図１は本実施例に係るスイッチング電源装置の回路構成の要部を示す図である。本実施例に係るスイッチング電源装置は図６または図８に示すＰＷＭコントローラ１を図１に示す回路構成と置き換えたものとして構成される。ＩＣ１０はエラーＡＭＰ（誤差増幅器）１１と、コンパレータ（ＰＷＭ比較器）１２とを備えている。なお、ＩＣ１０はエラーＡＭＰ１１を含まない形で構成されてもよく、この場合には別途エラーＡＭＰ１１を増設する形で構成してもよい。

エラーＡＭＰ１１の非反転入力端子（＋）には出力電圧が抵抗Ｒ１およびＲ２によって分圧された上で、入力される。出力電圧は抵抗Ｒ１およびＲ２を介して接地されている。エラーＡＭＰ１１の反転入力端子（−）には入力電圧が抵抗Ｒ３およびＲ４によって分圧された上で、入力される。また入力電圧は抵抗Ｒ６を介した上で、抵抗Ｒ３の手前でツェナーダイオード２０を介して接地されている。これにより入力電圧制御手段が実現され、入力電圧が所定値（ここではツェナー電圧Ｖ１）よりも高い場合には、入力電圧によらず出力電圧を略一定に維持できるようになる。入力電圧は抵抗Ｒ６、Ｒ３およびＲ４を介して接地されている。エラーＡＭＰ１１の出力端子と反転入力端子（−）とは抵抗Ｒ５を介して接続されている。エラーＡＭＰ１１は非反転入力端子（＋）から入力された出力電圧と、反転入力端子（−）から入力された入力電圧とを比較して出力信号を出力する。

コンパレータ１２の負（−）入力端子にはエラーＡＭＰ１１の出力信号が入力される。一方、コンパレータ１２の正（＋）入力端子には三角波が入力される。コンパレータ１２は負（−）入力端子から入力されたエラーＡＭＰ１１の出力信号と、正（＋）入力端子から入力された三角波とを比較してＰＷＭ信号を出力する。なお、図１に示す回路構成に対応する従来回路の例を図１０に参考として示す。従来回路では、一般に図１０に示すようにエラーＡＭＰ１１の反転入力端子（−）に所定のＲｅｆ電圧（例えば５Ｖ）が分圧された上で入力される。図１０に示す回路構成は、前述のＰＷＭコントローラ１に相当する構成となっている。

次にエラーＡＭＰ１１の動作について図２を用いて詳述する。なお、比較のため、図１０に示す従来回路のエラーＡＭＰ１１の動作についても図１１に参考に示す。図２に示すように、エラーＡＭＰ１１の＋側入力（出力電圧）がエラーＡＭＰ１１の−側入力（入力電圧）よりも大きい場合には、Ｄｕｔｙが狭まるエリア（オンのパルス幅が小さくなるエリア）となる。この場合には、Ｄｕｔｙが狭まる結果、出力電圧が低下してエラーＡＭＰ１１の−側入力（入力電圧）と同じ大きさになったところで出力電圧が安定する。一方、エラーＡＭＰ１１の＋側入力（出力電圧）がエラー端子の−側入力（入力電圧）よりも小さい場合には、Ｄｕｔｙが拡がるエリア（オンのパルス幅が大きくなるエリア）となる。この場合には、Ｄｕｔｙが拡がる結果、出力電圧が高まってエラーＡＭＰ１１の−側入力（入力電圧）と同じ大きさになったところで出力電圧が安定する。すなわち、このようにして出力電圧が略一定に維持される。

このとき入力電圧が所定値（ここではツェナー電圧Ｖ１）よりも高い場合には、エラーＡＭＰ１１の−側入力（入力電圧）は所定の電圧（ここではツェナー電圧Ｖ１）となる。したがってこの場合には、出力電圧はツェナー電圧Ｖ１で安定する。一方、入力電圧がツェナー電圧Ｖ１以下の場合には、エラーＡＭＰ１１の−側入力（入力電圧）はツェナー電圧Ｖ１以下の電圧（例えばＶ２）となる。したがって入力電圧が低下した場合には、よりＤｕｔｙが狭まるエリアが大きくなり、この結果、出力電圧がツェナー電圧Ｖ１よりも低い電圧（例えばＶ２）で安定することになる。

これにより最大出力が抑制されるので、入力電圧が低下した場合であっても、入力側の最大電流を抑制することができる。またこのように入力側の最大電流を抑制すれば、出力電圧のフィードバックにより、出力電圧のレギュレーションを確保することもできる。したがって出力電圧が大きく変動してしまうことを抑制できる。さらにこのように入力側の最大電流を抑制すれば、製品全体で部品コストやサイズを小さくすることもできる。

なお、入力電圧をエラーＡＭＰ１１の反転入力端子（−）に入力するにあたっては、図１に示す構成に限られず、例えば以下に示す構成が適用されてもよい。図３乃至図５は入力電圧をエラーＡＭＰ１１に入力する他の回路構成例を示す図である。図３に示すように、入力電圧は例えば電圧可変レギュレータ３０を介して入力してもよい。また図４に示すように、入力電圧は例えば入力電圧を監視するｕ−ＣＯＭ（マイコン）やＤＳＰ等の電子制御装置４０を介した上で、電圧可変レギュレータ３０を介して入力してもよい。

このような構成によっても、入力電圧が所定値よりも高い場合には入力電圧を所定の電圧に制御するとともに、入力電圧が所定値以下に低下した場合には入力電圧が低下するように入力電圧を制御する入力電圧制御手段を実現できる。またスイッチング電源装置で巻き数比の大きいトランスを使用して±電源を作成する場合にあっては、図５に示すように入力電圧は接地される代わりに負側の出力電源に接続されてもよい。またこのように入力電圧を接地する代わりに負側の出力電源に接続してもよいことは、図３、図４などにおいても同様である。

上述した実施例は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。

スイッチング電源装置の回路構成の要部を示す図である。エラーＡＭＰ１１の動作を模式的に示す図である。入力電圧をエラーＡＭＰ１１の反転入力端子（−）に入力するにあたって、電圧可変レギュレータ３０を介して入力電圧をエラーＡＭＰに入力する場合の構成例を一例として示す図である。入力電圧をエラーＡＭＰ１１の反転入力端子（−）に入力するにあたって、入力電圧を監視するｕ−ＣＯＭ（マイコン）やＤＳＰなどの電子制御装置を介した上で、電圧可変レギュレータ３０を介してエラーＡＭＰ１１に入力する場合の構成例を一例として示す図である。入力電圧をエラーＡＭＰ１１の反転入力端子（−）に入力するにあたって、スイッチング電源装置で巻き数比の大きいトランスを使用して±電源を作成する場合の構成例を一例として示す図である。トランスを使用しない昇圧用のスイッチング電源装置の基本回路構成を一例として示す図である。図６に示すスイッチング電源装置をオーディオ用ＡＭＰ７に適用した場合の回路構成を一例として示す図である。トランスを使用する昇圧用のスイッチング電源装置の基本回路構成を一例として示す図である。ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ電源装置が適用されたＡＭＰにおいて、ＡＭＰの最大出力が制限される様子を模式的に示す図である。図１に示す回路構成に対応する従来回路の例を示す図である。図１０に示す従来回路のエラーＡＭＰ１１の動作を模式的に示す図である。

符号の説明

１ＰＷＭコントローラ
３ＦＥＴ
１０ＩＣ
１１エラーＡＭＰ
１２コンパレータ
２０ツェナーダイオード

Claims

オン・オフ制御される半導体スイッチにより、直流入力電圧を変換した直流出力電圧を出力する昇圧用のスイッチング出力回路と、
前記直流出力電圧が入力される誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力信号と三角波信号とを比較して、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ比較器と、を有するとともに、
前記ＰＷＭ信号により前記半導体スイッチのオンあるいはオフを制御するスイッチング電源装置であって、
前記誤差増幅器にさらに前記直流入力電圧を入力するとともに、前記誤差増幅器で前記直流出力電圧と前記直流入力電圧とを比較し、
前記直流入力電圧が所定値よりも高い場合に、前記直流入力電圧を所定の電圧に制御するとともに、前記直流入力電圧が所定値以下に低下した場合に、前記直流入力電圧が低下するように前記直流入力電圧を制御する入力電圧制御手段を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記入力電圧制御手段が、前記直流入力電圧が、前記誤差増幅器に入力される前にツェナーダイオードを介して接地されることで実現される構成であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記入力電圧制御手段が、前記直流入力電圧が、電圧可変レギュレータを介して前記誤差増幅器に入力されることで実現される構成であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記入力電圧制御手段が、さらに前記直流入力電圧が、電子制御装置を介して前記電圧可変レギュレータに入力されることで実現される構成であることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
前記直流入力電圧が、車両が備えるバッテリをメイン電源とする電圧であることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。