JP5254357B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置には、以下に示す昇圧形交直変換回路がある。交流電源とダイオード整流回路との接続点にリアクトルを挿入し、ダイオード整流回路の出力端子間に主スイッチング素子を接続し、この主スイッチング素子と並列にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、コンデンサの両端間を直流出力とする。そして、ダイオード整流回路と主スイッチング素子との間に、それぞれダイオードとスイッチング素子とを直列接続した２つの直列回路とコンデンサとを互いに並列接続したブリッジ回路を挿入することにより、昇圧形交直変換回路における入力電流の高調波を低減させる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−２８２４４２号公報

このような電力変換装置では、インバータ（ブリッジ回路）のコンデンサの充放電を制御して入力電流の高調波を低減しているため、インバータ直流母線電圧を安定化するためには、外部に直流電圧源を接続する必要がある。また、交流入力電源および負荷の過渡的な変化に対して、外部に接続した直流電圧源の供給能力が十分大きく無ければ、インバータの直流母線電圧が変動するため、装置の安定動作が困難となる。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、単相インバータを備えて入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御とを行い、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、単相インバータの直流母線電圧を、外部に電圧源を要することなく安定化させ、電力変換装置を安定して動作させることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、交流入力電源からの入力を整流する整流回路と、それぞれ複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する１以上の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を上記整流回路の出力に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記整流回路の出力に重畳するインバータ回路と、該インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの一端に接続されて、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備える。そして、上記インバータ回路は、上記平滑コンデンサの電圧を第１の目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、電流指令を用いて出力制御され、上記短絡用スイッチは、上記インバータ回路内の上記直流電圧源の電圧を第２の目標電圧に追従させるように、オン／オフ制御されるものである。

この発明によると、短絡用スイッチの制御により、インバータ回路内の直流電圧源の電圧が第２の目標電圧に制御されるため、単相インバータの直流母線電圧を、外部に電圧源を要することなく安定化でき、電力変換装置を安定して動作させることができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による短絡用スイッチの制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１の別例によるによる電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の第２の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の第２の別例による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、交流入力電源としての交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と称す）は整流回路としてのダイオードブリッジ２に接続される。ダイオードブリッジ２の出力は限流成分としてのリアクトル３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。インバータ回路１００を構成する単相インバータは半導体スイッチ素子４、５、ダイオード６、７および直流電圧源８から構成される。ここで、半導体スイッチ素子４、５は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用い、またダイオード６、７の代わりに、半導体スイッチ素子４、５と同様に半導体スイッチ素子を配置してもよい。また、リアクトル３はインバータ回路１００の後段に直列接続しても良い。

またインバータ回路１００の後段には短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０とが接続され、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１１の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０のアノードとの接続点がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ９の他端は平滑コンデンサ１１の負極に接続される。
また、平滑コンデンサ１１およびインバータ回路１００の直流電圧源８には、それぞれ電圧を監視する手段となる電圧検出器１２、１３を設け、検出された各電圧は駆動制御部１５に入力され、駆動制御部１５からの駆動信号１６、１７によりインバータ回路１００内の半導体スイッチ素子４、５および短絡用スイッチ９はオン／オフ制御される。

このように構成される電力変換装置の動作について、図２に示す各部の波形に基づいて説明する。
交流電源１からの入力はダイオードブリッジ２にて全波整流され、ダイオードブリッジ２の後段の電圧Vin、電流Iinは、図２に示すような波形となる。Vdcは、第１の目標電圧としての一定の目標電圧Vdc＊に制御される平滑コンデンサ１１の直流電圧であり、この場合、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより高いものとする。
インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ２後段の電圧Vinに重畳する。インバータ回路１００内の電流は、図３〜図５に示すように、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、ダイオード６を通って直流電圧源８を充電し、ダイオード７を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４のみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子４とダイオード７とを通って出力される。また同様に、半導体スイッチ素子５のみをオンした時には、電流はダイオード６と半導体スイッチ素子５を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４、５を同時にオンした時には、半導体スイッチ素子４を通って直流電圧源８を放電し、半導体スイッチ素子５を通って出力される。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４、５を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とする。短絡用スイッチ９は、ゼロクロス位相である位相θ＝ｎπ（ｎは整数）を含む期間：ｎπ−θ１＜θ＜ｎπ＋θ１（０＜θ１＜θ２）（以下、オン期間２０と称す）でのみオン状態となり、平滑コンデンサ１１をバイパスさせる。なお、短絡用スイッチ９の制御の詳細は後述する。

位相θが０≦θ≦π/2である間の動作を以下に説明する。
まず、位相θが０≦θ≦θ１である時は、短絡用スイッチ９のオン期間２０内であり、図３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→短絡用スイッチ９→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ９はオン状態なので、整流ダイオード１０および出力段の平滑コンデンサ１１には電流が流れない。インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ１の時、短絡用スイッチ９がオフすると、図４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。
位相θが、θ１≦θ≦θ２である時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５が同時にオンの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できるように、Vdc＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。

次に、位相θ＝θ２にて電圧Vinが平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc＊と等しくなると、短絡用スイッチ９はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、θ２≦θ≦π/2である時、図５に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合と、半導体スイッチ素子５のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できるように、Vin−Vdc＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。

図に示すように、π/2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π/2の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。
上述したように、短絡用スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせるオン期間２０は、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相である位相θ＝ｎπ（ｎは整数）を含む所定の期間のみである。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源８は充電される。そして、オン期間２０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。

次に、駆動制御部１５での制御の詳細を、図６に示すよう制御ブロックに基づいて以下に説明する。図６（ａ）は、インバータ回路１００の制御を示す図であり、図６（ｂ）は、短絡用スイッチ９の制御を示す図である。
図６（ａ）に示すようにインバータ回路１００の制御では、電圧検出器１２にて検出された平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcと予め設定された平滑コンデンサの目標電圧Vdc＊との差２１を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）して電流Iinの振幅目標値２２を決定する。そして、この振幅目標値２２に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。

次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２３を０に近づけるようにフィードバック制御（ＰＩ制御）して、インバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２４を出力する。この時、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２４を補正する。
上述したように短絡用スイッチ９をオンからオフに切り替えるとインバータ回路１００の直流電圧源８は充電から放電に切り替わり、短絡用スイッチ９がオフからオンに切り替わると直流電圧源８は放電から充電に切り替わる。このオン／オフ切り替え時にフィードフォワード制御を用いることで、フィードバック制御の応答時間分の制御遅れ、および限流用のリアクトル３の両端に発生する電圧をキャンセルすることができる。これにより、短絡用スイッチ９のオン／オフに起因する電流の急激な変化を緩和することができる。なお、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡用スイッチ９をオンからオフにする際には正極性の電圧で、短絡用スイッチ９をオフからオンにする際には負極性の電圧である。

そして、補正後の電圧指令２５（短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時以外は補正前電圧指令２４）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子４、５への各駆動信号１６を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

一方、図６（ｂ）に示すように短絡用スイッチ９の制御では、電圧検出器１３にて検出されたインバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを監視し、予め設定された第２の目標電圧としての直流電圧源８の目標電圧Vsub*との差２６を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）した出力２７を用いて、ＰＷＭ制御により短絡用スイッチ９への駆動信号１７を生成し、短絡用スイッチ９がオン状態となる位相、即ちオン期間２０を制御する。
なお、短絡用スイッチ９をＰＷＭ制御する際のキャリア波には、図７に示すように、ゼロ位相が交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相と同期し、入力電圧の半波毎に１つの三角波形を出力する三角波を用いる。これにより、オン期間２０は、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相を含む期間のみとなる。

このような短絡用スイッチ９の制御では、直流電圧源８の電圧Vsubを目標電圧Vsub*から減算した電圧値が高いほど、短絡用スイッチ９のオン期間が長くなる。このため、過渡的な負荷変動や交流電源１の変動によって電圧Vsubが変動した場合でも、直流電圧源８を充電する時間を制御する事ができ、直流電圧源８の電圧Vsubを一定に制御する事が可能となる。従って、外部に別の直流電圧源を要することなく、交流電源１および負荷の過渡的な変化に対しても、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧を安定化でき、インバータ回路１００の直流母線電圧を一定に保つ事できるため、電力変換装置を安定して動作させることができる。
また、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相の近傍が短絡用スイッチ９のオン期間２０に含まれるため、電圧Vinが低い領域で平滑コンデンサ１１へ出力する必要がなく、インバータ回路１００の直流電圧を低く構成できる。

また、この実施の形態では、電流指令Iin＊を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。短絡用スイッチ９は高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル３を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。また、短絡用スイッチ９がオン状態の時は、平滑コンデンサ１１をバイパスしてインバータ回路１００の直流電圧源８を充電できるため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流０となるのが回避できると共に、充電されたエネルギを平滑コンデンサ１１への放電に使える。このため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。

なお、上記実施の形態では、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相がオン期間２０（ｎπ−θ１＜θ＜ｎπ＋θ１）の中央となるものを説明したが、オンに切り替わるタイミングとオフに切り替わるタイミングとの双方をそれぞれをＰＷＭ制御により検出してオン期間２０を決定しても良い。

また、上記実施の形態１では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図８に示すように、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの交流側を直列接続してインバータ回路２００を構成しても良く、上記実施の形態と同様の効果を奏する。
この場合、各単相インバータ１００ａ、１００ｂの出力の総和が、インバータ回路２００の出力となり、駆動制御部１５ａでは、上記実施の形態と同様に、電流指令を用いて平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように、各単相インバータ１００ａ、１００ｂ内の各半導体スイッチング素子４、５への各駆動信号１６ａを生成してインバータ回路２００を制御する。そして、各単相インバータ１００ａ、１００ｂの各直流電圧源８の電圧を監視し、これらの電圧和を目標電圧に追従させるようにＰＷＭ制御により駆動信号１７を生成して短絡用スイッチ９を制御する。

さらに、上記実施の形態１では短絡用スイッチ９の一端は、インバータ回路１００の交流出力線に接続したが、図９に示すように、短絡用スイッチ９ａの一端は、インバータ回路１００を構成する直流電圧源８の負極側に接続しても良い。短絡用スイッチ９ａの他端は、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１１の負極側、即ちダイオードブリッジ２の一端に接続される。
この場合、インバータ回路１００および短絡用スイッチ９ａの制御は、上記実施の形態１と同様であるが、短絡用スイッチ９ａがオン状態であるオン期間２０では、電流経路は図１０に示すようになる。交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００の半導体スイッチ素子４→短絡用スイッチ９ａ→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路、または、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００のダイオード６→直流電圧源８→短絡用スイッチ９ａ→ダイオードブリッジ２→交流電源１で流れる。短絡用スイッチ９ａをオフした後は、上記実施の形態１と同様の電流経路となる。
これにより上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、短絡用スイッチ９ａを直流電圧源８の負極側に接続したため、短絡用スイッチ９ａをオンしている時に電流が通過する素子数が低減でき、導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。

なお、短絡用スイッチ９ａの一端を直流電圧源８の負極側に接続する構成を、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂを直列接続した図８で示したインバータ回路２００に適用する場合は、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの内、最後段に接続された単相インバータ１００ｂにおける直流電圧源８の負極側に、短絡用スイッチ９ａを接続する。これにより、同様に動作して同様の効果を奏する。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧を目標電圧に追従させるようにＰＷＭ制御により駆動信号１７を生成して短絡用スイッチ９を制御したが、この実施の形態では、生成された駆動信号を遅延させて出力する。
図１１は、この実施の形態によるインバータ回路１００および短絡用スイッチ９の制御を示す制御ブロック図である。
図１１（ｂ）に示すように短絡用スイッチ９の制御では、上記実施の形態１と同様に、電圧検出器１３にて検出されたインバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを監視し、予め設定された第２の目標電圧としての直流電圧源８の目標電圧Vsub*との差２６を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）した出力２７を用いて、ＰＷＭ制御により短絡用スイッチ９への駆動信号１７ａを生成する。

そして、所定の遅延時間、遅らせて、遅延した駆動信号１７ｂにて短絡用スイッチ９のゲートを駆動し、短絡用スイッチ９がオン状態となる位相、即ちオン期間２０を制御する。
なお、この場合も、オン期間２０は、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相を含む期間のみであり、上記実施の形態１と同様に、短絡用スイッチ９をＰＷＭ制御する際のキャリア波には、ゼロ位相が交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相と同期し、入力電圧の半波毎に１つの三角波形を出力する三角波を用いる。

このように、短絡用スイッチ９への駆動信号１７ａが生成されたタイミングである短絡用スイッチ９のオン／オフ切替指令時（動作指令時）から遅延時間を設けて短絡用スイッチ９を動作させる。このため、インバータ回路１００の制御は、図１１（ａ）に示すように、図６（ａ）と同様であるが、短絡用スイッチ９のオン／オフ切替指令時のタイミングでフィードフォワード補正電圧ΔVをインバータ回路１００の電圧指令２４に加算する。

短絡用スイッチ９がオン／オフ切り替え時の電力変換装置の動作を以下に説明する。
短絡用スイッチ９がオンとなる前のオフ状態では、上記実施の形態１の位相θがθ１≦θ≦θ２である時と同様に動作して図４に示す電流経路となり、インバータ回路１００はＰＷＭ制御され直流電圧源８は平均的に放電される。
この状態で、短絡用スイッチ９をオンさせるオン／オフ切替指令（駆動信号１７ａ）がＰＷＭ制御により生成され、そのタイミングで負極性の電圧であるフィードフォワード信号ΔVがインバータ回路１００の電圧指令２４に加算される。これにより、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により直流電圧源８が平均的に充電するように動作する。このため、リアクトル３に流れる電流は減少する。
その後、所定の遅延時間経過後に、短絡用スイッチ９がオンすると、上記実施の形態１の位相θが０≦θ≦θ１である時と同様に動作して図３に示す電流経路となり、インバータ回路１００は直流電圧源８を平均的に充電する動作を継続する。短絡用スイッチ９がオンする際に、リアクトル３に流れる電流は既に低減しているため、突入電流を抑制する事ができる。

次に、短絡用スイッチ９がオン状態で、短絡用スイッチ９をオフさせるオン／オフ切替指令（駆動信号１７ａ）がＰＷＭ制御により生成されると、そのタイミングで正極性の電圧であるフィードフォワード信号ΔVがインバータ回路１００の電圧指令２４に加算される。これにより、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により直流電圧源８が平均的に放電するように動作する。このため、リアクトル３に流れる電流は増大する。
その後、所定の遅延時間経過後に、短絡用スイッチ９がオフすると、上記実施の形態１の位相θがθ１≦θ≦θ２である時と同様に動作して図４に示す電流経路となり、インバータ回路１００は直流電圧源８を平均的に放電する動作を継続する。短絡用スイッチ９がオフする際に、リアクトル３に流れる電流は既に増大しているため、出力側の平滑コンデンサ１１の直流電圧が逆電圧となって電流が急変することが回避できる。

以上のように、この実施の形態では、短絡用スイッチ９のオン／オフ切替指令より遅延して短絡用スイッチ９を動作させ、インバータ回路１００は、短絡用スイッチ９のオン／オフ切替指令時にフィードフォワード制御を用いて直流電圧源９の充電／放電動作を切り替えるように制御した。短絡用スイッチ９が切替動作する際の電流波形の歪みを効果的に低減でき、電力変換装置をより安定に動作させる事ができる。

なお、この実施の形態では、限流成分はリアクトル３が担うが、リアクトル３に限らずインバータ回路１００の交流側に接続される限流成分があれば効果が得られる。
また、短絡用スイッチ９のオン／オフ切替指令に設けられる遅延時間を、インバータ回路１００の交流側に接続される限流成分に応じて設定することで、短絡用スイッチ９が切替動作する際の電流波形の歪みをさらに効果的に低減できる。

実施の形態３．
この実施の形態では、上記実施の形態１、２で用いた短絡用スイッチ９の駆動信号１７、１７ｂを制限する形態を示す。
図１２は、この実施の形態によるインバータ回路１００および短絡用スイッチ９の制御を示す制御ブロック図である。ここでは、上記実施の形態２で用いた短絡用スイッチ９の駆動信号１７ｂを制限するものを図示するが、上記実施の形態１にも同様に適用できる。
図１２（ａ）で示すインバータ回路の制御は、上記実施の形態２と同様である。
短絡用スイッチ９の制御を、図１２（ｂ）および図１３に示す電力変換装置各部の波形に基づいて以下に説明する。

電力変換装置の駆動制御部１５に、短絡用スイッチ９の動作を禁止する動作禁止条件判定部１８を設ける。電圧検出器１３にて検出された直流電圧源８の電圧Vsubと、交流電源１からの入力電圧の絶対値、即ち、ダイオードブリッジ２の後段の電圧Vinとが、動作禁止条件判定部１８に入力される。動作禁止条件判定部１８では、電圧Vinの値が電圧Vsubの値以上の時、短絡用スイッチ９のオン動作禁止信号１８ａを出力する。
そして、上記実施の形態２と同様に生成された短絡用スイッチ９の駆動信号１７ｂは、電圧Vinの値が電圧Vsubの値以上の時に、オン動作禁止信号１８ａにより制限され、短絡用スイッチ９は制限駆動信号１７ｃにより動作する。
これにより、短絡用スイッチ９のオン期間２０は、電圧Vinの値が電圧Vsubの値以上となるオン動作禁止期間２０ａにより狭められる。

インバータ回路１００が出力できる最大電圧は直流電圧源８の電圧Vsubであるが、この実施の形態では、短絡用スイッチ９がオン状態にある時は、電圧Vinがインバータ回路１００の最大出力電圧より低いため、突入電流を防止することができる。
このため、交流電源１または負荷が過渡的に急変して電圧バランスが崩れた場合にでも、電流波形を正弦波に制御する事ができるため、電力変換装置を安定に動作させることができる。

なお、上記実施の形態では、動作禁止条件判定部１８は、電圧Vinの値が電圧Vsubの値以上の時に、短絡用スイッチ９のオン動作を禁止するように判定したが、電圧Vin、電圧Vsub、および平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを監視して、他の条件下でオン動作を禁止するように判定しても良い。

また、上記実施の形態では、所定の条件下でオン動作を禁止するものを示したが、以下のように、オフ動作を禁止するようにしても良い。
電圧Vinと直流電圧源８の電圧Vsubとを加算した和電圧の値が、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより低い時、短絡用スイッチ９のオフ動作を禁止してオン状態とする。これにより、短絡用スイッチ９がオフ状態にある時は、インバータ回路の最大出力電圧と電圧Vinとの和電圧が出力直流電圧（Vdc）以上となり、電流低下を防止することができ、電流波形の歪みを低減できる。

実施の形態４．
この実施の形態では、上記実施の形態１〜３において、短絡用スイッチ９がオン状態の時に、インバータ回路１００の出力電圧を制限する形態について示す。
図１４は、この実施の形態によるインバータ回路１００および短絡用スイッチ９の制御を示す制御ブロック図である。ここでは、上記実施の形態１に適用した場合を図示するが、上記実施の形態２、３にも同様に適用できる。
インバータ回路１００の制御を、図１４（ａ）に基づいて以下に説明する。なお、図１４（ｂ）で示す短絡用スイッチ９の制御は、上記実施の形態１と同様である。

電力変換装置の駆動制御部１５に、図１４に示すような出力電圧制限部１９を設ける。図１４（ａ）に示すようにインバータ回路１００の制御では、上記実施の形態１と同様に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２３を０に近づけるようにフィードバック制御（ＰＩ制御）して、インバータ回路１００の電圧指令２４を生成し、さらに、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２４を補正する。
そして、補正後の電圧指令２５（短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時以外は補正前電圧指令２４）を、短絡用スイッチ９がオン状態であるオン期間において、出力電圧制限部１９にて制限し、制限電圧指令１９ａを生成する。この出力電圧制限部１９では、インバータ回路１００の出力電圧を所定の上限値で制限して制限電圧指令１９ａを生成する。なお、短絡用スイッチ９がオフ状態の時は、インバータ回路１００の出力電圧を制限せずに、電圧指令２５をそのまま用いる。
その後、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子４、５への各駆動信号１６を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

出力電圧制限部１９において、例えば、インバータ回路１００の出力電圧の上限値をゼロとすると、インバータ回路１００は以下のように動作する。
インバータ回路１００の出力電圧がゼロの場合には、半導体スイッチ素子４（または５）がオンとなり、交流電源１の電圧によって電流Iinが増加し、電流指令Iin＊に近づいていく。インバータ回路１００の出力電圧が負の場合には、電流Iinの方が電流指令Iin＊よりも大きく、減少させる場合であり、半導体スイッチ素子４、５の双方がオフして直流電圧源８の電圧を逆電圧とし、電流を減少させていく。
なお、短絡用スイッチ９がオフ状態の時には、インバータ回路１００の出力電圧は制限せず、上記実施の形態１と同様の動作を行う。

このように短絡用スイッチ９がオン状態の時に、インバータ回路１００の出力電圧を所定の上限値で制限することによって、交流電源１とインバータ回路１００の出力電圧が同極性で短絡用スイッチ９を通して急峻に電流が増加することを防ぐ事ができる。
また、上記説明では上限値はゼロとして説明したが、これに限るものではなく、出力電圧を制限する事によって、電流の急峻な増加を抑制する事ができる。

Claims (12)

1. 交流入力電源からの入力を整流する整流回路と、
   それぞれ複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する１以上の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を上記整流回路の出力に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記整流回路の出力に重畳するインバータ回路と、
   該インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの一端に接続されて、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備え、
   上記インバータ回路は、上記平滑コンデンサの電圧を第１の目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、電流指令を用いて出力制御され、上記短絡用スイッチは、上記インバータ回路内の上記直流電圧源の電圧を第２の目標電圧に追従させるように、オン／オフ制御されることを特徴とする電力変換装置。
2. 上記短絡用スイッチのオン期間は、上記交流入力電源からの入力電圧のゼロクロス位相を含む期間のみであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記短絡用スイッチは、ＰＷＭ制御によりオン／オフ制御され、該ＰＷＭ制御に用いるキャリア波は、ゼロ位相が上記交流入力電源からの入力電圧のゼロクロス位相と同期し、上記入力電圧の半波毎に１つの三角波形を出力する三角波であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記第２の目標電圧から上記直流電圧源の電圧を減算した電圧値が高いほど、上記短絡用スイッチのオン期間が長くなることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 上記短絡用スイッチの上記オン期間において、上記交流入力電源からの入力電圧、上記直流電圧源の電圧および上記平滑コンデンサの電圧に基づく所定条件下で、上記短絡用スイッチのオン動作を禁止することを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記所定条件は、上記交流入力電源からの入力電圧の大きさが上記直流電圧源の電圧以上となる条件であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 上記交流入力電源からの入力電圧の絶対値と上記直流電圧源の電圧との和が、上記平滑コンデンサの電圧より低い時、上記短絡用スイッチのオフ動作を禁止することを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記短絡用スイッチの上記オン期間において、上記インバータ回路の出力電圧を所定の上限値で制限することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記短絡用スイッチのオン／オフ切り替えに遅延時間を設け、該短絡用スイッチのオン／オフ切替指令より遅延して該短絡用スイッチが動作し、
   上記インバータ回路は、上記短絡用スイッチのオン／オフ切替指令時に直流電力の充電／放電動作を切り替えるように制御されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 上記インバータ回路の交流側に接続される回路の限流成分に応じて、上記遅延時間を決定することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 上記短絡用スイッチの一端は、上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 上記短絡用スイッチの一端は、上記インバータ回路を構成する１以上の上記単相インバータの内、最後段に接続された単相インバータにおける上記直流電圧源の一端に接続されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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