JP5290048B2 - 車両のモータ制御システム - Google Patents

Description

この発明は、車両のモータ制御システムに関し、特に、矩形波電圧制御方式でモータを駆動する車両のモータ制御システムに関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動するにはインバータが用いられる。インバータはインバータ駆動回路によってスイッチング制御されており、これにより一般にはパルス幅変調（ＰＷＭ）波形電圧が交流電動機に印加される。

ＰＷＭ波形電圧を交流電動機に印加するＰＷＭ電流制御では、低回転域であっても滑らかな回転が得られるものの、直流電源の電圧利用率に限界があるという問題がある。これに対しては、弱め界磁電流を交流電動機に与えることにより高回転を得る方法もあるが、銅損が増加してしまうため妥当でない。

一方、交流電動機の駆動制御には、交流電動機に矩形波電圧を印加するという方法もある。この制御方法では、直流電源の電圧利用率を向上させることができ、その結果、高回転域での出力を向上させることができる。また、弱め界磁電流を減少させることができるため、銅損の発生を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。さらに、インバータでのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。

特開２００５−４５８８０号公報（特許文献１）は、ＰＷＭ波形電圧と矩形波電圧の双方を交流電動機に対して印加可能な構成とし、それらを状況に応じて使い分ける技術において、効率のよい駆動をすることができる駆動制御装置を開示している

特開２００５−４５８８０号公報 特開２００６−１２１８５５号公報 特開２００７−１６６８７５号公報

ここで、車両のモータ制御システムにおいては、直流電源の電圧を昇圧してインバータに供給し、そのインバータでモータを駆動する構成が知られている。このような車両のモータ制御システムでは、電圧コンバータが昇圧を開始するポイントを各回転速度ごとにトルクしきい値が定められており、モータトルクがそのトルクしきい値に到達したら電圧コンバータに昇圧を行なわせていた。

しかしながら、昇圧開始ポイントは、モータの損失が小さくなるように設定してあるため、矩形波電圧制御を実行している際に、矩形波電圧の位相が深い領域（矩形波電圧の電圧ベクトルがｄ軸となす角θが大きい領域）から昇圧を開始する場合がある。その場合には、位相θを増加させてトルクも増加しているときに昇圧を開始すると、トルクが急激に変動してしまうトルク外れが起きてしまう。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、トルクの急激な変動が抑制された車両のモータ制御システムを提供することである。

この発明は、要約すると、車両のモータ制御システムであって、蓄電装置と、矩形波電圧制御方式でモータの駆動制御を行なうインバータと、インバータに対して蓄電装置の電圧を変換して供給する電圧コンバータと、インバータおよび電圧コンバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、電圧コンバータに電圧変換動作を行なわせて蓄電装置の電圧を昇圧する場合には、電圧コンバータの出力電圧指令値の変化率を、モータからインバータに与える矩形波電圧の位相とモータの出力トルクとの関係に応じて可変に設定する。

この発明によれば、矩形波電圧制御時に昇圧を開始したときに生じるトルク外れを小さく抑えることができるため、車両の快適性が向上する。

この発明の実施の形態に従う車両の概略構成図である。 本実施の形態による車両のモータ制御システムが行なう制御を説明するための図である。 本発明の実施の形態によるモータ制御システムにおける、矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 各蓄電装置の使用方法の考え方を説明するための図である。 電圧位相θとトルクＴとの関係を示した図である。 図２に基づいて制御が行なわれた場合の動作を説明するための動作波形図である。 本発明の実施の形態によるモータ制御システムにおける、昇降圧コンバータの制御構成を説明するブロック図である。 図７に基づいて制御が行なわれた場合の動作を説明するための動作図である。 図１の制御装置が行なう昇降圧コンバータに対する制御を説明するためのフローチャートである。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施の形態に従う車両１００の概略構成図である。
図１を参照して、この発明の実施の形態に従う車両１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを備える。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電源線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、直流電源Ｂの端子間電圧を平滑化する。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電源線７およびアース線５の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電源線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電源線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電源線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電源線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下、「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔ^＊＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔ^＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔ^＊によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、車両１００の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔ^＊は負に設定される（Ｔ^＊＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θｍを検出し、その検出したロータ回転角θｍを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、ロータ回転角θｍに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）Ｎｍｔおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、ロータ回転角θｍを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ制御システムの動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔ^＊、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗおよび回転角センサ２５からのロータ回転角θｍ等に基づいて、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔ^＊に従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

具体的には、昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｃｏｍに一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流モータＭ１の制御についてさらに詳細に説明する。本実施の形態によるモータ制御システムでは、インバータ１４における電力変換についての３つの制御モード、すなわち、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御を切換えて使用する。

図２は、本実施の形態による車両のモータ制御システムが行なう制御を説明するための図である。

図２において、縦軸にはモータのトルクＴが示され、横軸にはモータの回転速度Ｎｍｔが示されている。ラインＷ１は、本実施の形態においてＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御）と矩形波電圧制御とを切換える境界を示すラインである。ラインＷ１よりも回転速度Ｎｍｔが小さい領域ではＰＷＭ制御が実行され、ラインＷ１よりも回転速度Ｎｍｔが大きい領域では矩形波電圧制御が実行される。

ラインＷ２は、本実施に形態における昇圧を実施しない領域と実施する領域との境界線を示すラインである。このラインＷ２よりも回転速度が大きい領域では、昇降圧コンバータ１２によって直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（システム電圧）をインバータ１４へ供給する。このラインＷ２は、モータ損失が小さくなるようにモータ損失に基づいて設定されている。

なお、本実施の形態における車両のモータ制御システムでは、このラインＷ２に基づいて昇降圧コンバータ１２が昇圧動作を開始するポイントが、各回転速度ごとにトルクしきい値によって定められる。そして、モータトルクがそのトルクしきい値に到達したら昇降圧コンバータ１２に昇圧動作を行なわせる。

図３は、本発明の実施の形態によるモータ制御システムにおける、矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。なお、図３に示す各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図３を参照して、矩形波電圧制御部４００は、座標変換部４１０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

座標変残部４１０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θｍを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出あれたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑを算出する。

トルク推定部４２０は、座標変換部４１０によって求められたｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する。

トルク推定部４２０は、たとえば交流モータＭ１の特性式である下記式（１）に従ってトルク推定値Ｔを演算する。

Ｔ＝ＰΦＶｓｉｎθ／Ｌ_ｄω＋Ｐ（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）Ｖ^２ｓｉｎ２θ／Ｌ_ｄＬ_ｑω^２・・・（１）
（１）式において、Ｐは極対数であり、Φは逆起定数であり、Ｖがモータ印加電圧であり（モータ印加電圧Ｖ＝システム電圧ＶＨ×変調率０．７８）、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］であり、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］であり、ωは角速度［ｒａｄ／ｓ］である。Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑはモータの回路定数（モータ定数）として交流モータＭ１の構成に従って一意に決定される。

また、θは、電圧位相であり、図４に示すように、矩形波電圧制御の電圧ベクトルをモータ制御で一般的に用いられるｄ−ｑ軸平面上に考えたときに、ｑ軸と電圧ベクトルＶとがなす位相角θに相当する。なお、この位相θが大きいことを位相が深いと呼び、位相θが小さいことを位相が浅いとも呼ぶ。

再び図３を参照して、ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔ^＊に対するトルク推定値Ｔの偏差ΔＴ（ΔＴ＝Ｔ^＊−Ｔ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴについて所定ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相θを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔ^＊＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を大きく（深く）する一方で、トルク過剰時には電圧位相を小さく（浅く）するとともに、負トルク発生（Ｔ^＊＜０）時には、トルク過剰時には電圧位相を小さく（浅く）するとともに、トルク過剰時には電圧位相を大きく（深く）する。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相θに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相θに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

図５は、電圧位相θとトルクＴとの関係を示した図である。
図５を参照して、電圧位相θが大きく（深く）なるほどトルクＴが大きくなる。一方で、システム電圧ＶＨが上昇すると、同じトルクＴを出力するために必要な電圧位相θは小さく（浅く）なる。たとえばシステム電圧ＶＨがＶ１である場合には、トルク指令値Ｔ^＊を実現するための必要な位相は位相θ２であった（図中の点Ｐ２）。これに対して、システム電圧ＶＨをＶ３に昇圧すると、同じトルク指令値Ｔ^＊を実現するための必要な位相は位相θ１まで小さくなる。

その一方で、図２で説明したように、トルクＴがトルクしきい値に到達したことによって昇降圧コンバータ１２が昇圧動作を開始すると、図５の点Ｐ２のように位相θを増加させてトルクＴも増加しているときには、図中の点Ｐ２から点Ｐ１に向かう矢印に沿ってトルクが急激に変化してしまうトルク外れが起こる。

図６は、図２に基づいて制御が行なわれた場合の動作を説明するための動作波形図である。

図６を参照して、横軸には経過時間が示され、縦軸には上から順に昇降圧コンバータ１２の出力側電圧（システム電圧ＶＨ）、トルクＴおよび電圧位相θが示されている。

時刻ｔ１０〜時刻ｔ１１において矩形波電圧制御を実行することにより、電圧位相θを増加させてトルクＴも増加している。そして、時刻ｔ１１においてトルクＴがトルクしきい値に到達したことによって昇圧動作を開始する。

時刻ｔ１１以降においては、昇降圧コンバータ１２では、システム電圧ＶＨが所望の目標電圧ＶＨ^＊に一致するように、電圧指令値ＶＨｃｏｍが設定され、その設定された電圧指令値ＶＨｃｏｍに従ってシステム電圧ＶＨのフィードバック制御が実行される。

なお、電圧指令値ＶＨｃｏｍは、予め定められた変化率（以下、昇圧レートとも称する）で変化（増加）するように設定される。この昇圧レートは、モータ制御の応答性を考慮して、システム電圧ＶＨできるだけ短時間で目標電圧ＶＨ^＊に到達するように設定されている。したがって、システム電圧ＶＨもこの昇圧レートに一致した変化率で増加する。

しかしながら、インバータ１４においては、この時刻ｔ１１では、電圧位相θが大きく（深く）トルクＴも大きい状態となっていることから、この状態で昇圧動作を開始すると、トルク外れが起きてしまう。

そこで、このような昇圧動作の開始時におけるトルク外れを抑制するために、本実施の形態に従うモータ制御システムでは、システム電圧ＶＨを目標電圧ＶＨ^＊に一致させるための電圧指令値ＶＨｃｏｍの変化率（昇圧レート）を、電圧位相θとトルクＴとの関係に応じて可変に設定する構成とする。なお、本構成において、昇圧レートは、以下に述べるように、図５の電圧位相θとトルクＴとの関係における各動作点でトルク変化が一定となるように可変に設定される。

図７は、本発明の実施の形態によるモータ制御システムにおける、昇降圧コンバータ１２の制御構成を説明するブロック図である。なお、図７に示す各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図７を参照して、コンバータ制御部２００は、目標電圧演算部２１０と、昇圧レート演算部２２０と、電圧指令制御部２３０と、デューティ比変換部２４０と、回転数演算部２５０とを含む。

回転数演算部２５０は、回転角センサ２５からの出力に基づいて、交流モータＭ１の回転数Ｎｍｔ（または角速度ω）を演算する。

目標電圧演算部２１０には、外部ＥＣＵからトルク指令値Ｔ^＊が入力され、回転数演算部２５０から角速度ωが入力される。目標電圧演算部２１０は、トルク指令値Ｔ＊および角速度ωを基にモータ必要電圧（誘起電圧）を演算し、その演算されたモータ必要電圧に応じた目標電圧ＶＨ^＊を設定する。

昇圧レート演算部２２０は、矩形波電圧制御部４００（図３）から矩形波電圧の位相θを受け、回転数演算部２５０から角速度ωを受け、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨを受ける。そして、昇圧レート演算部２２０は、電圧位相θ、角速度ωおよびモータ印加電圧Ｖ（モータ印加電圧Ｖ＝システム電圧ＶＨ×変調率０．７８）を用いて、下記（２），（３）式に従って昇圧レートｄＶ／ｄｔを算出する。

まず、図５に示す電圧位相θとトルクＴとの関係における任意の動作点（たとえば図中の点Ｐ２）において、昇圧動作によりシステム電圧ＶＨが変化した場合のトルクＴの変化は、（２）式のように表わすことができる。なお、下記（２）式は、上記（１）式の特性式に従って演算される矩形波電圧制御時のトルクＴをモータ印加電圧Ｖで微分したものである。

ｄＴ／ｄＶ＝ＰΦｓｉｎθ／Ｌ_ｄω＋Ｐ（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）Ｖｓｉｎ２θ／Ｌ_ｄＬ_ｑω^２
・・・（２）
そして、この（２）式に従って、各動作点においてトルクＴの変化が一定となる昇圧レートｄＶ／ｄｔは、下記（３）式により算出することができる。

ｄＴ／ｄＶ・ｄＶ／ｄｔ＝Ａ Ａ：一定値
ｄＶ／ｄｔ＝Ａ／（ｄＴ／ｄＶ）
＝Ａ／（ＰΦｓｉｎθ／Ｌ_ｄω＋Ｐ（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）Ｖｓｉｎ２θ／Ｌ_ｄＬ_ｑω^２）
・・・（３）
したがって、（３）式に従って算出される昇圧レートｄＶ／ｄｔに従って昇圧動作を行なえば、トルクＴの変化を一定としながら（すなわち、トルク外れを起こすことなく）目標電圧ＶＨ^＊に達する時間を短くすることができる。

そこで、昇圧レート演算部２２０は、電圧位相θ、角速度ωおよびモータ印加電圧Ｖを用いて、上記（３）式に従って昇圧レートｄＶ／ｄｔを算出し、その算出した昇圧レートｄＶ／ｄｔを電圧指令制御部２３０へ出力する。

電圧指令制御部２３０は、システム電圧ＶＨが、昇圧レート演算部２２０により算出された昇圧レートｄＶ／ｄｔで変化することによって目標電圧ＶＨ^＊に到達するように、電圧指令値ＶＨｃｏｍを生成する。

デューティ比変換部２４０には、電圧指令制御部２３０から電圧指令値ＶＨｃｏｍが入力され、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂが入力される。デューティ比変換部２４０は、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに設定するためのデューティ比を演算し、その演算したデューティ比に基づいて昇降圧コンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。そして、デューティ比変換部２４０は、その生成したスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を昇降圧コンバータ１２へ出力する。

図８は、図７に基づいて制御が行なわれた場合の動作を説明するための動作図である。
図８を参照して、横軸には経過時間が示され、縦軸には上から順にシステム電圧ＶＨ、トルクＴおよび電圧位相θが示されている。時刻ｔ０〜時刻ｔ１の領域においては、トルクＴがトルクしきい値に到達していないので、昇降圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１がオン状態に設定され、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態に設定された上アームオン状態に制御される。この場合、昇圧動作は行なわれず、直流電源Ｂの直流電圧Ｖｂは、リアクトルＬ１およびダイオードＤ１またはスイッチング素子Ｑ１を介してインバータ１４に供給される。したがってシステム電圧ＶＨは直流電圧Ｖｂに等しい。

時刻ｔ１においては、トルクＴがトルクしきい値に到達したため、昇降圧コンバータ１２による昇圧動作が開始される。これによりシステム電圧ＶＨは次第に直流電圧Ｖｂよりも上昇し、昇圧が行なわれる。この時刻ｔ１以降では、上述した方法によって、トルク変化が一定となるように、昇圧レートが矩形波電圧の位相θとトルクＴとの関係に応じて可変に設定される。したがって、トルクの急激な変化は発生せず、トルク外れを小さく抑えることができる。

図９は、図１の制御装置３０が行なう昇降圧コンバータ１２に対する制御を説明するためのフローチャートである。

図９を参照して、ステップＳ０１では、矩形波電圧制御の実行中であるか否かが判断される。矩形波電圧制御の実行中でないとき（ステップＳ０１においてＮＯ）には、処理は終了する。

これに対して、矩形波電圧制御の実行中であるとき（ステップＳ０１においてＹＥＳ）には、ステップＳ０２においてさらに、昇降圧コンバータ１２が昇圧動作を実施中であるか否かが判断される。昇降圧コンバータ１２が昇圧未実施の状態に制御されているとき（ステップＳ０２においてＮＯ）には、昇降圧コンバータ１２は上アームオン状態に制御される（ステップＳ０６）。

一方、昇降圧コンバータ１２が昇圧動作を実施中であるとき（ステップＳ０２においてＹＥＳ）には、ステップＳ０３において、トルク変化が一定となるように、昇圧レートが矩形波電圧の位相θとトルクＴとの関係に応じて可変に設定される。そして、設定された昇圧レートおよび目標電圧ＶＨ^＊に基づいて電圧指令値ＶＨｃｏｍが生成されると（ステップＳ０４）、システム電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｃｏｍに一致するように昇降圧コンバータ１２が制御される（ステップＳ０５）。

このように、本実施の形態においては、モータの制御が矩形波電圧制御のときには、トルク変化が一定となるように昇圧レートを可変に設定することでトルク外れを小さく抑えることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６，７ 電源線、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ 車両、２００ コンバータ制御部、２１０ 目標電圧演算部、２２０ 昇圧レート演算部、２３０ 電圧指令制御部、２４０ デューティ比変換部、２５０ 回転数演算部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 座標変換部、４２０ トルク推定部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (1)

1. 蓄電装置と、
   矩形波電圧制御方式でモータの駆動制御を行なうインバータと、
   前記インバータに対して前記蓄電装置の電圧を変換して供給する電圧コンバータと、
   前記インバータおよび前記電圧コンバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記電圧コンバータに電圧変換動作を行なわせて前記インバータの入力電圧を第１の電圧から第２の電圧に昇圧する場合には、前記電圧コンバータの出力電圧指令値の変化率を、前記入力電圧が前記第２の電圧に達するまでの時間における前記モータの出力トルクの変化が一定となるように、前記インバータから前記モータに与える矩形波電圧の位相と前記モータの出力トルクとの関係に応じて可変に設定する、車両のモータ制御システム。

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