JP5402037B2 - Ｆｍ・ａｍ復調装置とラジオ受信機および電子機器ならびにイメージ補正調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、ラジオ放送受信装置や無線通信受信装置等の電子機器に用いられ、異なる二つの受信帯域に対応した、ウエーバー方式を用いたラジオ受信技術に係り、特に、消費電力の低減と装置の小型化を図りながら受信品質を向上させるのに好適な技術に関するものである。

一般的な無線受信アーキテクチャとして知られているものに、搬送波に対する周波数変換を一段で直流まで落とすダイレクトコンバージョン方式と、途中に中間周波数を設けて、数段に分けて徐々に周波数を落としていくスーパーヘテロダイン方式が挙げられる。

このうち、スーパーヘテロダイン方式では、イメージ信号の問題がある。このイメージ信号の問題とは、入力信号を中間周波数に落とす際に、所望信号と反対側の周波数にある信号が、ミキサの周波数変換作用によって所望信号と重なってしまう問題である。イメージ信号が所望信号と重なって復調された場合は、信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｖｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の悪化を招く。

このような問題に対して、一般的な従来技術では、ミキサによる周波数変換の前段において所定のフィルタリングを行い、イメージ信号を充分に抑制した後でミキサに入力することで、イメージ信号が所望信号と重ならないようにしていた。

しかし、近年の受信機のＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）ワンチップ化の要求に際しては、高性能なフィルタをＣＭＯＳで作ることは、回路的に難易度が高く、チップサイズの増大も招くことになる。

また、近年、一般的には「ローＩＦ」と言われる、いわゆる中間周波数を低い帯域に設定する技術が提案されている。このローＩＦ技術を使えば、中間周波数の帯域が低いため、ミキサ以後のフィルタやＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプ等の回路が容易に実現されるようになり、消費電力やコストの面で有利である。

また、中間周波数帯をＡ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタルコンバータ）の帯域よりも低く設定できれば、中間周波数をそのままディジタルに取り込むことができ、以後の復調処理を、ディジタル回路を用いて容易に実現することが可能となる。

しかし、前述したイメージ信号の問題は、ローＩＦの時に顕著となる。すなわち、搬送波周波数に対して中間周波数が充分小さいと、搬送波帯で極めて急峻なフィルタが必要となり、そのためには、チップ外に高精度なフィルタを用意しなければならず、部品点数やコストの増大を招くことになる。

この問題に対して、ミキサがダウンコンバートした信号にイメージ信号が含まれていても、信号処理によって除去できる技術として、「ポリフェーズフィルタ」を用いた技術が知られている。

この技術は、９０度位相の異なる信号を用いて受信信号をダウンコンバートすることで、Ｉ信号とＱ信号を生成し、両者をポリフェーズフィルタによってフィルタリングしてイメージ成分を除去するものである。

このようなポリフェーズフィルタを用いてイメージ除去を行う従来技術に関しては、例えば、特許文献１（特開２００６−１２１６６５号公報）に記載がある。この特許文献１に記載の技術では、ポリフェーズフィルタによるイメージ除去の後段に、周波数可変フィルタを置くことで、低消費電力、低コストで高精度なフィルタ特性を実現している。

しかし、一般にポリフェーズフィルタは、抵抗や容量といった受動素子を用いて実現される。そのため、中間周波数の帯域が低くなった場合に、受動素子の面積が増大してしまうという問題がある。また、ポリフェーズフィルタそのものの雑音によって受信感度が劣化してしまうという問題もある。

また、例えば、特許文献２（特許第２５４６３３１号公報）に記載のように、ポリフェーズフィルタの代わりに、トランジスタ、抵抗器およびコンデンサなどによりアクティブ型に構成する技術がある。しかし、このようにアクティブ型に構成した場合であっても、そのフィルタ時定数は、抵抗やコンデンサで決められるため、上述したようなチップ面積増大の問題は、依然として存在する。

一方、ポリフェーズフィルタを用いずにイメージ除去を行う技術として、ウエーバー方式というものが知られている。この技術は、９０度位相の異なる（直交した）信号を用いて受信信号をダウンコンバートすることで、Ｉ信号、Ｑ信号を生成し、それらを再び加算することでイメージ信号を除去するものである。

しかし、このウエーバー方式を用いる際には、前述のＩ信号とＱ信号は、完全に直交していなければならず、両者のゲインも等しい必要がある。これらのゲインや位相の誤差によって、ウエーバー方式のイメージ除去は、不完全なものとなり、受信ＳＮＲの劣化を招くことになる。

実際には、ＣＭＯＳデバイスは、全く同じようにレイアウトされたトランジスタですら動作ばらつきを持っており、そのため、Ｉ信号とＱ信号が完全に誤差を持たないようにすることは実質的に不可能である。そのため、予め、回路的に含まれる誤差を検出し、補正するような動作が必要である。

しかし、この補正動作の際には、回路的には、ミキサのダウンコンバートに必要な局部発振信号とは、異なる周波数のイメージ信号が必要となる。そのため、通常の受信時には、使用しないイメージ信号生成のための発振器が必要となってしまい、チップサイズの増大につながる。

また、例えば、特許文献３（特開２００３−２４４００２号公報）に記載のように、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）放送とＡＭ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）放送を受信するラジオ受信機がある。この特許文献３に記載の技術は、コストの低減と共に、外付け部品を減らすことができるラジオ受信機を提供することを目的に、受信機内部のＦＭ用周波数シンセサイザおよびＡＭ用周波数シンセサイザ、ＦＭステレオ復調回路、ＡＭ同期検波回路それぞれの基準周波数の最小公倍数あるいは、その整数倍となるように外部の推奨振動子の周波数およびこれを用いた発振器の発振周波数を設定するものである。

しかし、一般に、ＦＭ放送とＡＭ放送では、ＡＭ放送の方が周波数が低いため、局部発振器に求められる位相雑音性能は、ＡＭ放送の方が比較的緩いものとなっている。そのため、ＦＭ放送に用いる局部発振器を、同様にＡＭ放送に用いることは、過剰な性能を求めることになり、消費電力の増大につながる。

解決しようとする問題点は、従来の技術では、ＦＭ放送とＡＭ放送の両方の受信機能を有するラジオ受信装置においては、受信品質の向上に用いる局部発振器に求められる位相雑音性能が、ＡＭ放送受信時には過剰なものであり、消費電力の増大につながってしまう点である。

本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、ＦＭ放送とＡＭ放送の両方の受信機能を有するラジオ受信装置における、ＡＭ受信時の消費電力の低減と、チップサイズの小型化、および、復調精度の向上を可能とすることである。

上記目的を達成するため、本発明では、ウエーバー方式を備え、かつ、Ｉ／Ｑ間の誤差を補正する回路を具備した、スーパーヘテロダイン方式を用いたＦＭ・ＡＭ兼用受信機において、それぞれ雑音性能の異なる二つの発振器を設け、高精度な動作が要求されるＦＭ放送受信時と、要求される精度の緩いＡＭ放送受信時とで異なる発振器を動作させることで、ＡＭ放送受信時の消費電力低減を実現する構成とする。また、それぞれ使用しない側の発振器をイメージ信号生成に使用することで、回路規模を縮小させる。

本発明によれば、要求される雑音特性の緩いＡＭ放送受信時には、イメージ信号発生器を局部発振器の代わりに使用することで、ＡＭ受信時の消費電力を低減することができる。また、ＡＭ受信に対してのイメージ信号は、局部発振器を用いることで、余分な発振器を持つ必要がなく、チップサイズを低減することができる。また、受信信号を、中間周波数帯でディジタル化することにより、その後の復調に際して雑音が混入することがなくなり、高精度な復調が可能となる。特に、ウエーバー方式は、ローＩＦの復調に対して有利な方式であり、ローＩＦとすることでＡ／Ｄコンバータの帯域を低くすることができるため、その分、高精度なＡ／Ｄコンバータを実現することができ、復調精度の向上につながる。

本発明に係るＦＭ・ＡＭ復調装置の第１の回路構成例を示すブロック図である。 イメージ信号による受信信号への影響状態例を示す説明図である。 イメージ信号を除去するウエーバー方式の回路構成例を示すブロック図である。 図１に示すＦＭ・ＡＭ復調装置におけるＩ／Ｑ補正部の回路構成例を示す回路図である。 本発明に係るＦＭ・ＡＭ復調装置の第２の構成例を示すブロック図である。

以下、図を用いて本発明を実施するための最良の形態例を説明する。図１は、本発明に係るＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置の第１の回路構成例を示すブロック図であり、図２は、イメージ信号による受信信号への影響状態例を示す説明図、図３は、イメージ信号を除去するウエーバー方式の回路構成例を示すブロック図、図４は、図１に示すＦＭ・ＡＭ受信装置におけるＩ／Ｑ補正部の回路構成例を示す回路図、図５は、本発明に係るＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置の第２の構成例を示すブロック図である。

図１に示す本例のＦＭ・ＡＭ受信装置は、受信したＦＭ信号とＡＭ信号を切り替えて入力し、スーパーヘテロダイン方式で復調するＦＭ・ＡＭ復調装置を具備して構成となっており、このＦＭ・ＡＭ復調装置として、まず、ＦＭアンテナ１から入力したＦＭ信号を増幅するＦＭ信号増幅器２と、ＦＭ信号を中間周波数へ変換するための局部発振信号を生成する局部発振器５と、ＦＭ帯域のイメージ信号を生成するイメージ発振器４と、ＦＭ信号増幅器２からの信号とイメージ発振器４からの信号の一方を選択して出力する（第１の）セレクタ３と、このセレクタ３で選択した信号と局部発振器５が生成した局部発振信号を用いて周波数変換を行い、互いに直交するＩ信号とＱ信号を生成して出力する（第１の）直交ミキサ８とを具備する。

また、ＡＭアンテナ９から入力したＡＭ信号を増幅するＡＭ信号増幅器１０と、イメージ発振器４の出力信号を分周してＡＭ信号を中間周波数へ変換するための局部発振信号を生成する（第１の）分周器１２と、局部発振器５の出力信号を分周する（第２の）分周器１３と、ＡＭ信号増幅器１０からの信号と分周器１３からの信号の一方を選択して出力する（第２の）セレクタ１１と、このセレクタ１１で選択した信号と分周器１２からの信号を用いて周波数変換を行い、互いに直交するＩ信号とＱ信号を生成して出力する（第２の）直交ミキサ１６とを具備する。

さらに、直交ミキサ８からのＩ信号と直交ミキサ１６からのＩ信号の一方を選択して出力する（第３の）セレクタ１７ａと、このセレクタ１７ａが選択出力したＩ信号から高周波信号を除去して出力する（第１の）フィルタ１８ａと、このフィルタ１８ａが出力したＩ信号を増幅する（第１の）増幅器１９ａと、直交ミキサ８からのＱ信号と直交ミキサ１６からのＱ信号の一方を選択して出力する（第４の）セレクタ１７ｂと、このセレクタ１７ｂが選択出力したＱ信号から高周波信号を除去して出力する（第２の）フィルタ１８ｂと、このフィルタ１８ｂが出力したＱ信号を増幅する（第２の）増幅器１９ｂと、増幅器１９ａが出力したＩ信号と増幅器１９ｂが出力したＱ信号を入力し、入力したＩ信号およびＱ信号が予め定められた振幅になるよう増幅器１９ａと増幅器１９ｂを制御する（第１の）ゲイン制御部２０とを具備する。

そして、ゲイン制御部２０で振幅制御された増幅器１９ａからのＩ信号および増幅器１９ｂからのＱ信号のいずれかの位相とゲインもしくは両方の位相とゲインを調整して出力するＩ／Ｑ補正部２１と、ＦＭアンテナ１から受信したＦＭ信号の中間周波数およびＡＭアンテナ９から受信したＡＭ信号の中間周波数を復調する際に予め定められた周波数の信号を生成して出力するＩＦ発振器２５と、Ｉ／Ｑ補正部２１から出力されたＩ信号およびＱ信号とＩＦ発振器２５から出力された信号を用いて復調されたＩ信号と復調されたＱ信号を生成して出力する（第３の）直交ミキサ２４と、この直交ミキサ２４から出力された、復調されたＩ信号と復調されたＱ信号を加算して出力する加算器２６と、この加算器２６から出力された信号から予め定められた帯域の信号を取り出すチャネルフィルタ２７と、このチャネルフィルタ２７から出力された信号を増幅して出力する（第３の）増幅器２８と、この増幅器２８の出力信号の振幅を予め定められた振幅に制御する（第２の）ゲイン制御部２９と、増幅器２８から出力された信号を復調して、出力信号を生成して出力する復調器３０と、この復調器３０から出力された出力信号の振幅を検出して、Ｉ／Ｑ補正部２１におけるＩ信号とＱ信号の位相とゲインの調整に用いるＩ／Ｑ補正信号を生成し、Ｉ／Ｑ補正部２１に出力するＩ／Ｑ補正制御部３１とを具備する。

尚、直交ミキサ８は、ミキサ６ａ，６ｂと移相器７からなり、直交ミキサ１６は、ミキサ１４ａ，１４ｂと移相器１５からなり、直交ミキサ２４は、ミキサ２２ａ，２２ｂと移相器２３からなる。

以下、このような構成からなるＦＭ・ＡＭ復調装置の動作を説明する。ＦＭ信号増幅器２は、ＦＭアンテナ１が受信した信号を増幅して出力する。セレクタ３は、ＦＭ信号増幅器２の出力とイメージ発振器４の出力のうち一方を出力する。

局部発振器５は、受信チャネルに適応した周波数の局部発振信号を生成し、移相器７へ出力する。この移相器７は、局部発振信号をもとに９０度位相の異なる信号を生成し、ミキサ６ａ,６ｂへ出力する。尚、局部発振器５が９０度位相の異なる信号を生成し、直接ミキサ６ａ,６ｂに入力する構成としてもよい。

ミキサ６ａ,６ｂは、セレクタ３と移相器７の出力を乗算し、Ｉ信号およびＱ信号として出力する。こうして、ミキサ６ａ,６ｂと移相器５によって直交ミキサ８が構成される。

同様に、ＡＭ信号増幅器１０は、ＡＭアンテナ９が受信した信号を増幅し、セレクタ１１へ出力する。分周器１２,１３は、局部発振器５、イメージ発振器４の出力をそれぞれ予め定められた（所定の）分周比で分周する。

セレクタ１１は、ＡＭ増幅器１０と分周器１３の出力のうちいずれかを選択してミキサ１４ａ,１４ｂへ出力する。また、分周器１２の出力は、移相器１５に入力される。前述の直交ミキサ８と同様に、ミキサ１４ａ,１４ｂと移相器１５により直交ミキサ１６が構成される。

セレクタ１７ａは、直交ミキサ８,１６のＩ出力のうち一方を選択して出力する。また、セレクタ１７ｂは、直交ミキサ８,１６のＱ出力のうち一方を選択して出力する。

フィルタ１８ａは、セレクタ１７ａにより選択されたＩ信号から不要なものを取り除き、増幅器１９ａは、フィルタ１８ａの出力を増幅する。同様に、セレクタ１７ｂにより選択されたＱ出力は、フィルタ１８ｂにより不要信号を除去され、増幅器１９ｂによって増幅される。

ゲイン制御部２０は、増幅器１９ａ,１９ｂの出力をもとに制御信号を生成し、増幅器１９ａ,１９ｂの増幅率を制御して所定の振幅の出力を得るようにする。

Ｉ／Ｑ補正部２１は、Ｉ信号とＱ信号のいずれか、あるいは、両方の振幅および位相を、Ｉ／Ｑ補正制御部３１からの制御信号を用いて補正して出力する。

ＩＦ発振器２５は、所定の中間周波数信号を生成し、移相器２３へ出力する。尚、ＩＦ発振器２５の代わりに、局部発振器５やイメージ発振器４の出力を選択および分周し、所望の周波数として移相器２３に入力するよう構成しても構わない。

移相器２３は、入力された中間周波数信号を、９０度位相の異なる信号としてミキサ２２ａ,２２ｂに出力する。こうしてミキサ２２ａ,２２ｂと移相器２３もまた直交ミキサ２４を構成する。

ミキサ２２ａ,２２ｂは、Ｉ／Ｑ補正部２１からのＩ出力とＱ出力をそれぞれ移相器２３の出力と乗算して出力する。加算器２６は、直交ミキサ２４のＩ出力とＱ出力を加算して出力する。

加算器２６の出力は、チャネルフィルタ２７によって所望の帯域のものを取り出され、増幅器２８によって増幅されて復調器３０に入力される。

ゲイン制御部２９は、増幅器２８の出力をもとに制御信号を生成し、増幅器２８の出力が所定のものとなるように増幅器２８を制御する。

復調器３０は、入力された信号を所定の復調技術で復調して出力信号を生成する。出力信号は、スピーカー等を介して音声信号として出力される。

Ｉ／Ｑ補正制御部３１は、出力信号をもとにＩ／Ｑ補正制御信号を生成してＩ／Ｑ補正部２１へ出力する。

尚、図１に示す構成のＦＭ・ＡＭ復調装置では、ＦＭ信号とＡＭ信号をセレクタ１７ａ,１７ｂによって選択し、それ以降は、同一の回路を用いる構成としたが、ＦＭおよびＡＭそれぞれを別の回路で復調する構成としても構わない。

従来技術の説明においても述べたように、一般的に、スーパーヘテロダイン方式を用いた復調を行う際には、イメージ信号の発生が問題となる。スーパーヘテロダイン方式における第１の局部発振信号周波数をω１、第２の局部発振信号周波数をω２とする。この時、所望信号の周波数は、（ω１＋ω２）となる。

ミキサにおいて、所望信号は、周波数ω２へとダウンコンバートされるが、イメージ周波数（ω１−ω２）の信号も周波数−ω２へとダウンコンバートされ、復調時に所望信号に重なってしまう。これがイメージ信号の問題であり、このようなイメージ信号による受信信号への影響を図２に示す。

特にローＩＦと呼ばれる技術では、中間周波数ω２が、第１の局部発振周波数ω１と比較して小さい値となるため、イメージ信号を、予めフィルタなどで除去することが困難となる。

このような問題に際し、イメージ信号を除去する技術としてよく知られているものとして、ウエーバー方式が挙げられる。

このウエーバー方式に関して図３を用いて説明する。図１の構成と同様、局部発振器４１からミキサ４０ａ,４０ｂにそれぞれ９０度位相の異なる信号を入力することで、直交ミキサ４２を構成している。局部発振器４５とミキサ４４ａ,４４ｂについても同様に、直交ミキサ４６を構成する。

入力信号は、第１の直交ミキサ４２に入力され、周波数変換が施され、それぞれＩ信号とＱ信号として出力される。このＩ信号およびＱ信号は、フィルタ４３ａ,４３ｂによって高域が除去され、第２の直交ミキサ４６に入力される。第２の直交ミキサ４６の出力は、加算器４７によって加算される。

図３に示すように、入力信号、および第１、第２の直交ミキサの局部発振信号を、それぞれ、ｓｉｎ（ω０＊ｔ）、ｓｉｎ（ω１＊ｔ）、ｃｏｓ（ω１＊ｔ）、ｓｉｎ（ω２＊ｔ）、ｃｏｓ（ω２＊ｔ）と表す。尚、「＊」は「×」を意味する。

この場合、第１の直交ミキサ４２のＩ出力は、次の式１と表される。

ｓｉｎ（ω０＊ｔ）＊ｓｉｎ（ω１＊ｔ）＝−（１÷２）＊（ｃｏｓ（（ω０＋ω１）＊ｔ）−ｃｏｓ（（ω０−ω１）＊ｔ）） …（式１）

フィルタ４３ａによって高域成分が除去されるため、フィルタ４３ａの出力信号は、「Ａ（ｔ）＝（１÷２）＊ｃｏｓ（（ω０−ω１）＊ｔ）」となり、同様に、フィルタ４３ｂの出力信号は、「Ｂ（ｔ）＝（１÷２）＊ｓｉｎ（（ω０−ω１）＊ｔ）」となる。

同じように、第２の直交ミキサ４６のＩ出力における信号は次の式２となり,Ｑ出力における信号は次の式３となる。

Ｃ（ｔ）＝（１÷４）＊ｓｉｎ（（（ω０−ω１）＋ω２）＊ｔ）−ｓｉｎ（（（ω０−ω１）−ω２）＊ｔ）） …（式２）

Ｄ（ｔ）＝（１÷４）＊ｓｉｎ（（（ω０−ω１）＋ω２）＊ｔ）＋ｓｉｎ（（（ω０−ω１）−ω２）＊ｔ）） …（式３）

従って、加算器４７の出力は、次の式４となる。

−Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）＝（１÷２）＊ｓｉｎ（（ω０−ω１−ω２）＊ｔ） …（式４）

ω０＜＜ω２とすれば、図２に示す所望信号帯域（（ω１＋ω２）近傍）の信号成分が出力され、イメージ信号帯域（（ω１−ω２）近傍）の信号成分は、加算器４７の出力では、打ち消されていることがわかる。

しかし、ウエーバー方式は、復調の過程において生成されるＩ信号とＱ信号の間に、振幅や位相の誤差が発生した場合、イメージ除去が充分ではなくなってしまう。

例として、図３の例において第１の直交ミキサ４２に入力される局部発振信号にゲイン誤差ｒ、位相誤差φが存在する場合を示す。

この誤差を考慮した場合、上述の計算式においては、第１の直交ミキサ４２の局部発振信号を「ｒ＊ｓｉｎ（ω１＊ｔ＋φ）,ｃｏｓ（ω１＊ｔ）」と表すことができる。

この時、第１の直交ミキサ４２のＩ出力は、次の式５と表せ、フィルタ４３ａによって高域が除去されて、「Ａ（ｔ）＝（ｒ÷２）＊ｃｏｓ（（ω０−ω１）＊ｔ−φ）」となる。

ｓｉｎ（ω０＊ｔ）＊ｒ＊ｓｉｎ（ω１＊ｔ＋φ）＝−（ｒ÷２）＊（ｃｏｓ（（ω０＋ω１）＊ｔ＋φ）−ｃｏｓ（（ω０−ω１）＊ｔ−φ）） …（式５）

一方、第１の直交ミキサ４２のＱ出力およびフィルタ４３ｂの出力Ｂ（ｔ）は、上述した例と同じである。従って、第２の直交ミキサ４６の出力におけるＩ出力の信号は、次の式６となり、Ｑ出力の信号は、次の式７となる。

Ｃ（ｔ）＝（ｒ÷４）＊ｓｉｎ（（（ω０−ω１）＋ω２）＊ｔ−φ）−ｓｉｎ（（（ω０−ω１）−ω２）＊ｔ−φ）） …（式６）

Ｄ（ｔ）＝（１÷４）＊ｓｉｎ（（（ω０−ω１）＋ω２）＊ｔ）＋ｓｉｎ（（（ω０−ω１）−ω２）＊ｔ）） …（式７）

以上より、加算器４７の出力中で、位相、ゲイン誤差によって残留するイメージ信号ｅ（ｔ）は、次の式８となり、イメージ除去比は、（（（１−ｒ）＊φ）÷２）と近似される。

ｅ（ｔ）＝−（ｒ÷４）＊ｓｉｎ（（（ω０−ω１）＋ω２）＊ｔ−φ）＋（１÷４）＊ｓｉｎ（（（ω０−ω１）＋ω２）＊ｔ）＝（（１−ｒ）＊φ）÷４＊ｃｏｓ（（ω０−ω１＋ω２）＊ｔ） …（式８）

一般に、イメージ除去には、−５０ｄＢ程度の除去比が求められる。そのため、ウエーバー方式に許容されるゲインや位相の誤差は、極めて小さいものとなる。

一方で、回路の設計やレイアウトを注意深く行ったとしても、トランジスタそのものの相対ばらつき等によってＩ／Ｑ間の誤差は、必ず発生してしまう。そのため、Ｉ信号または、Ｑ信号、あるいは、その両方に対して、振幅と位相に所定の補正を与えて、誤差を取り除くことが必要となる。

以下、図１の構成のＦＭ・ＡＭ復調装置において、Ｉ／Ｑ誤差を補正する際の動作について説明する。

例として、ＦＭ信号を受信する場合に対してＩ／Ｑ誤差を補正する際の動作を説明する。

図１においてＦＭ信号を受信する際、セレクタ１７ａ,１７ｂは、直交ミキサ８の出力信号を選択する。

そして、セレクタ３は、通常の受信時には、ＦＭ信号増幅器２の出力を選択するが、イメージ補正調整時は、イメージ発振器４の出力を選択して、直交ミキサ８へと入力する。

局部発振器５は、所望の受信チャネルに合わせた局部発振周波数の信号を直交ミキサ８に入力し、イメージ発振器４は、所定のイメージ周波数の信号をセレクタ３に出力する。

セレクタ３によるイメージ補正調整時のイメージ発振器４の出力選択の結果、直交ミキサ８からは、イメージ周波数と局部発振周波数が掛け合わされた信号が出力される。

直交ミキサ８から出力された信号に対して、フィルタ１８ａ，１８ｂと増幅器１９ａ,１９ｂおよびゲイン制御部２０は通常の動作を行い、不要な信号が取り除かれた増幅器１９ａ,１９ｂからの出力振幅は所定のものとなる。

尚、イメージ信号の場合は、増幅器２８の出力振幅は、Ｉ／Ｑ補正部２１によって変化するため、ゲイン制御部２９は制御を行わず、増幅器２８のゲインは固定としておかなければならない。

Ｉ／Ｑ補正部２１は、入力されたＩ信号もしくはＱ信号、あるいは、その両方に対して、Ｉ／Ｑ補正制御部３１から入力された補正信号に従ったゲインと位相の補正を行う。このＩ／Ｑ補正部２１内のゲインおよび位相の補正を行う回路の一例を図４に示す。

図４において、入力信号ｉｎ＋,ｉｎ−は、差動信号を想定している。可変抵抗５１ａ,５１ｂは同じ抵抗値Ｒ１であり、可変抵抗５２ａ,５２ｂは同じ抵抗値Ｒ２である。また、容量５３ａ,５３ｂは同じ容量値Ｃである。また、差動オペアンプ５４は、充分な帯域とゲインを持っているとする。

この場合、この回路の伝達関数Ｈ（ｓ）は、次の式９で表される。

Ｈ（ｓ）＝（Ｒ２÷Ｒ１）＊（１÷（１＋Ｒ２＊Ｃ＊ｓ）） …（式９）

従って、図４の回路は、可変抵抗５２ａ,５２ｂの抵抗値Ｒ２を変化させることで、出力信号ｏuｔ＋,ｏuｔ−への位相遅れを所望の値に調整することが可能である。

可変抵抗５２ａ,５２ｂの抵抗値Ｒ２を変化させるとゲインも変化するが、位相遅れが決まった後で、可変抵抗５１ａ,５１ｂの抵抗値Ｒ１を変化させることで、ゲインを所望の値に調整することができる。

図１におけるＩ／Ｑ補正部２１内では、Ｉ信号もしくはＱ信号のいずれかは、抵抗値Ｒ１,Ｒ２とも固定値とし、もう一方を可変とすれば、Ｉ信号とＱ信号に対する位相遅れとゲインをそれぞれ変化させることで、Ｉ／Ｑ間の誤差を取り除くように制御することが可能である。

尚、図４に示す構成例において、可変抵抗５２ａ,５２ｂの抵抗値Ｒ２の代わりに、容量５３ａ,５３ｂの容量値Ｃを可変とするような構成でももちろん構わない。

また、上述の「式８」により、Ｉ／Ｑ間の誤差による残留イメージ信号の絶対値は、ゲインおよび位相共に、下に凸な関数であることがわかる。

そのため、図１に示すＦＭ・ＡＭ復調装置においては、Ｉ／Ｑ補正制御部３１により、セレクタ３がイメージ発振部４の出力を選択している状態で、復調部３０からの出力が最小となるように制御信号を生成して、Ｉ／Ｑ補正部２１に入力することで、最適なＩ／Ｑ誤差補正を行うことができる。

尚、式（５）の例では、第１の直交ミキサに対する誤差について述べたが、第２の直交ミキサに入力される局部発振信号やＩ信号、Ｑ信号の経路が持つゲインおよび位相の誤差の影響についても、式（８）と同様に表されるため、上述した方法を用いて除去することが可能である。

また、ＡＭ信号入力時についてＩ／Ｑ誤差を補正する際も、上述のＦＭ信号に対して行った補正と同様に調整を行えばよい。

すなわち、図１においてセレクタ１１は、分周器１３からの信号を出力し、セレクタ１７ａ,１７ｂは、直交ミキサ１６からの信号を出力するよう設定する。そして、分周器１２,１３の出力周波数を、ＡＭ受信時の局部発振周波数とそのイメージ周波数となるように設定する。

この状態で、復調器３０の出力が最小となるように、Ｉ／Ｑ補正制御部３１においてＩ／Ｑ補正信号を生成して、Ｉ／Ｑ補正部２１へ入力することで、ＡＭ受信時のイメージ除去を精度良く行うことができる。

ところで、通常、トランジスタの電流に占める雑音電流の割合は、トランジスタが流す電流の平方根に反比例する。つまり、低雑音な回路を実現するためには、消費電流の増大は、避けられない。

また、一般的な無線受信機（ラジオ受信機）においては、局部発振器（５）の雑音特性は、受信特性に重大な影響をもたらすため、非常に高い精度で周波数を生成することが求められており、従って局部発振器（５）の位相雑音は、極力低減することが望ましい。そのため、局部発振器（５）の消費電力は、受信機全体の中でも高い割合を占めている。

しかし、ＡＭ放送の信号帯域は、ＦＭ放送と比較した場合、約「１÷４０」と大幅に低い周波数となっている。そのため、局部発振器（５）に求められる位相雑音等の要求は、ＦＭに比べてＡＭは、大幅に緩和される。

また、上述したようなイメージ補正調整において、イメージ信号は、帯域内で抑制されることが目的であるため、イメージ信号そのものが多少雑音を含んでいても問題はない。

つまり、図１に例示したＦＭ・ＡＭ復調装置においては、局部発振器５とイメージ発振器４では、イメージ発振器４の方が雑音の要求を緩めることができる。そのため、イメージ発振器４の消費電力を、局部発振器５と比較して低減することができる。

そこで、ＡＭ信号受信時には、イメージ発振器４から生成される信号を分周器１２が所定の周波数に分周することでＡＭの局部発振信号を生成し、その際、局部発振器５は、スリープ状態としておくことで、消費電力の低減を実現できる。また、ＡＭ専用の局部発振器（５）を持つ必要も無いので、チップサイズの低減にもつながる。

また、ＡＭ信号のイメージ調整時には、局部発振器５の出力を分周器１３が所定の周波数とすることでＡＭイメージ信号を生成すればよい。この際、消費電力は、ＦＭ受信時と同等になってしまうが、イメージ信号は、上述したような調整時にのみ動作すればよく、通常の受信時の消費電力には、影響は無い。

尚、図１の実施例において、局部発振器５およびイメージ発振器４、ＩＦ発振器２５には、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路が好適に用いられるが、ＰＬＬの動作は、既知のものであるため、ここでの詳細な説明は省略する。また、それ以外の各モジュールの動作についても既知であるため、ここでの詳細な説明は省略する。

以上、説明したように、図１に示す構成のＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置は、スーパーヘテロダイン方式を用いてＡＭ放送とＦＭ放送を切り替えて受信する受信機ことができ、かつ、Ｉ信号とＱ信号のゲインおよび位相の誤差を補正する回路を備えたウエーバー方式を用いてイメージ信号を除去することで、高いイメージ除去比を有した復調を実現することができる。

そして、局部発振器５とイメージ発振器４の二種類の異なる発振器を有し、ＦＭ放送の受信時には、雑音性能の高い局部発振器５から局部発振信号を生成し、ＡＭ放送の受信時には、雑音性能の高くないイメージ発振器４から局部発振信号を生成することで、ＡＭ放送時の消費電力を低減することができる。

また、イメージ除去のための補正回路調整のために、互いに使用しない方の発振器からイメージ周波数信号を生成することで、イメージ信号発生用の発振器を持つ必要がなくなり、チップサイズの低減につながる。

次に、図５を用いて、本発明に係る他の実施例の説明を行う。

図５に示すＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置は、図１において示したＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置におけるＩ／Ｑ補正部２１の前段にＡ／Ｄコンバータ６１ａ,６１ｂを挿入し、その後の回路を、ディジタル化したものである。

Ａ／Ｄコンバータ６１ａ,６１ｂによってディジタル化されたＩ信号、Ｑ信号は、それぞれＩ／Ｑ補正部６２に入力され、Ｉ／Ｑ補正部６２は、ディジタル演算によってゲインおよび位相の誤差を補正する。

以下のＩＦ発振器６６、移相器６４、ディジタルミキサ６３ａ,６３ｂ、加算器６７、ディジタルフィルタ６８、増幅器６９、復調器７０は、図１の実施例と同様の動作をするディジタル回路である。

尚、Ａ／Ｄコンバータ６１ａ,６１ｂ以前の回路については、図１において示したＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置におけるものと同様であるため説明は、省略する。

Ｉ／Ｑ補正部６２は、入力されたＩ信号とＱ信号のいずれか、もしくは、両方に対してゲインと位相の補正を行う。補正動作は、ディジタル演算によって行われ、この演算は、一般的なディジタルフィルタを用いることで容易に実現できる。

ＩＦ発振器６６は、内部に位相情報を持ち、基準クロックに合わせて位相情報をインクリメントする。また、位相情報に対応した出力値を記憶しておき、必要に合わせて出力することでＩＦ信号を生成する。

移相器６４は、ＩＦ信号をもとに９０度位相の異なる信号を生成し、ディジタルミキサ６３ａ,６３ｂへ出力するディジタルフィルタである。尚、ＩＦ発振器６６に９０度位相の異なる二種類の値を記憶し、直接、ディジタルミキサ６３ａ,６３ｂに出力する構成としても構わない。

ディジタルミキサ６３ａ,６３ｂは、Ｉ／Ｑ補正部６２の出力と移相器６４の出力を乗算する。こうして、移相器６４とディジタルミキサ６３ａ,６３ｂは、直交ミキサ６５を構成する。

加算器６７は、直交ミキサ６５の出力を加算して出力する。ディジタルフィルタ６８は、出力信号から必要な帯域を取り出す。また、増幅器６９は、入力された信号を設定されたゲインだけ増幅して出力する。

ゲイン制御部７０は、増幅器６９の出力が所望の値となるように、増幅器６９のゲインを制御する。復調器７１は、増幅器６９の出力をもとに所定の方法で復調を行う。

これらの信号処理は、全てディジタル演算として行われるため、量子化に伴う誤差以外は、信号の劣化がなく、精度のよい復調が可能となる。

前述したように、一般的にローＩＦと呼ばれる方式は、中間周波数を数百ｋＨzという比較的低い周波数に設定する。そのため、図５に示すＡ／Ｄコンバータ６１ａ,６１ｂの帯域は、低いものとすることができる。

一般に、Ａ／Ｄコンバータ（６１ａ,６１ｂ）は、帯域が低ければ精度を良くすることができるため、高精度な復調が可能となる。

さらに、Ａ／Ｄコンバータ６１ａ,６１ｂ以降の、直交ミキサ６５、ＩＦ発振器６６、加算機６７、フィルタ６８、増幅器６９、復調器７１からなる復調部については、ディジタル的に信号処理を行うため、非線形性等の誤差が入らず、精度の良い復調が容易となる。

また、ディジタル部を動作させる基準クロックは、局部発振器５やイメージ発振器４の出力を選択および分周し、所望の周波数として使用することで、チップサイズを低減することができる。

以上、説明したように、図５に示した構成のＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置においても、スーパーヘテロダイン方式を用いてＡＭ放送とＦＭ放送を切り替えて受信する際に、Ｉ信号とＱ信号のゲインおよび位相の誤差を補正する回路を備えたウエーバー方式を用いてイメージ信号を除去することで、高いイメージ除去比を有した復調を実現することができる。

特に、中間周波数帯においてＡ／Ｄコンバータ６１ａ，６１ｂを用いて、以降の信号処理をディジタル的に行うことで、Ａ／Ｄコンバータ６１ａ，６１ｂ以降は、雑音の影響を受けることがなくなり、精度のよい復調が可能となる。

また、局部発振器５とイメージ発振器４の二種類の異なる発振器を有し、ＦＭ放送の受信時には、雑音性能の高い局部発振器５から局部発振信号を生成し、ＡＭ放送の受信時には、雑音性能の高くないイメージ発振器４から局部発振信号を生成することで、ＡＭ放送時の消費電力を低減することができる。

また、イメージ除去のための補正回路調整のために、互いに使用しない方の発振器からイメージ周波数信号を生成することで、イメージ信号発生用の発振器を持つ必要がなく、チップサイズの低減につながる。

以上、説明したように、図１に示す構成のＦＭ・ＡＭ受信装置は、スーパーヘテロダイン方式のＦＭ・ＡＭ復調装置として、ウエーバー方式のイメージ除去回路を備えており、そのＩ／Ｑ誤差を補正するための回路と、補正値を検出するためのイメージ信号発生器を有し、要求される雑音特性の緩いＡＭ放送受信時には、イメージ信号発生器を局部発振器の代わりに使用することで、ＡＭ受信時の消費電力を低減することができる。

また、ＡＭ受信に対してのイメージ信号は、局部発振器５を用いることで、余分な発振器を持つ必要がなく、チップサイズの低減につながる。

また、図２に示す構成のＦＭ・ＡＭ受信装置では、受信信号は、中間周波数帯でディジタル化されるため、その後の復調に際して雑音が混入することがなく、高精度な復調が可能である。

特に、ウエーバー方式は、ローＩＦの復調に対して有利な方式であり、ローＩＦとすることでＡ／Ｄコンバータの帯域を低くすることができるため、その分高精度なＡ／Ｄコンバータを実現することができ、復調精度の向上につながる。

以下、図１および図５に示す構成のＦＭ・ＡＭ受信装置におけるＦＭ・ＡＭ復調装置によるイメージ信号補正を含む処理動作説明を行う。

例えば、図１に示す構成のＦＭ・ＡＭ復調装置においてイメージ補正調整を行う際、（１）ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合には、（１−１）まず、セレクタ３がイメージ発振器４の出力を選択するようセレクタ３を設定して、イメージ発振器４からの信号を直交ミキサ８へと入力させることで、直交ミキサ８においてイメージ発振器４からのイメージ周波数と局部発振器５からの局部発信周波数を掛け合わせて生成されたＩ信号をセレクタ１７ａにＱ信号をセレクタ１７ｂに出力させる。

（１−２）次に、セレクタ１７ａが直交ミキサ８からのＩ信号を選択するようセレクタ１７ａを設定して、直交ミキサ８からのＩ信号をフィルタ１８ａと増幅器１９ａを介してＩ／Ｑ補正部２１に入力させると共に、セレクタ１７ｂが直交ミキサ８からのＱ信号を選択するようセレクタ１７ｂを設定して、直交ミキサ８からのＱ信号をフィルタ１８ｂと増幅器１９ｂを介してＩ／Ｑ補正部２１に入力させる。

（１−３）さらに、増幅器２８のゲインを固定とするようゲイン制御部２９を設定して、Ｉ／Ｑ補正部２１から出力されたＩ信号およびＱ信号とＩＦ発振器２５から出力された局部発信周波数とが直交ミキサ２４において掛け合わせされて生成されたＩ信号とＱ信号が加算器２６で加算され、フィルタ２７を介して出力されてきた信号を、ゲインが固定された増幅器２８で増幅して復調器３０に入力させる。

（１−４）そして、復調器３０からの出力が最小となるようにＩ／Ｑ補正制御部３１において補正信号を生成させてＩ／Ｑ補正部２１に入力し、Ｉ／Ｑ補正部２１において、入力されたＩ信号もしくはＱ信号、あるいは、その両方に対する、Ｉ／Ｑ補正制御部３１から入力された補正信号に従っての位相の調整とゲインの調整を行う。

尚、（１−５）ＦＭ信号に対する復調を行う場合には、セレクタ３が増幅器２の出力を選択するようセレクタ３を設定して、増幅器２からの信号を直交ミキサ８へと入力させ、以降、ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合と同様の設定を行う際に、ゲイン制御部２９による増幅器２８のゲイン固定を解除し、かつ、Ｉ／Ｑ補正制御部３１からＩ／Ｑ補正部２１に、ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行った際に生成した補正信号を入力させる。

（２）また、ＡＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合には、（２−１）まず、セレクタ１１が分周器１３の出力を選択するようセレクタ１１を設定して、分周器１３からの信号を直交ミキサ１６へと入力させ、直交ミキサ１６において分周器１３からのイメージ周波数と分周器１２からの局部発信周波数を掛け合わせて生成されたＩ信号をセレクタ１７ａにＱ信号をセレクタ１７ｂに出力させる。

（２−２）次に、セレクタ１７ａが直交ミキサ１６からのＩ信号を選択するようセレクタ１７ａを設定して、直交ミキサ１６からのＩ信号をフィルタ１８ａと増幅器１９ａを介してＩ／Ｑ補正部２１に入力させると共に、セレクタ１７ｂが直交ミキサ１６からのＱ信号を選択するようセレクタ１７ｂを設定して、直交ミキサ１６からのＱ信号をフィルタ１８ｂと増幅器１９ｂを介してＩ／Ｑ補正部２１に入力させる。

（２−３）以降、ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合と同様にして、Ｉ／Ｑ補正部２１における入力されたＩ信号もしくはＱ信号、あるいは、その両方に対する、Ｉ／Ｑ補正制御部３１から入力された補正信号に従っての位相の調整とゲインの調整を行う。

（２−４）そして、ＡＭ信号に対する復調を行う場合には、セレクタ１１が増幅器１０の出力を選択するようセレクタ１１を設定して、増幅器１０からの信号を直交ミキサ１６へと入力させ、以降、ＡＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合と同様の設定を行う際に、ゲイン制御部２９による増幅器２８のゲイン固定を解除し、かつ、Ｉ／Ｑ補正制御部３１からＩ／Ｑ補正部２１に、ＡＭ信号に対するイメージ補正調整を行った際に生成した補正信号を入力する。

尚、ＡＭ信号に対する復調を行う場合には、局部発振器５をスリープ状態とすることで、消費電力を削減させる。

尚、本発明は、図１〜図５を用いて説明した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、図２に示すＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置において、必要であれば復調器７１の後段にＤ／Ａコンバータを接続して、アナログ信号に変換して出力するような構成としても構わない。

図１，５に示す構成のＦＭ・ＡＭ復調装置を具備したＦＭ・ＡＭ受信装置を、例えば、ＦＭ・ＡＭ両用のラジオやトランシーバー等の電子機器に設けることにより、当該電気機器の高性能化および小型化を図ることができる。

１：ＦＭアンテナ、２：ＦＭ信号増幅器、３：セレクタ、４：イメージ発振器、５：局部発振器、６：６ａ，６ｂ，１４ａ，１４ｂ，２２ａ，２２ｂ：ミキサ、７，１５，２３：移相器、８，１６，２４：直交ミキサ、９：ＡＭアンテナ、１０：ＡＭ信号増幅器、１２，１３：分周器、１１，１７ａ，１７ｂ：セレクタ、１８ａ，１８ｂ：フィルタ、１９ａ，１９ｂ，２８：増幅器、２０，２９：ゲイン制御部、２１：Ｉ／Ｑ補正部、２５：ＩＦ発振器、２６：加算器、２７：チャネルフィルタ、３０：復調器、３１：Ｉ／Ｑ補正制御部、４０ａ,４０ｂ，４４ａ,４４ｂ：ミキサ、４１，４５：局部発振器、４２，４６；直交ミキサ、４３ａ,４３ｂ：フィルタ、４７：加算器、５１ａ,５１ｂ，５２ａ,５２ｂ：可変抵抗、５３ａ,５３ｂ：容量、５４：差動オペアンプ、６１ａ,６１ｂ：Ａ／Ｄコンバータ、６２：Ｉ／Ｑ補正部、６３ａ,６３ｂ：ディジタルミキサ、６４：移相器、６５：直交ミキサ、６６：ＩＦ発振器、６７：加算器、６８：ディジタルフィルタ、６９：増幅器、７０：復調器。

特開２００６−１２１６６５号公報 特許第２５４６３３１号公報 特開２００３−２４４００２号公報

Claims (7)

1. ＦＭ信号とＡＭ信号を切り替えて入力し復調するＦＭ・ＡＭ復調装置であって、入力したＦＭ信号を増幅するＦＭ信号増幅器と、ＦＭ信号を中間周波数へ変換するための局部発振信号を生成する局部発振器と、ＦＭ帯域のイメージ信号を生成するイメージ発振器と、前記ＦＭ信号増幅器からの信号と前記イメージ発振器からの信号の一方を選択して出力する第１のセレクタと、該第１のセレクタで選択した信号と前記局部発振器が生成した局部発振信号を用いて周波数変換を行い、互いに直交するＩ信号とＱ信号を生成して出力する第１の直交ミキサと、入力したＡＭ信号を増幅するＡＭ信号増幅器と、前記イメージ発振器の出力信号を分周して前記ＡＭ信号を中間周波数へ変換するための局部発振信号を生成する第１の分周器と、前記局部発振器の出力信号を分周する第２の分周器と、前記ＡＭ信号増幅器からの信号と前記第２の分周器からの信号の一方を選択して出力する第２のセレクタと、該第２のセレクタで選択した信号と前記第１の分周器からの信号を用いて周波数変換を行い、互いに直交するＩ信号とＱ信号を生成して出力する第２の直交ミキサと、前記第１の直交ミキサからのＩ信号と前記第２の直交ミキサからのＩ信号の一方を選択して出力する第３のセレクタと、該第３のセレクタが選択出力したＩ信号から高周波信号を除去して出力する第１のフィルタと、前記第１の直交ミキサからのＱ信号と前記第２の直交ミキサからのＱ信号の一方を選択して出力する第４のセレクタと、該第４のセレクタが選択出力したＱ信号から高周波信号を除去して出力する第２のフィルタと、第１のフィルタ、第２のフィルタからそれぞれ出力されるＩ信号、Ｑ信号を加算して出力する加算器と、該加算器から出力された信号を復調して、出力信号を生成して出力する復調器と、を設けたことを特徴とするＦＭ・ＡＭ復調装置。
2. 請求項１に記載のＦＭ・ＡＭ復調装置であって、
   前記第１の増幅器が出力したＩ信号を入力してディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバータと、
   前記第２の増幅器が出力したＱ信号を入力してディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバータを設け、
   前記Ｉ／Ｑ補正手段と、前記ＩＦ発振器、前記第３の直交ミキサ、前記加算器、前記チャネルフィルタ、前記第３の増幅器、前記第２のゲイン制御手段、前記復調器、前記Ｉ／Ｑ補正制御手段のそれぞれは、ディジタル演算素子からなることを特徴とするＦＭ・ＡＭ復調装置。
3. 請求項１もしくは請求項２のいずれかに記載のＦＭ・ＡＭ復調装置であって、
   前記イメージ発振器として、前記局部発振器より位相雑音が高い発振器を用いることを特徴とするＦＭ・ＡＭ復調装置。
4. ＦＭ放送とＡＭ放送を切り替えて受信するＦＭ・ＡＭ受信装置であって、
   請求項１から請求項３のいずれかに記載のＦＭ・ＡＭ復調装置を具備し、
   該ＦＭ・ＡＭ復調装置を用いて、ＦＭアンテナで受信したＦＭ信号とＡＭアンテナで受信したＡＭ信号の復調を行うことを特徴とするＦＭ・ＡＭ受信装置。
5. 請求項４に記載のＦＭ・ＡＭ受信装置を具備したことを特徴とする電子機器。
6. 請求項１から請求項３のいずれかに記載のＦＭ・ＡＭ復調装置のイメージ補正調整方法であって、
   ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合には、
   前記第１のセレクタがイメージ発振器の出力を選択するよう該第１のセレクタを設定して、前記イメージ発振器からの信号を第１の直交ミキサへと入力させ、
   該第１の直交ミキサにおいて前記イメージ発振器からのイメージ周波数と局部発振器からの局部発信周波数を掛け合わせて生成されたＩ信号を第３のセレクタにＱ信号を第４のセレクタに出力させ、
   前記第３のセレクタが前記第１の直交ミキサからのＩ信号を選択するよう該第３のセレクタを設定して、前記第１の直交ミキサからのＩ信号を前記第１のフィルタと前記第１の増幅器を介して前記Ｉ／Ｑ補正手段に入力させ、
   前記第４のセレクタが前記第１の直交ミキサからのＱ信号を選択するよう該第４のセレクタを設定して、前記第１の直交ミキサからのＱ信号を前記第２のフィルタと前記第２の増幅器を介して前記Ｉ／Ｑ補正手段に入力させ、
   前記第３の増幅器のゲインを固定とするよう前記第２のゲイン制御手段を設定して、前記Ｉ／Ｑ補正手段から出力されたＩ信号およびＱ信号とＩＦ発振器から出力された局部発信周波数とが第３の直交ミキサにおいて掛け合わせされて生成されたＩ信号とＱ信号が加算器で加算され、チャネルフィルタを介して出力されてきた信号を、ゲインが固定された第３の増幅器で増幅して復調器に入力させ、
   該復調器からの出力が最小となるように前記Ｉ／Ｑ補正制御手段において補正信号を生成させて前記Ｉ／Ｑ補正手段に入力し、
   該Ｉ／Ｑ補正手段において、前記入力されたＩ信号もしくはＱ信号、あるいは、その両方に対する、前記Ｉ／Ｑ補正制御手段から入力された補正信号に従っての位相の調整とゲインの調整を行い、
   ＦＭ信号に対する復調を行う場合には、
   前記第１のセレクタがＦＭ信号増幅器の出力を選択するよう該第１のセレクタを設定して、前記ＦＭ信号増幅器からの信号を第１の直交ミキサへと入力させ、以降、ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合と同様の設定を行う際に、前記第２のゲイン制御手段による前記第３の増幅器のゲイン固定を解除し、かつ、前記Ｉ／Ｑ補正制御手段から前記Ｉ／Ｑ補正手段に、前記ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行った際に生成した補正信号を入力することを特徴とし、
   ＡＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合には、
   前記第２のセレクタが前記第２の分周器の出力を選択するよう該第２のセレクタを設定して、前記第２の分周器からの信号を第２の直交ミキサへと入力させ、
   該第２の直交ミキサにおいて前記第２の分周器からのイメージ周波数と第１の分周器からの局部発信周波数を掛け合わせて生成されたＩ信号を第３のセレクタにＱ信号を第４のセレクタに出力させ、
   前記第３のセレクタが前記第２の直交ミキサからのＩ信号を選択するよう該第３のセレクタを設定して、前記第２の直交ミキサからのＩ信号を前記第１のフィルタと前記第１の増幅器を介して前記Ｉ／Ｑ補正手段に入力させ、
   前記第４のセレクタが前記第２の直交ミキサからのＱ信号を選択するよう該第４のセレクタを設定して、前記第２の直交ミキサからのＱ信号を前記第２のフィルタと前記第２の増幅器を介して前記Ｉ／Ｑ補正手段に入力させ、
   以降、前記ＦＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合と同様にして、前記Ｉ／Ｑ補正手段における前記入力されたＩ信号もしくはＱ信号、あるいは、その両方に対する、前記Ｉ／Ｑ補正制御手段から入力された補正信号に従っての位相の調整とゲインの調整を行い、
   ＡＭ信号に対する復調を行う場合には、
   前記第２のセレクタがＡＭ信号増幅器の出力を選択するよう該第２のセレクタを設定して、前記ＡＭ信号増幅器からの信号を第２の直交ミキサへと入力させ、以降、ＡＭ信号に対するイメージ補正調整を行う場合と同様の設定を行う際に、前記第２のゲイン制御手段による前記第３の増幅器のゲイン固定を解除し、
   かつ、前記Ｉ／Ｑ補正制御手段から前記Ｉ／Ｑ補正手段に、前記ＡＭ信号に対するイメージ補正調整を行った際に生成した補正信号を入力することを特徴とするＦＭ・ＡＭ復調装置のイメージ補正調整方法。
7. 請求項６に記載のＦＭ・ＡＭ復調装置のイメージ補正調整方法であって、
   ＡＭ信号に対する復調を行う場合には、前記局部発振器をスリープ状態とすることを特徴とするＦＭ・ＡＭ復調装置のイメージ補正調整方法。

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