JP5568207B2

JP5568207B2 - ユーザ指定可能、低コスト、低ノイズであり、位相跳躍に影響されにくいマルチオクターブ帯域チューナブル発振器

Info

Publication number: JP5568207B2
Application number: JP2006308906A
Authority: JP
Inventors: ウルリッヒ・エル・ローデ; アジャイ・クマール・ポダー; クラウス・ユルゲン・シュープ; パリマル・パテル
Original assignee: Synergy Microwave Corp
Current assignee: Synergy Microwave Corp
Priority date: 2005-11-15
Filing date: 2006-11-15
Publication date: 2014-08-06
Anticipated expiration: 2026-11-15
Also published as: US20070109061A1; JP2007159114A; CA2568244A1; US7605670B2; EP1786096A3; CA2568244C; EP1786096A2

Description

［関連出願の相互参照］
本願は２００５年１１月１５日に出願された米国仮特許出願第60/736,901号に基づく優先的権利を主張するものであり、その開示内容を参照することにより本明細書の一部をなすものとする。

［発明の分野］
一般に、本発明は、同調帯域上で比較的低く均一な位相ノイズを維持しながらかなり幅広い周波数レンジ（例えばマルチオクターブ帯域）にわたって動作するよう調整することができる、ユーザ指定可能であり低コストで電力効率の高い電圧制御発振器（ＶＣＯ：voltage controlled oscillator）に関する。

超広帯域無線（ＵＷＢ：ultrawideband）技術は、多くの併用サービスとの共存を可能にするその設定変更容易性（configurability）および適応性（adaptability）から、無線通信に携わる研究開発者その他の関係者の間でかなりの関心を集めている。ＹＩＧ（yttrium-iron-garnet）ベースの信号源は、その設定変更容易性、広帯域周波数選択性、およびマイクロ波周波数においてスペクトル的に純粋な信号を発生する能力で知られている。しかしながら、ＹＩＧベースの信号源はコストがかかり、大量の電力を消費し、そして最新集積回路（ＩＣ）技術による製造にはあまり適していない。それのみならず、それらは、電磁干渉（ＥＭＩ：electromagnetic interference）、振動の影響、マイクロフォニック雑音、位相跳躍（phase hit）、および周波数変調からも免れ得ない。

現在、世界中で様々なモバイル通信標準が使用されている。ソフトウェア無線（ＳＤＲ：software-defined radio）に基づくマルチスタンダード（多標準）端末は端末のソフトウェアを修正するだけで様々なモバイル通信システムで使用可能である。第２、第３世代の無線システムを共存させるには、マルチモード、マルチバンド（多帯域）、およびマルチスタンダード（多標準）通信システムが必要である。これらのシステムは複数の狭帯域電圧制御発振器（ＶＣＯ）モジュールに置き換わるマルチオクターブ帯域信号源が必要になると考えられる。特に、これらのモジュールは単一の設定変更可能でスペクトル的に純粋なＵＷＢ信号源（つまり単一電圧制御発振器）によって置き換えられることが一般に望ましい。

例えばＶＣＯ、出力分割器、増幅器、および移相器などの送受信器部品は様々なシステムの周波数帯域をカバーするために広帯域性能を発揮することができることが通常要求される。最大６ＧＨｚまでの周波数レンジとＵＷＢ技術の導入による更に高い周波数で機能する異なる標準（スタンダード）から広帯域チューナブル信号源の必要性が生まれる。それらはセルラコードレス電話の複数の標準のほかに無線ＬＡＮの機能性も１ユニットに組み合わせるマルチスタンダードＲＦ送受信機に更なる利用性を与える。このことは再設定可能なマルチオクターブ帯域信号源の低電力低位相ノイズ動作を実現するために使用されるトポロジーおよびテクノロジーに対してより多くの要求を課す。無線通信の周波数帯域がより高くシフトするにつれ、電力効率が高く超低位相ノイズ広帯域かつ熱的に安定でコンパクトな信号源を低コストで実現することは能動装置の周波数限界のためによりチャレンジングな課題となる。高周波数信号は、基本周波数または高調波周波数において動作する発振器に基づいて生成することが可能である。

例えば周波数逓倍、帯域が別個のＶＣＯ同士の切り替え、インターモーダル多重周波数（intermodal multiple frequency）の利用、帯域を選択するごとに切り替わる共振器の利用など、様々なアプローチが有望である。しかしながらこれらのアプローチは、比較的多量の電力を消費し、ノイズ性能が比較的劣り、しかもコスト効率が良くない、サイズが比較的大きな回路を結果的にもたらす。帯域切替アプローチの欠点は電力消費が大きいことで、ＰＩＮダイオードが利用される場合には、ＰＩＮダイオードから生じるスイッチングスパイクのせいで余分なノイズも発生する。

より具体的には、周波数を逓倍するために発振器において周波数ダブラー回路またはトリプラー回路を利用することは出力の中にスプリアス信号が常に存在するという点で欠点を有する。これらのスプリアス信号は、受信機の性能を劣化させるかあるいは他の無線サービスとの干渉を引き起こすため、それを避けるためにフィルタで除去しなければならない。加えて、パーツ点数はダブラー回路とトリプラー回路とにより大きく増大し、所望の出力周波数はそれらの逓倍周波数と正確に一致しなければならない。

位相ノイズは発振器の発振周波数または搬送波（キャリア）周波数の変調の結果生じるノイズであり、正確に調整されるべき発振器の能力に影響を与える。一般に、位相ノイズは周波数の逓倍（２倍と３倍）とともに増大する。さらに、ＶＣＯの位相ノイズ性能は通信チャネルの間隔が狭まりデータ伝送にかかる負荷がより大きくなるにつれますます重要になりつつある。広域同調レンジと超低位相ノイズはＶＣＯの設計におけるトレードオフを代表し、それは使用されるテクノロジーとトポロジーとの両方に影響を与える。マルチオクターブ帯域周波数選択性と良好な位相ノイズは、帯域上でループパラメータを制御すると同時に共振器の時間平均の負荷時Ｑ値を最適化する問題のために、相反する要求であると一般的に考えられている。

発振器の意図する用途に応じて発振器動作に関係のある多数の動作パラメータが存在するが、位相ノイズは測定および計測用途にとって重要な性能指数である。固定周波数動作を目的とした発振器では、格別関心のあるパラメータを最適化することは比較的容易である。しかし、発振器が広帯域周波数レンジにわたり動作するよう調整されるときには問題に遭遇する。バラクタ（varactor）調整発振器（バラクタによって調整される発振器）がマルチオクターブ帯域にわたり連続的に調整されるためには、チューニングダイオード（tuning diode）は同調電圧（tuning voltage）の小さな変化に対して静電容量（キャパシタンス）の大きな変化を示さなくてはならない。しかしながら、このためにチューニングダイオードの静電容量が、チューニングダイオード自体を含む様々な発振器回路素子によって内部発生したランダムな電子ノイズ信号によって変調され易くなる。ＶＣＯの同調レンジは位相ノイズに直接的に影響を与え、ＶＣＯの連続的なマルチオクターブ帯域周波数選択性とバラクタ容量変調によって発生した位相ノイズ量との間にトレードオフが存在する。全周波数レンジにわたる低位相ノイズ性能は厳しい要求である。

既に言及したように、一部の発振器はＰＩＮダイオードを使用する。発振器におけるＰＩＮダイオードの不利な点は、ＰＩＮダイオードは低い“オン”インピーダンスを得るのに大きなＤＣ電流を必要とし、ＰＩＮダイオードが“オフ”のときにはそれらは高レベルの高調波に関係したスプリアス信号、損失および歪みを発生する可能性があるということである。さらに、ＰＩＮダイオードに付随するタンク回路は回路Ｑ値を低下させ、それが効率を低くし、出力回路により高い位相ノイズを発生させることとなる。

これも既に言及したように、ＹＩＧ共振器ベースの発振器は広帯域チューナブル電圧制御発振器として知られているが、サイズ、電力、および集積回路（ＩＣ）形態への実装容易性を犠牲にする。ＹＩＧ共振器は磁場が存在する中でマイクロ波周波数で共振する磁性絶縁体である。共振器が球形である場合、共振周波数は磁場の強さだけに依存し、球の半径には依存しない。ＹＩＧ共振器は通常、単結晶イットリウム鉄ガーネットまたはガリウム置換型イットリウム鉄ガーネットから作られる。ＹＩＧ発振器において、ＹＩＧ球体は反応性部品として使用され、それはその共振周波数を設定するために磁場中に配置される。チューナブルＹＩＧ発振器では、ＹＩＧ球体は電磁石のエアギャップ内に配置され、巻き線に印加される電流は所望の発振周波数が得られるよう必要に応じて変えられる。結果、ＹＩＧ発振器は通常はサイズが大きく、重く、比較的大量の電力を消費し、そのために一般的には最新ＩＣ技術による製造には適さない。加えて、ＹＩＧベースの発振器は通常は、振動、マイクロフォニック雑音、位相跳躍、および周波数アジリティ（frequency-agility）に敏感である。

その点から、送受信機モジュールは現在のところＹＩＧステージ共振器を除いて単一のＩＣチップに実装されることがある。それゆえ、単一ＩＣチップ上の送受信機コストを低減するため、ＹＩＧ共振器を削除することが望ましい。ＹＩＧ共振器を削除する１つの方法は平面共振器を利用することである。しかし平面共振器は比較的低いＱ値（quality factor）が悩みで、そのために位相ノイズの影響を受けやすい。

周波数アジリティ（frequency-agility）の問題を解決するため、１対１および１対多の市場を扱う無線機製造者は、一般に、再設定可能であり広帯域チューナブルな比較的低い位相ノイズを与える発振器を利用することを好む。この要求から、低減したコストと電力でより高いデータ伝送速度を実現するためにＹＩＧベースの信号源は忌避される。かかる（再設定可能かつ広帯域チューナブルな）発振器は、現行およびそれ以降の世代の通信システムに有利に利用することが可能である。

従来の信号源（つまり従来の発振器／ＶＣＯ）とは異なり、ＹＩＧベースの発振器のＱ値（quality factor）は周波数とともに特にミリ波周波数において増大する。ＹＩＧベースのシンセサイザ（合成器）は標準的な信号源と比べて低位相ノイズ性能を実現し、広帯域チューナブル（広帯域で周波数を選べる）である。しかしながら、ＹＩＧベースの発振器は大量の電力を必要とする（＞２４Ｖ、１００ｍＡ）。この結果、過剰な熱が発生し、それが送受信機モジュール内のその他の電子部品を傷める可能性がある。加えて、ＹＩＧベースの発振器は、振動、ライティング（lighting）、電磁干渉（ＥＭＩ）、マイクロフォニック雑音、位相跳躍、および周波数変調を起しやすく、それらはすべて最新通信システムの設計において有害な影響を及ぼしかねない。これらの影響はキャリア信号の途絶を引き起こし、無線通信のビット誤り率に影響を与える可能性がある。

従来より、ＹＩＧ発振器は、ＹＩＧ共振器に結合した能動素子（active device）としてＦＥＴまたはバイポーラトランジスタのどちらかを利用してきた。ＦＥＴは一般にバイポーラトランジスタより高い周波数で動作することができるが、バイポーラトランジスタの方はかなりより優れた１／ｆノイズ特性を有する。バイポーラとＦＥＴの双方のマイクロ波周波数レンジの周波数に調整が可能な単一の広帯域装置は全く存在していない。バイポーラトランジスタベースのＹＩＧ発振器の高周波限界を上げる試みがトランジスタの高周波限界を上げることによって行われてきたが、これらのトランジスタの最小動作周波数も高くなりがちである。さらに、ＹＩＧ発振器回路は通常は低周波数または高周波数のいずれかで動作するよう設計されている。広帯域信号源としてチューナブルな単一回路を設計することは、通常、チャレンジングであり難しい問題である。

集積性（integrability）と電力効率の高い動作に対するＹＩＧ発振器の限界を考えると、マルチオクターブ帯域周波数選択性をサポートするとともにチップ形態への実装が容易な小型サイズの発振器の必要性が存在する。加えて、ＹＩＧ発振器の代わりに使用することが可能な単一装置としてパッケージ化される広帯域同調発振器（broadband tuned oscillator）の必要性が存在する。

上記課題を解決するため、本発明の１つの観点として、発振周波数のあるレンジで動作可能な発振器が提供される。例えば、当該発振器は、好ましくは、ベース端子、エミッタ端子およびコレクタ端子を有するトランジスタと、動的に調整可能な容量性素子（dynamically tunable capacitive element）を介して前記ベース端子と前記コレクタ端子とに跨って結合したマルチモード結合共振器（multi-mode coupled resonator）とを含む。加えて、当該発振器は好ましくは、前記コレクタ端子に直列に結合した進行波結合共振器（progressive-wave coupled resonator）および遅波結合共振器（slow-wave coupled resonator）とを含む。

本発明のこの観点によれば、前記トランジスタのベース端子とコレクタ端子とに跨ってノイズフィルタリング回路網（noise filtering network）が結合されることがある。加えて、前記発振器のベース端子とコレクタ端子とに跨ってノイズ除去回路網（noise cancellation network）が結合されることがある。

さらに本発明のこの観点によれば、当該発振器は更に望ましくは、前記ベース端子と前記コレクタ端子とに跨って結合したノイズフィードバック・バイアス回路網（noise feedback and bias network）を含みうる。当該発振器は、更に望ましくは、前記ベース端子と前記コレクタ端子の間に前記遅波結合共振器および前記進行波結合共振器を介して結合した位相補償回路網（phase compensating network）を含みうる。さらに、当該発振器は、前記遅波結合共振器および前記進行波結合共振器の間に結合した分散結合媒体（distributed coupled medium）を更に含むことが望ましい場合がある。

さらに本発明のこの観点によれば、前記マルチモード結合共振器は電磁結合共振器（electromagnetically coupled resonator）で構成されることがある。加えて、前記電磁結合共振器は、更に望ましくは少なくとも２つの平面結合共振器で構成されることがある。さらに、当該発振器は、更に望ましくは、前記少なくとも２つの平面結合共振器を跨ぐ有効結合（effective coupling）がユーザ選択可能な周波数帯域を提供するよう動的に調節できるように構成されることがある。

さらに本発明のこの観点によれば、当該発振器は、更に望ましくは、前記マルチモード結合共振器に結合しており当該発振器の発振周波数を調整する働きをする同調回路網（tuning network）を含む。

本発明のこの観点によれば、当該発振器は、望ましくは、共振器がプリント基板の表面上または埋込層内の平面共振器として実装されるようプリント基板上に実装される。

本発明の１つの観点として、第１の端子、第２の端子および第３の端子を有するトランジスタと、前記第３の端子に結合したデュアルモード電磁結合共振器（dual mode electromagnetically coupled resonator）と、前記デュアルモード電磁結合共振器を跨いで結合した少なくとも２つのチューニングダイオード（tuning diode）とを含む電圧制御発振器が提供される。好ましくは、前記チューニングダイオードは、当該発振器の発振周波数を調整する可変コンデンサとして働く。

本発明のこの観点によれば、前記デュアルモード電磁結合共振器は、好ましくは１対の誘導結合した分散伝送線路により構成される。さらに、前記デュアルモード電磁結合共振器は、マイクロストリップ線路結合共振器により構成される場合がある。さらに、前記デュアルモード電磁結合共振器は、ストリップ線路結合共振器により構成される場合がある。

さらに本発明のこの観点によれば、前記トランジスタは、望ましくは、第１の端子、第２の端子および第３の端子を成すベース端子、コレクタ端子およびエミッタ端子をそれぞれ有する並列エミッタ構成のバイポーラトランジスタ（parallel emitter configured bipolar transistor）により構成される。

本発明の別の観点として通信装置が提供される。当該通信装置は、好ましくは、情報を送受信するためのモジュールと、このモジュールに結合したマルチオクターブ帯域チューナブル発振器（multi-octave band tunable oscillator）とを含む。前記マルチオクターブ帯域チューナブル発振器は、第１の端子、第２の端子および第３の端子を有するトランジスタと、相互にそして前記トランジスタに電磁結合した複数の平面共振器（planar resonators）と、前記トランジスタに結合し前記トランジスタに実質上一定のバイアス電圧を印加する働きをする能動バイアス回路網（active bias network）とを含む。

本発明のこの観点によれば、当該通信装置は、望ましくは、電話機、個人用携帯情報端末、デスクトップ型コンピュータおよびラップトップ型コンピュータを構成することがある。一般に、当該通信装置は、情報を送受信することができるとともに、かかる情報を送受信するために一般にＰＬＬ（phase lock loop）を利用する任意の電子装置により構成することができる。

本発明の１つの観点として、ＹＩＧ共振器ベースの電圧制御発振器／ＶＣＯと置き換わることができる低位相ノイズ集積型広帯域ＶＣＯを製造するためのコスト効率の高い方法が提供される。ＹＩＧ共振器ベースのＶＣＯは、低位相ノイズおよびマルチオクターブ帯域周波数選択性（multi-octave-band tunability）を提供するが、それは動作するのに大きな電力（一般的に＞２４Ｖ、１００ｍＡ）を必要とし、チップ形態への実装も容易ではない。それだけでなく、それらは電磁干渉（ＥＭＩ：electromagnetic interference）、振動エフェクト、マイクロフォニック雑音、位相跳躍、および周波数変調の影響を免れることもできない。例えば、ＹＩＧ共振器ベースの広帯域発振器の一般的な位相ノイズは、２０００−６０００ＭＨｚの周波数帯域において一般的に１００ｄＨｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚである。さらに、ＹＩＧ発振器は２０００ＭＨｚ未満の周波数において動作させることが難しい。本発明の１つの観点として、ＵＷＢ再設定可能な信号源としてＹＩＧ発振器と置き換わる発振器（便宜上ＹＲＯと呼ぶ）が提供される。これはコスト効率が高くＩＣチップ形態への実装が容易である。

本発明の１つの観点として、本発明は広帯域発振器のための新しいトポロジーを提供し、Ｌ（約０．３９−１．５５ＧＨｚ）、Ｓ（約２．０−４．０ＧＨｚ）、およびＣ（約４．０−６．０ＧＨｚ）周波数帯域においてＹＩＧ共振器ベースの広帯域ＶＣＯのコスト効率の高い代替物を提示する。本発明の様々な観点に基づいて実施されるＶＣＯは現行および将来の世代の通信システムのためのマルチオクターブ帯域信号源の役割を果たすことができる。本発明の１つ以上の観点に基づいて実施されたＶＣＯの位相ノイズ性能の測定値は一般的に、周波数帯域（６００−６０００ＭＨｚ）で−ｌ２０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（１００ｋＨｚはキャリア周波数からのオフセット）よりも良く、これはこれらの周波数には限定されない。周波数の選択自由度、低位相ノイズ、低位相跳躍、低電力消費、マルチオクターブ帯域周波数選択性、コンパクトサイズ、および温度安定性が、この技術を検査測定機器にとってのみならず次世代の高周波モバイル通信システムにとって有望な興味あるものにするために期待される。本発明の他の特徴および利点としては、電力効率の良さ（５Ｖ、１５ｍＡ）、超低位相ノイズ、およびチップ形態への実装容易性が含まれる。

本発明の１つの観点として、同調素子（tuning element）としてバラクタダイオードまたは他の半導体素子と一体化した平面結合プログレッシブ遅延共振器（planar coupled progressive delay resonator）を利用した電圧制御発振器の同調帯域幅を増大させるとともに位相ノイズを改善するための方法が提供される。このアプローチは、平面結合共振器回路網の導波分散媒体（guided distributed medium）を跨ぐ結合係数およびインピーダンス伝達関数を動的に変えることによって位相ノイズを大きく低減することが可能である。

本発明のもう１つの観点として、小型でチップ形態への実装が容易なスペクトル的に純粋なマルチオクターブ帯域発振器を製造するための製造方法が提供される。

本発明のもう１つの観点として、広範なレンジの周波数を必要とする例えばスペクトル解析器、周波数合成器、スィーパー（sweeper）などの機器への利用に適したマルチオクターブ帯域チューナブル電圧制御発振器が提供される。加えて、広帯域レンジの周波数に向けた多くの他の用途が存在する。従来のスペクトル解析器は、広帯域周波数選択性をサポートするために磁気的に調節可能なＹＩＧ発振器を使用してきた。従来のマルチオクターブ広帯域電圧制御ＹＩＧ発振器は、通常は複数の電圧制御発振器が一揃いになった形態にある。各個別の発振器は、コマンドに応じて所望の発振器をオンにして他の発振器はオフのままにすることによって選択可能である。また、出力は、選択された出力が電力を損失することなくそれぞれのポートに利用できるようにまとめて配線される。本発明の様々な観点によれば、これらの欠点は避けられる。特に、本発明の発振器は、集積回路の形態で実施される場合がある。

もう１つの観点として、本発明はプログレッシブ遅延（progressive delay）に基づくエバネッセントモードバッファ（evanescent mode buffer）として特徴付けられることがあるマイクロストリップ線路結合共振器を含み、これはマルチオクターブ帯域動作に対して集積型平面結合共振器の時間平均負荷時Ｑ値を最終的に改善する。本発明の発振器は、１つの特徴として従来のＬＣまたはマイクロストリップ線路共振器回路の代わりに集積型ＥＭ結合共振器を含むことがあり、その位相シフトは、ベース端子とコレクタ端子に跨るチューニングダイオードを変化させることによって調節される。

もう１つの観点として、広帯域周波数選択性は共振器回路の負荷時Ｑ値が劣化することなく１オクターブ以上の帯域の周波数選択性をサポートする同調回路網を通じて提供される。その電圧は、粗調整（coarse tuning）目的には広いレンジ、微調整（fine tuning）目的には狭いレンジの両方において調整されることがある。

図１に本発明の実施の一形態による電圧制御発振器１００の機能的回路要素を示す。発振器１００は能動素子１０４を含む。好ましくは、この能動素子は、ベース端子（Ｂ）、エミッタ端子（Ｅ）、およびコレクタ端子（Ｃ）を含む３端子バイポーラトランジスタにより構成される。しかし一般には、この能動素子は、任意の２端子の間に１８０°位相シフトを提供する働きをする任意の３端子装置（あるいは３端子素子）を含みうる。従って、それはＦＥＴまたは任意の他のタイプのトランジスタも含みうる。

ベース端子とコレクタ端子の間にはノイズフィルタリング回路網１０８とノイズ除去回路網１１２が並列に接続されている。ノイズフィードバック・ＤＣバイアス回路１１６も能動装置１０４のベース端子とコレクタ端子とに跨って結合されている。好ましい態様では、回路１１６は、発振器の動作温度またはその環境の温度の変化によるＤＣバイアス電源電圧の変化を補償する能動フィードバック回路網で構成される。ベース端子とコレクタ端子に跨ってマルチモード結合共振器回路網１２０が容量結合されている。コレクタ端子には直列に遅波結合共振器１２４と進行波結合共振器１２８が結合されている。ベース端子と遅波結合共振器１２４および進行波結合共振器１２８との間には位相補償回路網１３２が結合されている。ＲＦ出力信号は、分散結合媒体１３６を介して結合されている。加えて、分散結合媒体１３６は遅波結合共振器１２４と進行波結合共振器１２８を跨いで結合されている。

図１に示したトポロジーは我々が便宜上多重結合遅波（ＭＣＳＷ：multi-coupled-slow-wave）平面共振器と呼ぶものに基づいている。さらに詳しくは後述するが、本アプローチは小さなパッケージでマルチオクターブ調整をサポートし、集積回路製造工程と両立する。加えて、このトポロジーは平面多重結合回路網の導波分散媒体（guided distributed median）を跨ぐ結合係数とインピーダンス伝達関数を動的に最適化することによって位相ノイズを大きく低減することができる。図１のアーキテクチャに基づいて実施される発振器は分散結合ＹＩＧ電圧制御発振器の一環として本願譲受人である米国シナジーマイクウェーブ社（Synergy Microwave Corp.）によって製造されている。

ＭＣＳＷ型ＶＣＯは本質的に平面かつ広帯域であるので、コスト効率の高いモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：monolithic-microwave-integrated-circuit）製造に適している。広い動作帯域幅を可能にし、別個の共振器（ＹＩＧ球体など）を削除し、そして既存のＩＣおよびＭＭＩＣ工程と両立する平面製造工程を使って低ノイズＶＣＯのための高Ｑ値平面共振器を製造する潜在能力から、ＭＣＳＷ型ＶＣＯは現行および将来の広帯域通信の要件を満たす有望な技術である。ＭＣＳＷは、例えば、マイクロ波通信システム、検査機器、レーダー、ＬＭＤＳ（local multipoint-distribution systems）、およびＭＭＤＳ（multichannel multipoint-distribution systems）における利用によく適している。

図１を参照する。ＭＣＳＷ発振器における３端子能動装置（あるいは３端子能動素子）１０４（例えばＦＥＴまたはバイポーラトランジスタ）によって生み出される能動インピーダンスは、実振幅の負の実部と虚振幅の虚部を有する。実振幅は虚振幅の関数である。虚振幅は実振幅がＭＣＳＷ共振器の損失を補償するように選ばれる。虚振幅の選択は、群遅延性能を最適化するため、発振器の位相特性曲線の最大傾斜変曲点とも一致しなければならない。モード結合アプローチは最適動的結合のための方法論も含む。最適結合は動的負荷時Ｑ値を向上させ、位相跳躍を低減もしくは消去し、マイクロフォニック雑音に対する感受性を（きわめて低レベルまで）低下させ、広帯域線形同調レンジを実現しつつ位相ノイズを最小化する。

図１に示したマルチモード結合共振器回路網１２０は、３端子能動装置１０４のベース端子とコレクタ端子とに跨って容量結合されている。この構成は、マルチオクターブ動作における平面共振器の時間平均負荷時Ｑ値を最終的に改善するエバネッセントモードプログレッシブ遅延（evanescent-mode progressive delay）に基づく高Ｑ逓倍器として特徴付けることができる。位相補償回路網１３２を介して３端子能動装置のコレクタ端子とベース端子とに跨って接続された（ハイブリッド共振モード収束効果を通じて結合した）遅波結合共振器１２４および進行波結合共振器１２８は、マルチオクターブ帯域上のＳＩＬメカニズム（self-injection locking mechanism）をサポートする。加えて、位相補償回路網１３２（ベース端子と遅波結合共振器および進行波結合共振器との間に容量結合されている）は、帯域上において均一かつ最小の位相ノイズ性能が得られるよう群遅延を動的に最適化する。ＲＦ出力信号は遅波結合共振器回路網と進行波結合共振器回路網とに跨って結合した分散結合媒体を通じて結合されているので、動作周波数帯域全体にわたって均一な出力パワーと改善された高次高調波の遮断が実現できる。

図２Ａと図２Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（３００−９００ＭＨｚ）の回路図とプリント基板（ＰＣＢ：printed circuit board）のレイアウト図である。この発振器の位相ノイズの測定値は一般的に帯域（３００−９００ＭＨｚ）上において−１２０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）よりも良い。

特に、図２Ａは、図１に基づいて実施される電圧制御発振器２００の回路図である。加えて、図２Ａには発振器２００を構成する個別の素子とプリント基板上でそれらの素子がどのように接続されるかが示されている。図２Ａに示すように、バイアスまたは電源電圧Ｖｃｃがピン６に印加される。電源電圧Ｖｃｃはノイズフィードバック・ＤＣバイス回路網１１６に結合される。ノイズフィードバック・ＤＣバイス回路網１１６は１対のトランジスタＱ１ＡおよびＱ１Ｂを含む。これらのトランジスタは回路網１１６の中に示されたその他の素子と組み合わさって動作温度レンジにわたって電源電圧の能動バイアス（active biasing）を提供する。一般に、トランジスタＱ１Ａはトランジスタの温度特性に起因する温度係数を有する基準電圧として機能する。トランジスタＱ１Ｂはバイアストランジスタとして機能する。実際、トランジスタＱ１ＡおよびＱ１Ｂは合わされ、図２Ｂに示すように、共通の集積回路上に実現することができる。

ノイズフィードバック・ＤＣバイアス回路網１１６は能動装置１０４のコレクタ端子とベース端子との間に接続されている。図２Ａに示すように、能動装置１０４は図のように接続された１対のトランジスタＱ２、Ｑ３を含む。位相補償回路網１３２は図２Ａに示した個別の素子を使用して実現される。同じく図２Ａに示すように、結合共振器１２０、１２４および１２８は半円形平面共振器素子を構成するものとして図示されている。加えて、分散結合媒体（distributed coupled medium）は半円形線路１３６として示されている。

図２Ａに示した回路は図２Ｂに示された集積回路として実装されることがある。図２Ｂの発振器２５０は３００−９００ＭＨｚのレンジでマルチオクターブ帯域周波数選択性を実現する。この同調レンジはピン１０に印加される電圧を調節することによって実現することができる。図２Ｂに示すように、この態様における電圧制御発振器回路はマルチモード結合共振器だけを含む。

図３Ａおよび図３Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（３００−１２００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は一般的に帯域（３００−１２００ＭＨｚ）で−１３０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。図３Ａの回路図はプリント基板上の電圧制御発振器３００を構成する個別の素子の配列を示している。図３Ａに示した素子は図２Ａの類似した参照符号の素子と類似した働きをし、図２Ａの図１に対応するのと同じ機能ブロックを形成する。図３Ｂは既に指摘したように図３Ａの回路構成の実装例であるが、マルチモード結合共振器に加えて進行波共振器も含む。図３Ａおよび図３Ｂの回路は発振器が帯域３００−１２００ＭＨｚで周波数の調節が可能（tunable）でマルチオクターブ帯域周波数選択性を実現するように選ばれる。

図４Ａおよび図４Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（３００−１８００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は帯域（３００−１８００ＭＨｚ）で−１３０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。特に、図４Ｂは図４Ａの個別の素子のＩＣレイアウトを示している。図４Ｂはマルチモード結合共振器および進行波結合共振器に加えて遅波結合共振器も含む。これらの共振器はいずれも平面型で、互いに電磁結合される。既に説明したように、これらの共振器の間の電磁結合は広帯域周波数選択性およびこれらの発振器に伴う他の性能利益を提供する。これも図示されているように、遅波結合共振器は開口と一致した突起部を有する平面構造を有する。図４Ａおよび図４Ｂも図１の機能ブロック図に基づいており、図１のもう１つの実施形態を示すものである。

図５Ａおよび図５Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（６００−３０００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は帯域（６００−３０００ＭＨｚ）で−１２０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。これらの図は図１のブロック図に基づいて動作する発振器の別の実施形態を示すものである。

図６Ａおよび図６Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（６００−４２００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は帯域（６００−４２００ＭＨｚ）で−１１０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。これらの図も図１のブロック図に基づいて動作する発振器の別の実施形態を示すものである。

図７Ａおよび図７Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（６００−６０００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は一般的に帯域（６００−６０００ＭＨｚ）で−１２０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。これらの図も図１のブロック図に基づいて動作する発振器の別の実施形態を示すものである。

図８に本発明の実施の一形態による電圧制御発振器８００の機能モジュールを表す機能ブロックを示す。発振器８００は４端子を有する能動装置（あるいは能動素子）８１０を有する。好ましい態様では、能動装置８１０は並列エミッタ構成の４端子バイポーラトランジスタで構成されることがある。さらに好ましくは、能動装置８１０はトランジスタInfineon's BFP 740で構成されることがある。図に示すように、能動装置８１０はコレクタ端子（Ｃ）、ベース端子（Ｂ）、および１対のエミッタ端子（Ｅ１およびＥ２）を持つものとして描かれている。コレクタ端子にはＤＣバイアス・フィルタリング回路網（DC bias and filtering network）８１４が結合されている。また１対のエミッタ端子に跨ってデュアルモード結合共振器（dual mode coupled resonator）８１８がフィルタリング・同調電圧回路網（filtering and tuning voltage network）８２２を介して結合されている。コレクタ端子とフィルタリング・同調電圧回路網８２２の間には高次モード抑制回路網（higher order mode suppression network）８２６と動的調整フィルタ・整合回路網（dynamically tuned filter and matching network）８３０が結合されている。能動装置８１０のベース端子とコレクタ端子とに跨ってハイブリッドモード負性抵抗発生回路網（hybrid mode negative resistance generating network）８３６が結合されている。

図９Ａおよび図９Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（２０００−６０００ＭＨｚ）９００の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は一般的に帯域（２０００−６０００ＭＨｚ）で−１１０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。図９Ａおよび図９Ｂに示すように、図８に示した機能ブロックは個別の素子を使用してプリント基板に実装されることがある。特に、ＤＣバイアス・フィルタリング回路網８１４は図９Ａのブロック８１４に示した素子で構成される。能動装置８１０は並列エミッタモードに設定されたトランジスタＱ１として示されている。特に、デュアルモード結合共振器８１８₁は図９Ａに示すように接続されている。図９Ａにはブロック８１８₁は伝送線路ＴＬ１およびＴＬ３のみを含むものとして示されているが、これらの伝送線路の各伝送線路はそれぞれのチューニングダイオード回路網に並列に結合されていることに注意する。特に、伝送線路ＴＬ１に付随したチューニングダイオード回路網はコンデンサＰ８と一緒にダイオードＤ１〜Ｄ５で構成される。同様の回路網が図９Ａに示すように伝送線路ＴＬ３にも付随している。

フィルタリング・同調電圧回路網８２２も図９Ａに示されており、図示したように配置された個別の素子で構成される。他方のデュアルモード結合共振器８１８₂はＣ字形伝送線路ＴＬ２で構成されるものとして示されている。当業者には認識されるように、図８に確認されるその他のブロックも図９Ａに確認されるブロックの中から見分けることができる。

図９Ｂに図９Ａに示した回路を実装した集積回路を示す。

図１０Ａおよび図１０Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（１６００−４８００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は一般的に帯域（１６００−４８００ＭＨｚ）で−１２０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。

図１１Ａおよび図１１Ｂはそれぞれ本発明の実施の一形態によるＶＣＯ（２４００−７２００ＭＨｚ）の回路図とＰＣＢのレイアウト図である。本図の発振器の位相ノイズの測定値は一般的に帯域（２４００−７２００ＭＨｚ）で−１１５ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００ｋＨｚ（キャリア周波数からのオフセット）より良い。

図１２は従来技術のＶＣＯと本発明の実施形態による広帯域ＶＣＯの位相ノイズをプロットした図である。両方の発振器は６００−６０００ＭＨｚの周波数帯域にわたり周波数が調節可能である。図１２が示すように、本発明の上記実施形態の発振器は上記周波数帯域上の位相ノイズ性能を大きく改善することができる。

既に議論したように、好ましい実施形態によれば、ＥＭ（電磁）結合共振器が３端子装置のベース端子とコレクタ端子とに跨って、同調電圧（tuning voltage）をこのＥＭ（電磁）結合共振器と一体化した同調回路網に印加することによって電磁的に調整される結合コンデンサ（例えば図１、図２、図３、図４、図５、図６および図７参照）を介して接続される。このトポロジーの追加的な特徴および利点は、平面結合共振器の導波長（guided length）を跨ぐ有効ＲＦ結合を最適な負荷時Ｑが得られるよう動的に調節してそれにより同調帯域上のノイズ性能を低減することによってユーザ指定可能な周波数帯域が提供されることにある。これらおよび他の利点は、２つ以上の結合共振器を結合共振器回路を跨ぐように組み込まれたチューニングダイオード回路網とともに含む１つ以上の共振回路ブランチを使用することによって実現することができる。本発明の更なる観点は共振負荷が多層基板内に配置された非対称な結合線路から成るタイプの発振器である。本発明のこの観点によれば、群遅延および位相跳躍性能が改善される。

ＶＣＯのある構成では例えば図１、図２、図３、図４、図５、図６および図７に示すように半円形ＥＭ結合共振器がトランジスタ（３端子装置）のコレクタ端子とベース端子の間に配置される。ＶＣＯの別の構成では例えば図８、図９、図１０および図１１に示すようにデュアルＥＭ結合共振器がトランジスタ（３端子装置）のエミッタ端子とグラウンドとの間に配置される。例えば図９に示すように、誘導結合分散線路を跨いで可変コンデンサとしてチューニングダイオードが接続され、それにより容量結合共振器の最適結合のおかげで負荷時Ｑが改善される。これは共振周波数において急峻位相（steep-phase）特性をサポートする。本発明は、低ノイズ、同調レンジ、高調波部分（harmonic content）、製造公差および小型化に対する現在の要請を満足することができるマルチオクターブ帯域電圧制御発振器のデザイン、製造、および検査を対象にしている。

これも図９に示されるように、本発明の別の実施形態による電圧制御発振器（ＶＣＯ）にはマイクロストリップ線路／ストリップ線路結合共振器が利用されることがある。

本発明のもう１つの特徴はその幅広い適用性である。特に、本アプローチは任意の３端子装置（バイポーラ、ＭＯＳ、ＧａＡｓ）で利用することができ、結合発振器システムや例えば位相ノイズなどのパラメータに容易に拡張可能であり、それにより幅広い範囲の動作条件で出力パワーが最適化される。

一般的に、従来のマイクロストリップ線路共振器ベースの広帯域発振器の位相ノイズは、３０−１２００ＭＨｚの周波数帯域において８０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１０ｋＨｚである。かかる発振器は、一般的に１２Ｖ、２５ｍＡにおいて動作する。本発明の様々な実施形態によれば、コスト効率が高く電力効率の高いソリューション（５Ｖ、１５ｍＡ）は、負性抵抗発生装置の位相を動的に調整し、共振器からの出力を動的に追跡（probe）し、平面結合共振器の導波構造に沿って動的にＲＦ結合し、マルチオクターブ帯域においてノイズを動的にフィルタリングすることによって実現することができる。さらに、結合共振器の導波構造に沿って動的に並列および直列調整される回路網を取り入れることによって帯域上の位相ノイズが改善される。

本発明は、インダクタおよびコンデンサなどの部品の数も有利に減らすことができるとともに、既に添付図面に示したようにチップ形態への実装が可能である。

本発明に係る電圧制御発振器は、データ、電話機、セルラネットワーク、あるいは一般に通信ネットワークで通信するために使用される任意数の機器において利用されることがある。かかる機器は、限定はされないが、例えば、セルラ携帯無線電話機、個人用情報携帯端末（personal digital assistants：ＰＤＡ）、モデムカード、ラップトップコンピュータ、衛星電話機等を含みうる。一般論として、様々な添付図面を参照して説明された本発明の発振器回路は、ネットワーク上に送受信された情報を伝送または再生（リカバリ）するために使用されることがあるクロック信号を発生するためにＰＬＬにおいて利用されることがある。無線ネットワークに加え、本発明の回路（構成）は、有線ネットワーク、衛星ネットワーク等において利用されることがある。

以上、本発明は特定の実施形態に関して述べられてきたが、これらの実施形態は単に本発明の原理および用途を説明するためのものであることを理解されたい。添付図面は詳細な説明と併せて本発明の様々な観点を説明するためのものである。本発明は、本発明の技術思想および基本的な特徴から逸脱ことなく他の特定の形態で実施されることがある。そのため、ここに開示された実施形態は、すべての点において説明目的のために与えられたものであり限定の目的のために与えられたものではない。それゆえに、本願特許請求の範囲の各請求項によって定義される本発明の範囲内において、上記実施形態に数々の変更が加えられることがあり、そして他の配列（アレンジメント）が考案されることがあることを理解されたい。

本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の機能ブロック図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の機能ブロック図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の回路図である。本発明の実施の一形態による電圧制御発振器のプリント基板のレイアウト図である。従来技術による電圧制御発振器と本発明の実施の一形態による電圧制御発振器の位相ノイズを比較するためのプロット図である。

Claims

ある周波数で動作可能な発振器であって、
ベース端子、エミッタ端子およびコレクタ端子を有するトランジスタと、
動的に調整可能な容量性素子を介して前記ベース端子と前記コレクタ端子とに跨って結合したマルチモード結合共振器と、
前記動的に調整可能な容量性素子を介して前記ベース端子に結合し、前記マルチモード結合共振器に結合し、第１の共振器に結合し、第２の共振器に結合した位相補償回路網と、
前記発振器の出力部に結合し、前記第１の共振器に結合し、前記第２の共振器に結合した分散結合媒体と
を含んでなり、
前記第１の共振器は遅波結合共振器であって、前記第１の共振器は前記コレクタ端子と前記第２の共振器とに結合している、ある発振周波数で動作可能な発振器。
前記ベース端子と前記コレクタ端子とに跨って結合したノイズフィルタリング回路網を更に含む請求項１に記載の発振器。
前記ベース端子と前記コレクタ端子とに跨って結合したノイズ除去回路網を更に含む請求項１に記載の発振器。
前記ベース端子と前記コレクタ端子とに跨って結合したノイズフィードバック・バイアス回路網を更に含む請求項１に記載の発振器。
前記マルチモード結合共振器は電磁結合共振器で構成されている請求項１に記載の発振器。
前記電磁結合共振器は少なくとも２つの平面結合共振器により構成されている請求項５に記載の発振器。
前記少なくとも２つの平面結合共振器を跨ぐ有効結合はユーザ選択可能な周波数帯域を提供するよう動的に調節することができるものである請求項６に記載の発振器。
前記マルチモード結合共振器に結合しており当該発振器の発振周波数を調整する働きをする同調回路網を更に含む請求項１に記載の発振器。
プリント基板上に実装されている請求項１に記載の発振器。