JPH0354903A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
- Publication number
- JPH0354903A JPH0354903A JP1082075A JP8207589A JPH0354903A JP H0354903 A JPH0354903 A JP H0354903A JP 1082075 A JP1082075 A JP 1082075A JP 8207589 A JP8207589 A JP 8207589A JP H0354903 A JPH0354903 A JP H0354903A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- microstrip line
- circuit
- resonant
- oscillation circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/08—Strip line resonators
- H01P7/082—Microstripline resonators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/01—Varying the frequency of the oscillations by manual means
- H03B2201/014—Varying the frequency of the oscillations by manual means the means being associated with an element comprising distributed inductances and capacitances
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はマイクロストリップ線路を用いた発振回路、例
えば電圧制御発振回路（以下ＶＣＯと記す）に関するも
のであり、詳しくは、線路長を極小化したマイクロスト
リップ線路の共振回路を有するｖＣＯに関するものであ
る。
えば電圧制御発振回路（以下ＶＣＯと記す）に関するも
のであり、詳しくは、線路長を極小化したマイクロスト
リップ線路の共振回路を有するｖＣＯに関するものであ
る。
従来より、自動車電話を代表とする移動体通信器用ＶＣ
Ｏ，衛星通信器用ｖＣＯには、共振回路部の共振体とし
てマイクロストリップ線路や誘電体同軸共振素子を用い
て構成することが広く知られていた。
Ｏ，衛星通信器用ｖＣＯには、共振回路部の共振体とし
てマイクロストリップ線路や誘電体同軸共振素子を用い
て構成することが広く知られていた。
しかし、一般にマイクロストリンプ線路を用いた発振器
は誘電体同軸共振素子を用いた発振器に比較して、Ｃ／
Ｎ比（Ｃ：搬送波、Ｎ：ノイズ）が劣るため、コストを
重視した一部の民生用製品を除いて、実用上、誘電体同
軸共振素子が広く使用されていた。
は誘電体同軸共振素子を用いた発振器に比較して、Ｃ／
Ｎ比（Ｃ：搬送波、Ｎ：ノイズ）が劣るため、コストを
重視した一部の民生用製品を除いて、実用上、誘電体同
軸共振素子が広く使用されていた。
第７図は、誘電体同軸共振素子の共振回路を有するＶＣ
Ｏの電気回路図である。
Ｏの電気回路図である。
ＶＣ○は、能動素子からなる負性抵抗回路部６ａと誘電
体同軸共振素子６１を有する共振回路部６ｂとから構成
されるコルビフツ型発振回路である。
体同軸共振素子６１を有する共振回路部６ｂとから構成
されるコルビフツ型発振回路である。
端子Ｖｔは制御電圧端子、端子Ｍは変調端子、端子Ｂは
電源端子、端子Ｐは出力端子である。
電源端子、端子Ｐは出力端子である。
能動素子からなる負性抵抗回路部６ａは、トランジスタ
Ｑ１をコレクタ接地している。
Ｑ１をコレクタ接地している。
共振回路部６ｂは誘電体同軸共振素子６１と、制御電圧
により容量が可変するバリキャップＣｖとバイパスコン
デンサＣ１、Ｃ２と電圧制御発振周波数の可変範囲を決
定するためのコンデンサＣ３とクラップコンデンサ０４
などから構戊さている。
により容量が可変するバリキャップＣｖとバイパスコン
デンサＣ１、Ｃ２と電圧制御発振周波数の可変範囲を決
定するためのコンデンサＣ３とクラップコンデンサ０４
などから構戊さている。
このような共振回路部６ｂに使用される誘電体同軸共振
素子６１は第８図（ａ）に示すように、誘電体ブロック
の上面７１から底面に貫く貫通穴７２を有し、ブロフク
の側面に外導体７４、貫通穴７２の内導体７５及び外導
体一向導体絡導体（図には現れない）が形成され構成さ
れている。
素子６１は第８図（ａ）に示すように、誘電体ブロック
の上面７１から底面に貫く貫通穴７２を有し、ブロフク
の側面に外導体７４、貫通穴７２の内導体７５及び外導
体一向導体絡導体（図には現れない）が形成され構成さ
れている。
これら導体は銀等の導電膜７４、７５によって形成され
ている。
ている。
誘電体同軸共振素子６１の長さＬとすると、Ａλｇ（λ
ｇ二線路内波＆）となる周波数で共振し、長さＬく％λ
ｇでは誘導性を示し、■ＣＯはこの誘電体同軸共振素子
６１の誘導性を、共振回路のインダクタンスとして利用
し共振するものである。
ｇ二線路内波＆）となる周波数で共振し、長さＬく％λ
ｇでは誘導性を示し、■ＣＯはこの誘電体同軸共振素子
６１の誘導性を、共振回路のインダクタンスとして利用
し共振するものである。
即ち、誘電体同軸共振素子が共振する条件は、インピー
ダンスＺ一ωとなる点であり、波長λｇと誘電体同軸共
振素子６１の長さＬの関係は、第８図（ｂ）の誘電体同
軸共振素子の等価回路において、 長さＬ＝′Ａ （２ｎ １） λｇ の尚
、Ｃ ：光速 ｒ０ ：共振周波数 εｒ ：比誘電率 ｎ ：共振点定数（ ｎ＝１とする） である。
ダンスＺ一ωとなる点であり、波長λｇと誘電体同軸共
振素子６１の長さＬの関係は、第８図（ｂ）の誘電体同
軸共振素子の等価回路において、 長さＬ＝′Ａ （２ｎ １） λｇ の尚
、Ｃ ：光速 ｒ０ ：共振周波数 εｒ ：比誘電率 ｎ ：共振点定数（ ｎ＝１とする） である。
ここで、共振周波数ｆ０を９ ０ ０ ＭＨｚ，誘電体
同軸共振素子６１の誘電率ε１を９０とすると、長さＬ
は、約８．８ｍｍとなる。尚、この時の等価インダクタ
ンスし。は約１．５５ｎＨであり、等価キャパシタンス
Ｃ０は約２０ｐＦとなる。
同軸共振素子６１の誘電率ε１を９０とすると、長さＬ
は、約８．８ｍｍとなる。尚、この時の等価インダクタ
ンスし。は約１．５５ｎＨであり、等価キャパシタンス
Ｃ０は約２０ｐＦとなる。
しかしながら、誘電体同軸共振素子６ｌは、実際上約１
ｃｍ角程度の電子部品となり、所定発振回路基板（図示
せず）上に半田っけをしなくてはならないために、実装
工程が煩雑となり、さらに発振回路全体の小型化に制約
があるなどの欠点がある。
ｃｍ角程度の電子部品となり、所定発振回路基板（図示
せず）上に半田っけをしなくてはならないために、実装
工程が煩雑となり、さらに発振回路全体の小型化に制約
があるなどの欠点がある。
また、共振回路部６ｂの誘電体同軸共振素子６１ （イ
ンビダンスＺ０＝７Ω、誘電率ε，＝９０）を第９図に
示すようなマイクロストリップ線路８１に置換すること
が考えられる。上述の誘電体同軸共振素子６１と同等の
マイクロストリップ線路８１は、誘電体基板８２（誘電
率ε，＝９．６のアルミナ基板）上に、線路幅Ｗが９間
、線路長しが２８．７ｍｒａの導体で形成したものに相
当する。
ンビダンスＺ０＝７Ω、誘電率ε，＝９０）を第９図に
示すようなマイクロストリップ線路８１に置換すること
が考えられる。上述の誘電体同軸共振素子６１と同等の
マイクロストリップ線路８１は、誘電体基板８２（誘電
率ε，＝９．６のアルミナ基板）上に、線路幅Ｗが９間
、線路長しが２８．７ｍｒａの導体で形成したものに相
当する。
即ち、上述の誘電体同軸共振素子６ｌと同等のマイクロ
ストリップ線路８１を実際に誘電体基板８２上に、例え
ば厚膜手法などで形戒することは、マイクロストリップ
線路８１の線路幅Ｗが幅９開と極めて幅広となることか
ら、実用上発振回路を小型化するのに極めて障害となる
のである。
ストリップ線路８１を実際に誘電体基板８２上に、例え
ば厚膜手法などで形戒することは、マイクロストリップ
線路８１の線路幅Ｗが幅９開と極めて幅広となることか
ら、実用上発振回路を小型化するのに極めて障害となる
のである。
このマイクロストリップ線路８１の小型化に伴う特性的
変化として、線路幅Ｗを小さくすることは、特性インピ
ーダンスＺ０を増加させるため、Ｑ値の低下を招き、選
択特性が悪い共振回路部となってしまい、よって共振周
波数を中心に、周辺の周波数帯域でノイズの抑制が困難
となる。
変化として、線路幅Ｗを小さくすることは、特性インピ
ーダンスＺ０を増加させるため、Ｑ値の低下を招き、選
択特性が悪い共振回路部となってしまい、よって共振周
波数を中心に、周辺の周波数帯域でノイズの抑制が困難
となる。
第５図は、マイクロストリップ線路の線路幅Ｗや線路長
Ｌを一定に保った時と、その線路幅Ｗを小さくした時の
共振周波数と、共振インピーダンスの関係を示す特性図
である。
Ｌを一定に保った時と、その線路幅Ｗを小さくした時の
共振周波数と、共振インピーダンスの関係を示す特性図
である。
特性図から明らかのように線路幅Ｗを小さくした時（破
線）は、一定に保った時（実線）に比較して共振インピ
ーダンスが低下し、さらにグラフに急峻さに欠けてしま
うことになる。
線）は、一定に保った時（実線）に比較して共振インピ
ーダンスが低下し、さらにグラフに急峻さに欠けてしま
うことになる。
結局は、線路幅Ｗの縮小によりＱ値の低下及び特性イン
ビーダンＺ０の増加があり、実際上の小型化及び、特性
的に誘電体同軸共振素子と同等またはそれ以上の共振素
子が達威できなかった。
ビーダンＺ０の増加があり、実際上の小型化及び、特性
的に誘電体同軸共振素子と同等またはそれ以上の共振素
子が達威できなかった。
本発明は上述の問題点に鑑みて案出されたものであり、
その目的は従来の誘電体同軸共振素子と同等、それ以上
の特性が得られ、さらに小型化が達成されるマイクロス
トリップ線路を共振回路部にもつ発振回路を提供するこ
とにある。
その目的は従来の誘電体同軸共振素子と同等、それ以上
の特性が得られ、さらに小型化が達成されるマイクロス
トリップ線路を共振回路部にもつ発振回路を提供するこ
とにある。
本発明が上述の目的を達威するために行った具体的な手
段は、マイクロストリップ線路を有する共振回路部と能
動素子からなる負性抵抗回路部とからなる発振回路にお
いて、前記マイクロストリップ線路は線路幅及び線路長
を極小化して低誘電率系基板上に高導電率導体を形成し
て構成され、該マイクロストリップ線路の一方の端部が
開放、直接接地、容量成分を介して接地され、又はイン
ダクタンス成分を介して接地され、該マイクロストリッ
プ線路の他端部が並列的に容量成分に接続されるととも
に、該マイクロストリップ線路を発振回路の発振周波数
よりも充分高い、例えば２倍以上のＧｌｌｚ帯での周波
数で共振周波数で共振させ、該容量成分により、該共振
周波数を発振回路の発振周波数近傍にまで低減させるこ
とで達威される。
段は、マイクロストリップ線路を有する共振回路部と能
動素子からなる負性抵抗回路部とからなる発振回路にお
いて、前記マイクロストリップ線路は線路幅及び線路長
を極小化して低誘電率系基板上に高導電率導体を形成し
て構成され、該マイクロストリップ線路の一方の端部が
開放、直接接地、容量成分を介して接地され、又はイン
ダクタンス成分を介して接地され、該マイクロストリッ
プ線路の他端部が並列的に容量成分に接続されるととも
に、該マイクロストリップ線路を発振回路の発振周波数
よりも充分高い、例えば２倍以上のＧｌｌｚ帯での周波
数で共振周波数で共振させ、該容量成分により、該共振
周波数を発振回路の発振周波数近傍にまで低減させるこ
とで達威される。
以下、本発明の発振回路を図面に基づいて詳説する。
第１図は、本発明のマイクロストリップ線路を有する発
振回路の回路図である。
振回路の回路図である。
発振回路は、能動素子からなる負性抵抗回路部ａとマイ
クロストリップ線路１を有する共振回路部ｂとから構成
されている。
クロストリップ線路１を有する共振回路部ｂとから構成
されている。
能動素子からなる負性抵抗回路部ａは増幅用トランジス
タＱ，をコレクタ接地して構成されている。
タＱ，をコレクタ接地して構成されている。
尚、増幅部ａの端子Ｂは電源端子、端子Ｐは出力端子で
ある。
ある。
共振回路部ｂはマイクロストリップ線路１と、付加容量
ＣＸと、制御電圧により容量を可変するパリキャップＣ
ｖとバイパスコンデンサＣＩ、Ｃ２と圧電制御発振周波
数の可変範囲を決定するためのコンデンサＣ３とクラソ
ブコンデンサＣ４などから構成さている。尚、共振回路
ｂの端子Ｖｔは制御電圧端子、端子Ｍは変調端子である
。
ＣＸと、制御電圧により容量を可変するパリキャップＣ
ｖとバイパスコンデンサＣＩ、Ｃ２と圧電制御発振周波
数の可変範囲を決定するためのコンデンサＣ３とクラソ
ブコンデンサＣ４などから構成さている。尚、共振回路
ｂの端子Ｖｔは制御電圧端子、端子Ｍは変調端子である
。
具体的には、第２図（ａ）に示すように誘電体基板２で
ある例えばアルミナセラミック基板上に、所定導電パタ
ーン、チップコンデンサーなどの各種チップ部品から構
成されている。そして、共振回路部ｂのマイクロストリ
ップ線路１は比較的安価な低誘電率（２０以下）基板２
上に所定線路幅Ｗ、線路長さＬで形成され、基板２の裏
面に形成したアース導体３とスルーホール４を介して短
絡して構成されている。
ある例えばアルミナセラミック基板上に、所定導電パタ
ーン、チップコンデンサーなどの各種チップ部品から構
成されている。そして、共振回路部ｂのマイクロストリ
ップ線路１は比較的安価な低誘電率（２０以下）基板２
上に所定線路幅Ｗ、線路長さＬで形成され、基板２の裏
面に形成したアース導体３とスルーホール４を介して短
絡して構成されている。
ここで、従来の誘電体同軸共振素子６１と同等の特性の
マイクロストリップ線路１を有する共振体Ｒについて説
明するが、共振体Ｒの特性を共振周波数ｆ０を９００Ｍ
Ｈｚ 特性インピーダンスＺ０を７Ω 等価インダクタンスＬ０を１．５５ｎＨ等価キャパシタ
ンスＣ０を２０ｐＦ とする。
マイクロストリップ線路１を有する共振体Ｒについて説
明するが、共振体Ｒの特性を共振周波数ｆ０を９００Ｍ
Ｈｚ 特性インピーダンスＺ０を７Ω 等価インダクタンスＬ０を１．５５ｎＨ等価キャパシタ
ンスＣ０を２０ｐＦ とする。
ここで、特性インピーダンスＺ。が７Ωということは、
マイクロストリップ線路１の線路幅Ｗは、９ｍｍも必要
となるが、実際の誘電体基板２上に被膜形或に適し、且
つ小型化に鑑みて、線路幅Ｗを０．６ ｍｎ＋のマイク
ロストリップ線路１を採用する。
マイクロストリップ線路１の線路幅Ｗは、９ｍｍも必要
となるが、実際の誘電体基板２上に被膜形或に適し、且
つ小型化に鑑みて、線路幅Ｗを０．６ ｍｎ＋のマイク
ロストリップ線路１を採用する。
この線路幅Ｗの減少により、第３図から判るように特性
インピーダンスＺ０が５０Ωとなる。
インピーダンスＺ０が５０Ωとなる。
尚、第３図は特性インピーダンスＺ。とマイクロストリ
ップ線路１の線路幅Ｗとの関係を示した特性図であり、
測定の条件として共振周波数が９００ＭＨｚ、誘電体基
板２の比誘電率ε、が９．６、基板２の厚みｈが０．６
３５１ＩＩｌｌ、マイクロストリップ線路８１の厚みｔ
が１４μｍである。
ップ線路１の線路幅Ｗとの関係を示した特性図であり、
測定の条件として共振周波数が９００ＭＨｚ、誘電体基
板２の比誘電率ε、が９．６、基板２の厚みｈが０．６
３５１ＩＩｌｌ、マイクロストリップ線路８１の厚みｔ
が１４μｍである。
このように、線路幅Ｗが極小化したマイクロストリップ
線路１の等価回路は第２図に示すように、等価インダク
タンスＬ０と等価キャパシタンスＣ０とからなる。そし
て、等価インダクタンスＬ０はただし、共振点定数ｎを
１として計算 Ｚ０ ：特性インピーダンス ｆｏ ：共振周波数 で表せるので、特性インピーダンスＺ０が５０Ωのマイ
クロストリップ線路１での等価インダクタンスＬ０は１
１ｎＨと従来の誘電体同軸素子６１に比較して７倍程度
も大きくなり、さらに、マイクロストリップ線路１の導
体抵抗も大きくなり、Ｑ値の低下を惹起してしまう。
線路１の等価回路は第２図に示すように、等価インダク
タンスＬ０と等価キャパシタンスＣ０とからなる。そし
て、等価インダクタンスＬ０はただし、共振点定数ｎを
１として計算 Ｚ０ ：特性インピーダンス ｆｏ ：共振周波数 で表せるので、特性インピーダンスＺ０が５０Ωのマイ
クロストリップ線路１での等価インダクタンスＬ０は１
１ｎＨと従来の誘電体同軸素子６１に比較して７倍程度
も大きくなり、さらに、マイクロストリップ線路１の導
体抵抗も大きくなり、Ｑ値の低下を惹起してしまう。
上述の■式で、等価インダクタンスＬ０を目標の特性に
するには、特性インビーダスＺ０に比例して、共振周波
数ｆ０を増加させればよい。即ち、増加させるべき共振
周波数ｆＩは約６．４ＧＨｚとなる。
するには、特性インビーダスＺ０に比例して、共振周波
数ｆ０を増加させればよい。即ち、増加させるべき共振
周波数ｆＩは約６．４ＧＨｚとなる。
上述の■及び■式より、マイクロストリップ線路１の線
路長Ｌは、 Ｃ 線路長Ｌ＝ ■４・ｒＯＦ
丁『 並列共振のＱ値とＬ０との関係式は Ｚ− ＝Ｑ２ ｒｃ ｆ ０Ｌｏ ■′尚、
Ｌ ：共振回路素子の長さ Ｃ ：光速 ｒ０ ：共振周波数 ε８ ：実効比誘電率 Ｚ，：共振時のインピーダンス であるから、増加させた共振周波数ｆＩを達威するには
、共振回路素子の長さ、即ちマイクロストリップ線路１
の線路長Ｌを短くすることよって達成できる。これによ
り、マイクロストリップ線路ｌの線路幅Ｗが０．６１Ｉ
ＩＩＩ１、線路長Ｌが４．６ｍｍと極小化ができる。
路長Ｌは、 Ｃ 線路長Ｌ＝ ■４・ｒＯＦ
丁『 並列共振のＱ値とＬ０との関係式は Ｚ− ＝Ｑ２ ｒｃ ｆ ０Ｌｏ ■′尚、
Ｌ ：共振回路素子の長さ Ｃ ：光速 ｒ０ ：共振周波数 ε８ ：実効比誘電率 Ｚ，：共振時のインピーダンス であるから、増加させた共振周波数ｆＩを達威するには
、共振回路素子の長さ、即ちマイクロストリップ線路１
の線路長Ｌを短くすることよって達成できる。これによ
り、マイクロストリップ線路ｌの線路幅Ｗが０．６１Ｉ
ＩＩＩ１、線路長Ｌが４．６ｍｍと極小化ができる。
マイクロストリップ線路１のＱ値は、前述したように、
線路幅Ｗの縮小によりＱ値が低下するが、線路長Ｌの短
縮により式■′からＱ値が向上し、結局はＱ値を大きく
低下させることがなく、マイクロストリップ線路１の小
型化が達威できる。
線路幅Ｗの縮小によりＱ値が低下するが、線路長Ｌの短
縮により式■′からＱ値が向上し、結局はＱ値を大きく
低下させることがなく、マイクロストリップ線路１の小
型化が達威できる。
このような極小化されたマイクロストリップ線路１を共
振回路８ｂに実装するには、特性インビーダスＺ０に比
例して、増加させた共振周波数ｆｌ （ ６．４ＧＩ｛
ｚ）を従来の誘電体同軸共振素子６１と同等な共振周波
数ｆ ｏ （ ９ ０ ０ Ｍｌｌｚ）に低下補正す
ることが重要となる。
振回路８ｂに実装するには、特性インビーダスＺ０に比
例して、増加させた共振周波数ｆｌ （ ６．４ＧＩ｛
ｚ）を従来の誘電体同軸共振素子６１と同等な共振周波
数ｆ ｏ （ ９ ０ ０ Ｍｌｌｚ）に低下補正す
ることが重要となる。
具体的な補正手段に、第１図の破線枠の共振体Ｒで示し
たように、マイクロストリップ線路１の一方端に、該マ
イクロストリップ線路１と並列的に付加容量成分Ｃｘを
接続することである。
たように、マイクロストリップ線路１の一方端に、該マ
イクロストリップ線路１と並列的に付加容量成分Ｃｘを
接続することである。
これにより、第４図の等価的な電気回路のよに、マイク
ロストリップ線路１部分の等価インダクタンス成分Ｌ。
ロストリップ線路１部分の等価インダクタンス成分Ｌ。
と等価キャパシタンス成分Ｃ０が並列的接続され、さら
に、付加容量成分Ｃｘが等価キャバシタンス成分Ｃ０と
並列的に接続されることになる．ここで、共振素子の共
振周波数（従来の誘電体同軸共振素子の共振周波数）ｒ
０、高共振周波数化したマイクロストリップ線路１の共
振周波数ｆ，とし、共振周波数ｆ，は発振周波数ｆ０の
ｍ倍であるとする。
に、付加容量成分Ｃｘが等価キャバシタンス成分Ｃ０と
並列的に接続されることになる．ここで、共振素子の共
振周波数（従来の誘電体同軸共振素子の共振周波数）ｒ
０、高共振周波数化したマイクロストリップ線路１の共
振周波数ｆ，とし、共振周波数ｆ，は発振周波数ｆ０の
ｍ倍であるとする。
第４図の容量成分Ｃ０及びＣｘの合或による等価回路図
において、付加容量成分Ｃｘどマイクロストリップ線路
１を含む共振体Ｒの共振周波数ｆ０が、従来の誘電体同
軸共振素子の共振周波数ｆ０と同一になるように、 付加容量成分Ｃｘを決定すればよい。
において、付加容量成分Ｃｘどマイクロストリップ線路
１を含む共振体Ｒの共振周波数ｆ０が、従来の誘電体同
軸共振素子の共振周波数ｆ０と同一になるように、 付加容量成分Ｃｘを決定すればよい。
１
即ち、式■、■より、付加容量戊分Ｃｘは、キャパシタ
ンス成分Ｃ．，に対して、 Ｃｘ＝ Ｇｏ （ｍ２−１） となるように設定すれば、従来の誘電体同軸共振素子と
同一共振周波数でかつ特性的にも同等またはそれ以上の
マイクロストリップ線路１による共振素子が達威される
。
ンス成分Ｃ．，に対して、 Ｃｘ＝ Ｇｏ （ｍ２−１） となるように設定すれば、従来の誘電体同軸共振素子と
同一共振周波数でかつ特性的にも同等またはそれ以上の
マイクロストリップ線路１による共振素子が達威される
。
即ち、本発明は、マイクロストリップ線路１の小型化及
びＱ値の向上のために、マイクロストリップ線路長Ｌ及
び線路幅Ｗを極小化するとともに、それに伴い発生する
共振周波数の高周波数化を、付加容量成分Ｃｘの接続に
よって、発振器の発振周波数に近似した共振周波数を低
下補正したものであり、これにより、マイクロストリッ
プ線路１の小型化、即ち、発振回路の小型化及び誘電体
同軸共振素子と同等の特性が容易に得ることができるこ
とになる。
びＱ値の向上のために、マイクロストリップ線路長Ｌ及
び線路幅Ｗを極小化するとともに、それに伴い発生する
共振周波数の高周波数化を、付加容量成分Ｃｘの接続に
よって、発振器の発振周波数に近似した共振周波数を低
下補正したものであり、これにより、マイクロストリッ
プ線路１の小型化、即ち、発振回路の小型化及び誘電体
同軸共振素子と同等の特性が容易に得ることができるこ
とになる。
尚、発明の発振回路の周波数（マイクロストリップ線路
１と付加容量成分Ｃｘで構成した共振体Ｒの補正された
共振周波数）ｆｏとマイクロストリップ線路１単体の共
振周波数ｆｔ との係数ｍは、２＜ｍ＜７の範囲が好ま
しい。
１と付加容量成分Ｃｘで構成した共振体Ｒの補正された
共振周波数）ｆｏとマイクロストリップ線路１単体の共
振周波数ｆｔ との係数ｍは、２＜ｍ＜７の範囲が好ま
しい。
係数ｍが７以上となると、マイクロストリップ線路１の
形成において、極めて精度の高いパターンニングが必要
となり、実用上不向きとなる。
形成において、極めて精度の高いパターンニングが必要
となり、実用上不向きとなる。
また、係数ｍが２未満であると、マイクロストリップ線
路１の大きさが従来の誘電体同軸共振素子６１に比較し
て充分に小型化が達威できず、本発明の効果の１つが得
られない。
路１の大きさが従来の誘電体同軸共振素子６１に比較し
て充分に小型化が達威できず、本発明の効果の１つが得
られない。
次に、マイクロストリップ線路１の導電率における導体
損失は、マイクロストリソプ線路１の線路長Ｌ及び線路
幅Ｗに大きく起因する。
損失は、マイクロストリソプ線路１の線路長Ｌ及び線路
幅Ｗに大きく起因する。
マイクロストリップ線路１の導体損失は、第６図の等価
回路に示されるように、等価インダクタンス成分し。に
、導体抵抗ｒが直列的に接続されることになる。線路幅
Ｗを小さくした時のように、この導体抵抗ｒが増大する
と、第５図に示したように、破線のグラフの傾向を示し
、Ｑ値が低下してしまい、引いては発振出力信号のＣ／
Ｎ比が低下してしまう。
回路に示されるように、等価インダクタンス成分し。に
、導体抵抗ｒが直列的に接続されることになる。線路幅
Ｗを小さくした時のように、この導体抵抗ｒが増大する
と、第５図に示したように、破線のグラフの傾向を示し
、Ｑ値が低下してしまい、引いては発振出力信号のＣ／
Ｎ比が低下してしまう。
実施例では、低誘電率の基板、例えば、アルミナ基板上
に、マイクロストリップ線路１を形成する際に、高導電
率の材料、例えば銀、銅などの金属をベースとした導体
が望ましい。これは、本発明の発振回路に必要な回路網
をアルミナ基板上に例えば銅ペーストで一括して印刷で
形成し、焼成により容易にえることができ、小型化のマ
イクロストリップ線路１を従来の厚膜電気回路基板の作
威工程で達威することができ、コストの低減に大きく作
用することになる。
に、マイクロストリップ線路１を形成する際に、高導電
率の材料、例えば銀、銅などの金属をベースとした導体
が望ましい。これは、本発明の発振回路に必要な回路網
をアルミナ基板上に例えば銅ペーストで一括して印刷で
形成し、焼成により容易にえることができ、小型化のマ
イクロストリップ線路１を従来の厚膜電気回路基板の作
威工程で達威することができ、コストの低減に大きく作
用することになる。
尚、上述の実施例では、マイクロストリップ線路１の一
端は一付加容量と並列的に接続されていおり、もう一端
は、電気的に接地されているが、単に開放端となるよう
にしたり、共振条件に応じて、必要に応じてインダクタ
ンス戒分やキャバシタンス成分を付加して接地してもよ
い。
端は一付加容量と並列的に接続されていおり、もう一端
は、電気的に接地されているが、単に開放端となるよう
にしたり、共振条件に応じて、必要に応じてインダクタ
ンス戒分やキャバシタンス成分を付加して接地してもよ
い。
また、■式より、マイクロストリップ線路１の線路長Ｌ
を短くするには、誘電体基板２の比誘電率ε，を上げる
ことも考えられるが、高誘電率の基板は比較的高価なも
のであり、本発明のように安価な発振回路を構成できな
くなるものである。
を短くするには、誘電体基板２の比誘電率ε，を上げる
ことも考えられるが、高誘電率の基板は比較的高価なも
のであり、本発明のように安価な発振回路を構成できな
くなるものである。
以上、詳述したように、本発明はマイクロストリップ線
路を有する共振回路部と能動素子からなる負性抵抗回路
部とからなる発振回路において、前記マイクロストリッ
プ線路は線路幅及び線路長を極小化して低誘電率系基板
上に高導電率導体を形成して構成され、該マイクロスト
リンプ線路の一方の端部が開放、又は接地され、該マイ
クロストリップ線路の他端部が並列的に容量成分に接続
されるとともに、該マイクロストリップ線路を発振回路
の発振周波数よりも充分高い共振周波数で共振させ、該
容量成分により、該共振周波数を発振回路の発振周波数
近傍にまで低減させたため、特性的に何等遜色すること
なく、従来の高周波発振に使用されていた共振素子の欠
点、即ち、マイクロストリップ線路を用いたときの欠点
である小型困難、及びＱ値の劣化を完全に解決及び防止
でき、さらに、誘電体同軸共振素子を用いたときの欠点
である発振回路の大型化、部品点数コスト、実装コスト
などを完全に解決できる発振回路となる。
路を有する共振回路部と能動素子からなる負性抵抗回路
部とからなる発振回路において、前記マイクロストリッ
プ線路は線路幅及び線路長を極小化して低誘電率系基板
上に高導電率導体を形成して構成され、該マイクロスト
リンプ線路の一方の端部が開放、又は接地され、該マイ
クロストリップ線路の他端部が並列的に容量成分に接続
されるとともに、該マイクロストリップ線路を発振回路
の発振周波数よりも充分高い共振周波数で共振させ、該
容量成分により、該共振周波数を発振回路の発振周波数
近傍にまで低減させたため、特性的に何等遜色すること
なく、従来の高周波発振に使用されていた共振素子の欠
点、即ち、マイクロストリップ線路を用いたときの欠点
である小型困難、及びＱ値の劣化を完全に解決及び防止
でき、さらに、誘電体同軸共振素子を用いたときの欠点
である発振回路の大型化、部品点数コスト、実装コスト
などを完全に解決できる発振回路となる。
第１図は、本発明のマイクロストリップ線路を共振部に
有する発振回路の回路図である。 第２図（ａ）は、本発明の発振回路に用いられるマイク
ロストリップ線路の斜視図であり、第２図（ｂ）は、そ
の等価的な電気回路図である。 第３図は特性インビーダンＺ０とマイクロストリップ線
路の線路幅Ｗとの関係を示した特性図である。 第４図は、本発明の発振回路の共振体、即ちマイクロス
トリップ線路と付加容量成分とを接続した状態の等価回
路図である。 第５図は、マイクロストリソプ線路の共振周波数と共振
インピーダンスの関係を示す特性図である。 第６図は、マイクロストリップ線路の導体抵抗を考慮し
たときの等価的回路図である。 第７図は、従来の共振回路部に誘電体同軸共振素子を有
する発振回路の回路図である。 第８図（ａ）は、従来の誘電体同軸共振素子の一例を示
す外観斜視図であり、第８図（ｂ）はその等価的回路図
である。 第９図は、従来の共振回路部をマイクロストリップ線路
に置換した場合の一部外観斜視図である。 １、８１・・・・マイクロストリップ線路２・・・・・
・・誘電体基板 ３・・・・・−・アース導体 ａ、６ａ・・・・負性抵抗回路部 ｂ，６ｂ・・・・共振回路部 Ｃｘ ・・・・・付加容量 Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ
有する発振回路の回路図である。 第２図（ａ）は、本発明の発振回路に用いられるマイク
ロストリップ線路の斜視図であり、第２図（ｂ）は、そ
の等価的な電気回路図である。 第３図は特性インビーダンＺ０とマイクロストリップ線
路の線路幅Ｗとの関係を示した特性図である。 第４図は、本発明の発振回路の共振体、即ちマイクロス
トリップ線路と付加容量成分とを接続した状態の等価回
路図である。 第５図は、マイクロストリソプ線路の共振周波数と共振
インピーダンスの関係を示す特性図である。 第６図は、マイクロストリップ線路の導体抵抗を考慮し
たときの等価的回路図である。 第７図は、従来の共振回路部に誘電体同軸共振素子を有
する発振回路の回路図である。 第８図（ａ）は、従来の誘電体同軸共振素子の一例を示
す外観斜視図であり、第８図（ｂ）はその等価的回路図
である。 第９図は、従来の共振回路部をマイクロストリップ線路
に置換した場合の一部外観斜視図である。 １、８１・・・・マイクロストリップ線路２・・・・・
・・誘電体基板 ３・・・・・−・アース導体 ａ、６ａ・・・・負性抵抗回路部 ｂ，６ｂ・・・・共振回路部 Ｃｘ ・・・・・付加容量 Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 マイクロストリップ線路を有する共振回路部と能動素子
からなる負性抵抗回路部とからなる発振回路において、 前記マイクロストリップ線路は線路幅及び線路長を極小
化して低誘電率系基板上に高導電率導体を形成して構成
され、該マイクロストリップ線路の一方の端部が開放、
又は接地、該マイクロストリップ線路の他端部が並列的
に容量成分に接続されるとともに、 該マイクロストリップ線路を発振回路の発振周波数より
も充分高い共振周波数で共振させ、該容量成分により、
該共振周波数を発振回路の発振周波数近傍にまで低減さ
せることを特徴とする発振回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1082075A JPH0354903A (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 発振回路 |
| PCT/JP1990/000419 WO1990012450A1 (fr) | 1989-03-31 | 1990-03-28 | Oscillateur |
| DE4090507A DE4090507C2 (de) | 1989-03-31 | 1990-03-28 | Oszillatorschaltung |
| DE19904090507 DE4090507T1 (de) | 1989-03-31 | 1990-03-28 | Oszillatorschaltung |
| GB9025965A GB2238679B (en) | 1989-03-31 | 1990-11-29 | Oscillation circuit |
| US07/613,721 US5187451A (en) | 1989-03-31 | 1991-01-28 | Oscillator using microstrip line having minimized line width and length |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1082075A JPH0354903A (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0354903A true JPH0354903A (ja) | 1991-03-08 |
Family
ID=13764356
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1082075A Pending JPH0354903A (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 発振回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5187451A (ja) |
| JP (1) | JPH0354903A (ja) |
| DE (1) | DE4090507C2 (ja) |
| GB (1) | GB2238679B (ja) |
| WO (1) | WO1990012450A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020068954A (ko) * | 2001-02-22 | 2002-08-28 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | 발진신호의 위상 노이즈를 개선한 마이크로파 발진기 |
| JP2010136128A (ja) * | 2008-12-05 | 2010-06-17 | Alps Electric Co Ltd | 発振器 |
| JP2011035755A (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-17 | New Japan Radio Co Ltd | 高周波帯電圧制御発振器 |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5243547A (en) * | 1992-04-01 | 1993-09-07 | Motorola, Inc. | Limiting parasitic signal coupling between conductors |
| WO1993020615A1 (de) * | 1992-04-03 | 1993-10-14 | SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT öSTERREICH | OSZILLATOR FÜR EINE FREQUENZ VON 1,6 BIS 3 GHz |
| US5484997A (en) * | 1993-12-07 | 1996-01-16 | Haynes; George W. | Identification card with RF downlink capability |
| JPH07273545A (ja) * | 1994-03-31 | 1995-10-20 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御形発振器 |
| JPH0865016A (ja) * | 1994-08-25 | 1996-03-08 | Murata Mfg Co Ltd | ストリップライン共振器 |
| US5740522A (en) * | 1995-07-17 | 1998-04-14 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for reducing receive band transmitter-chain noise for a portable duplex transceiver |
| US5726608A (en) * | 1995-10-17 | 1998-03-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Trimmable multi-terminal capacitor for a voltage controlled oscillator |
| JPH10150321A (ja) * | 1996-11-18 | 1998-06-02 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| JPH10270937A (ja) * | 1997-03-27 | 1998-10-09 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| IT1292213B1 (it) | 1997-06-27 | 1999-01-25 | Italtel Spa | Vco a microonde realizzato in tecnica planare su un substrato ad alte perdite dielettriche |
| US6268779B1 (en) | 1999-03-19 | 2001-07-31 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Integrated oscillators and tuning circuits |
| JP3196750B2 (ja) * | 1999-01-13 | 2001-08-06 | 日本電気株式会社 | 高周波発振器 |
| JP2002016442A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-18 | Toshiba Corp | Ｆｍ信号発振回路及び変調レベル補正方法 |
| JP2002026652A (ja) * | 2000-07-11 | 2002-01-25 | Alps Electric Co Ltd | 発振器 |
| US6424241B2 (en) * | 2000-08-04 | 2002-07-23 | Scientific Components | Fine tuning system for voltage controlled oscillators |
| JP2002124829A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-26 | Murata Mfg Co Ltd | 発振器およびそれを用いた電子装置 |
| EP1542354B1 (en) * | 2003-12-09 | 2021-02-03 | Synergy Microwave Corporation | Integrated ultra low noise microwave wideband push-push vco |
| US7262670B2 (en) * | 2003-12-09 | 2007-08-28 | Synergy Microwave Corporation | Low thermal drift, tunable frequency voltage controlled oscillator |
| CA2515982C (en) * | 2004-08-16 | 2008-07-22 | Synergy Microwave Corporation | Low noise, hybrid tuned wideband voltage controlled oscillator |
| US20060091981A1 (en) * | 2004-11-04 | 2006-05-04 | Motorola, Inc. | Method and system for frequency trimming |
| RU2404505C2 (ru) * | 2005-05-20 | 2010-11-20 | Синерджи Майкровэйв Корпорейшн | Настраиваемый генератор с последовательно и параллельно настроенными резонансными контурами |
| CA2566283C (en) | 2005-11-02 | 2011-10-18 | Synergy Microwave Corporation | User-definable, low cost, low phase hit and spectrally pure tunable oscillator |
| EP1786096A3 (en) * | 2005-11-15 | 2007-06-27 | Synergy Microwave Corproation | Low cost multi-octave-band tunable oscillator having low and uniform phase noise |
| DE102009008225A1 (de) | 2009-02-10 | 2010-08-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Oszillator mit ohmsch einstellbarer schwingfrequenz |
| US9099956B2 (en) | 2011-04-26 | 2015-08-04 | King Abdulaziz City For Science And Technology | Injection locking based power amplifier |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2803846C2 (de) * | 1977-01-31 | 1986-01-30 | Hitachi, Ltd., Tokio/Tokyo | Zentimeterwellen-Oszillatorschaltung mit einem Feldeffekttransistor |
| JPS59134904A (ja) * | 1983-01-24 | 1984-08-02 | Nec Corp | 電圧制御発振器 |
| JPS6027204A (ja) * | 1983-07-23 | 1985-02-12 | Murata Mfg Co Ltd | 発振回路装置 |
| JPH01277008A (ja) * | 1988-04-28 | 1989-11-07 | Nec Corp | 発振回路 |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1082075A patent/JPH0354903A/ja active Pending
-
1990
- 1990-03-28 WO PCT/JP1990/000419 patent/WO1990012450A1/ja not_active Ceased
- 1990-03-28 DE DE4090507A patent/DE4090507C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-11-29 GB GB9025965A patent/GB2238679B/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-01-28 US US07/613,721 patent/US5187451A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020068954A (ko) * | 2001-02-22 | 2002-08-28 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | 발진신호의 위상 노이즈를 개선한 마이크로파 발진기 |
| JP2010136128A (ja) * | 2008-12-05 | 2010-06-17 | Alps Electric Co Ltd | 発振器 |
| JP2011035755A (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-17 | New Japan Radio Co Ltd | 高周波帯電圧制御発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1990012450A1 (fr) | 1990-10-18 |
| DE4090507C2 (de) | 1999-04-01 |
| GB2238679B (en) | 1994-01-19 |
| GB2238679A (en) | 1991-06-05 |
| US5187451A (en) | 1993-02-16 |
| GB9025965D0 (en) | 1991-01-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0354903A (ja) | 発振回路 | |
| US4310809A (en) | Low noise microstrip voltage controlled oscillator | |
| US4998077A (en) | VCO having tapered or stepped microstrip resonator | |
| WO2004045090A2 (en) | Oscillator module incorporating looped-stub resonator | |
| EP0524011B1 (en) | Transverse electromagnetic mode resonator | |
| US5483249A (en) | Tunable circuit board antenna | |
| EP0590612B1 (en) | Frequency tunable resonator including a varactor | |
| JP2003188626A (ja) | モジュール一体型アンテナ | |
| JPH10173426A (ja) | 表面実装型アンテナおよび表面実装型アンテナ装置 | |
| CA2357628C (en) | Oscillator and electronic apparatus using the same | |
| US5357218A (en) | Self-shielding microstrip assembly | |
| JPH0461404A (ja) | 発振回路 | |
| JP3848860B2 (ja) | 空胴共振器を有する平面回路 | |
| JP4074839B2 (ja) | 誘電体導波管共振器の入出力結合構造とそれを利用した発振器 | |
| KR100384243B1 (ko) | 위상잡음 개선을 위한 집적회로형 초소형 전압제어발진소자 | |
| US6765447B2 (en) | Microwave oscillator having improved phase noise of oscillation signal | |
| US6114918A (en) | Low phase-noise device comprising a microstrip-mounted coaxial dielectric resonator and method of reducing the phase noise in such a device, in particular in a voltage-controlled oscillator | |
| JPS59134904A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH0526817Y2 (ja) | ||
| JPH06112710A (ja) | 高周波回路基板 | |
| JPS6157731B2 (ja) | ||
| JP3188661B2 (ja) | 電圧制御発振器及びその周波数調整方法 | |
| JP3046803B2 (ja) | 誘電体フィルタ | |
| JP2001136028A (ja) | 高周波発振器実装基板 | |
| JPH0424641Y2 (ja) |